CN115473439A - 同步开关控制方法 - Google Patents

同步开关控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115473439A
CN115473439A CN202210661033.5A CN202210661033A CN115473439A CN 115473439 A CN115473439 A CN 115473439A CN 202210661033 A CN202210661033 A CN 202210661033A CN 115473439 A CN115473439 A CN 115473439A
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
switching
pulse
edge
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210661033.5A
Other languages
English (en)
Inventor
姚通
J·T·斯特赖敦
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Texas Instruments Inc
Original Assignee
Texas Instruments Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Texas Instruments Inc filed Critical Texas Instruments Inc
Publication of CN115473439A publication Critical patent/CN115473439A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/01—Details
    • H03K3/017—Adjustment of width or dutycycle of pulses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了同步开关控制方法。一种方法(182)包括：生成(186)PWM信号，该PWM信号具有在相应开关周期中的用于接通晶体管的第一边沿和用于关断晶体管的第二边沿；基于晶体管的响应于当前控制周期的开关周期的PWM信号的所测量的电信号来确定(187)目标接通点和目标关断点；以及基于所确定的目标接通点(T4)和/或所确定的目标关断点(T6)，针对后续控制周期的开关周期调整(188)PWM信号的第一边沿和/或第二边沿。

Description

同步开关控制方法
相关申请的交叉引用
本申请要求2021年6月11日提交并且名称为“同步开关控制方法(SYNCHRONOUSSWITCH CONTROL METHOD)”的美国临时专利申请序列号63/209,534的优先权和利益，该申请的内容由此通过引用完全并入。
背景技术
开关功率转换系统使用晶体管以将功率(power)从一种形式转换为另一种形式，诸如用于DC至DC、DC至AC，以及AC至DC应用。高效率在许多应用中是重要的并且可以通过减小晶体管中的开关损耗来改进。增加晶体管开关频率可以改进转换器功率密度。碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)和其他高电子迁移率晶体管(HEMT)在较高频率下提供改进的性能和减小的开关损耗。然而，当在电流-电压曲线图的第三象限中操作时(即当晶体管的漏极-源极电压为负时)，可能发生第三象限传导损耗。在某些功率转换器(诸如同步整流器)中，第三象限传导损耗可能是显著的。在同步整流器中，GaN和其他HEMT晶体管可能会遭受高第三象限传导损耗。此外，在较高频率的操作下，损耗变得显著。难以控制隔离变压器的初级侧和次级侧上的晶体管的相对开关时间，这是因为次级侧开关经由具有传播延迟的带隔离电路的信号信道来控制，并且相对于初级侧晶体管的导通时间(on time)和相位是未知的并且可变化。次级电路处的对测量的控制响应因传感器、逻辑和栅极驱动器延迟而延迟。例如，次级侧转换器电压和电流信号传递通过隔离电路并被转换以用于数字处理，并且响应开关控制信号传递通过数字隔离器以操作开关晶体管。克服这些延迟可以帮助减小开关转换器中的功率损耗。
发明内容
在一个方面，一种方法包括生成脉宽调制(PWM)信号，该PWM信号具有在功率转换系统的相应开关周期中的用于接通晶体管的第一边沿和用于关断晶体管的第二边沿。该方法还包括基于晶体管的响应于当前控制周期的开关周期的PWM信号的所测量的电信号来确定目标接通点和目标关断点。该方法还包括基于所确定的针对后续控制周期的开关周期的目标接通和/或关断点，针对后续控制周期的开关周期调整PWM信号的第一边沿和/或第二边沿。
在另一个方面中，一种非暂时性计算机可读介质存储计算机可执行指令，该计算机可执行指令在由处理器执行时致使处理器：生成PWM信号，该PWM信号具有在功率转换系统的相应开关周期中的用于接通晶体管的第一边沿和用于关断晶体管的第二边沿；基于晶体管的响应于当前控制周期的开关周期的PWM信号的所测量的电信号来确定目标接通点和目标关断点；以及基于所确定的针对后续控制周期的开关周期的目标接通和/或关断点，针对后续控制周期的开关周期调整PWM信号的第一边沿和/或第二边沿。
在另一个方面，一种系统包括晶体管和控制器。控制器被配置为：生成PWM信号，该PWM信号具有在功率转换系统的相应开关周期中的用于接通晶体管的第一边沿和用于关断晶体管的第二边沿；基于晶体管的响应于当前控制周期的开关周期的PWM信号的所测量的电信号来确定目标接通点和目标关断点；以及基于所确定的针对后续控制周期的开关周期的目标接通和/或关断点，针对后续控制周期的开关周期调整PWM信号的第一边沿和/或第二边沿。
在另一方面，一种电子设备包括第一输入端、第二输入端、输出端和脉冲发生器。第一输入端适于耦接到晶体管的源极，并且第二输入端适于耦接到晶体管的漏极。脉冲发生器被配置为响应于晶体管的所测量的电信号指示晶体管的第三象限传导而在输出端处生成脉冲信号。
附图说明
图1是功率转换系统的示意图，该功率转换系统具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自半桥次级电路中的与晶体管集成的脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。
图1A是示例脉冲发生器的示意图。
图1B是另一个示例脉冲发生器的示意图。
图1C是另一个示例脉冲发生器的示意图。
图1D是另一个示例脉冲发生器的示意图。
图1E是另一个示例脉冲发生器的示意图。
图1F是图1的控制器的脉冲定时调整控制方法的流程图。
图2是另一个示例脉冲定时调整控制方法的流程图。
图3A是当前控制周期中的开关信号的信号图。
图3B是后续控制周期中的开关信号的信号图。
图4是另一个示例脉冲定时调整控制方法的示意图。
图5A是示出示例开关整流器接通和传导长度信号的信号图。
图5B是示出示例开关整流器接通和关断信号的信号图。
图6A是使用接通边沿控制的当前控制周期中的漏极-源极电压、栅极-源极电压和脉冲发生器信号的信号图。
图6B是使用接通边沿控制的后续控制周期中的漏极-源极电压、栅极-源极电压和脉冲发生器信号的信号图。
图7A是使用关断边沿控制的当前控制周期中的晶体管电流、栅极-源极电压和脉冲发生器信号的信号图。
图7B是使用关断边沿控制的后续控制周期中的晶体管电流、栅极-源极电压和脉冲发生器信号的信号图。
图8是用于接通和关断边沿控制的载波信号和脉冲发生器信号的信号图。
图9A是具有相移的模拟功率转换器信号的信号图。
图9B是没有相移的模拟功率转换器信号的信号图。
图10A是其中估计延迟等于真实延迟的模拟功率转换器信号的信号图。
图10B是其中估计延迟小于真实延迟的模拟功率转换器信号的信号图。
图10C是其中估计延迟大于真实延迟的模拟功率转换器信号的信号图。
图11A是使用脉冲长度控制的当前控制周期中的晶体管电流、栅极-源极电压和脉冲发生器信号的信号图。
图11B是使用脉冲长度边沿控制的后续控制周期中的晶体管电流、栅极-源极电压和脉冲发生器信号的信号图。
图12是功率转换系统的示意图，该功率转换系统具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自半桥次级电路中的外部脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。
图13是功率转换系统的示意图，该功率转换系统具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自半桥次级电路中的脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。
图14是功率转换系统的示意图，该功率转换系统具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自全桥次级电路的两个拐角处的脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。
图15是功率转换系统的示意图，该功率转换系统具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自全桥次级电路的四个拐角处的脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。
图16是功率转换系统的示意图，该功率转换系统具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自半桥次级电路中的与晶体管集成的单输出脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。
图16A是图16的功率转换系统中的单输出脉冲发生器的示意图。
图16B是当前控制周期中的具有图16A的单输出脉冲发生器的第一脉冲模式的输出信号的信号图。
图16C是当前控制周期中的具有图16A的单输出脉冲发生器的第二脉冲模式的输出信号的信号图。
图16D是图16A的单输出脉冲发生器的第一脉冲模式和第二脉冲模式的信号图。
图16E是当前控制周期中的具有另一个单输出脉冲发生器的另一个示例第二脉冲模式的输出信号的信号图。
图17是功率转换系统的示意图，该功率转换系统具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自半桥次级电路中的图16A的外部脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。
图18是功率转换系统的示意图，该功率转换系统具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自全桥次级电路的四个拐角处的图16A的脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。
图19是功率转换系统的示意图，该功率转换系统具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自全桥次级电路的两个拐角处的图16A的脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。
图20是在控制器中使用来自图16A的脉冲发生器的脉冲信号进行的脉冲定时调整的流程图。
具体实施方式
在附图中，相同的附图标记始终表示相同的元件，并且各种特征不一定按比例绘制。此外，术语“耦接”或“耦合”包括间接或直接的电或机械连接或其组合。例如，如果第一设备耦接到第二设备或与第二设备耦接，则该连接可以通过直接电连接，或者通过经由一个或多个中间设备和连接的间接电连接。下文在功能的上下文中描述了各种电路、系统和/或部件的一个或多个操作特性，该功能在一些情况下是由于当电路被供电和操作时的各种结构的配置和/或互连而产生的。
图1示出了功率转换系统100，该功率转换系统100包括将初级开关电路和次级开关电路耦接的隔离变压器108，初级开关电路和次级开关电路具有以半桥配置连接的集成驱动器/晶体管设备110。系统转换来自电源或供应101的DC输入功率以向负载131提供经调节的DC输出电压信号VO。系统100具有同步整流器次级侧电路。所公开的装置和方法适用于其他实施方式中的其他形式和类型的开关转换器。系统100具有控制器150，诸如数字信号处理器(DSP)，该控制器150实施脉冲定时调整以使用来自与晶体管集成的脉冲发生器120的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。
输入电源101具有第一端子102和第二端子103。输入电容器耦接在电源101的第一端子102和第二端子103之间。初级侧半桥电路包括在电源101的第一端子102和第二端子103之间彼此串联耦接的上部和下部初级侧晶体管111，诸如GaN、SiC或其他类型的晶体管。初级侧晶体管111在初级侧开关节点105处彼此耦接。电感器106具有耦接到变压器108的初级绕组107的第一端子。初级绕组107的第二端子通过电容器138耦接到输入电源101的第二端子103。隔离变压器108具有通过次级侧电感器136耦接到次级侧开关节点135的次级绕组109。次级电路具有在次级侧开关节点135处彼此耦接的上部和下部次级侧晶体管111。
在该示例中，晶体管111与相应电子设备110中的驱动器和脉冲发生器电路集成，诸如集成电路。初级电路的上部集成驱动器/晶体管设备110被标记为“SP1”，并且初级电路的下部集成驱动器/晶体管设备110被标记为“SP2”。次级电路的上部集成驱动器/晶体管设备110被标记为“SS1”，并且次级电路的下部集成驱动器/晶体管设备110被标记为“SS2”。相应集成驱动器/晶体管设备110包括相应晶体管111、驱动器115(例如，在图中标记为“DRV”)和脉冲发生器120(例如，在图中标记为“PULSE GEN”)。晶体管111具有源极112、漏极113和栅极114。驱动器115具有输入端116和输出端117，并且是具有被配置为实施栅极驱动器功能以控制晶体管111的开关的电子部件(诸如晶体管、电阻器、电容器、放大器等)的电路。驱动器115基于在输入端116处接收的脉宽调制脉冲信号而在输出端117处提供栅极驱动信号，以控制晶体管111的栅极114并以受控方式接通和关断晶体管111。当晶体管111在存在非零漏极-源极电压的情况下接通(例如，通过来自驱动器115的高栅极控制信号)时，电流IS在源极端子处流动(例如，流入或流出)。
单独(individual)集成驱动器/晶体管设备110包括脉冲发生器120。脉冲发生器120具有第一输入端121、第二输入端122、第三输入端123、第一输出端124、第二输出端125和电流感测输入端127。第一输入端121耦接到晶体管111的源极112。第二输入端122耦接到晶体管111的漏极113。第三输入端123耦接到晶体管111的栅极114。电流感测输入端127感测晶体管111的源极电流IS。脉冲发生器120是具有被配置为在相应输出端124和125处生成一个或多个脉冲信号的电子部件(诸如晶体管、电阻器、电容器、放大器等)的电路。在另一个示例中，如下面结合图12进一步描述的，脉冲发生器120不与晶体管111或驱动器115集成。在一个示例中，与变压器108的次级侧相关联的电路的相应脉冲发生器120各自被配置为在相应第一输出端124处生成第一脉冲信号，并且在相应第二输出端125处生成第二脉冲信号。与变压器108的次级侧相关联的电路的相应第一脉冲信号在图1中被标记为ZVDSS1和ZVDSS2。与变压器108的次级侧相关联的电路的相应第二脉冲信号在图1中被标记为ZCDSS1和ZCDSS2。在一个示例中，与变压器108的初级侧相关联的电路的相应脉冲发生器120各自被配置为在相应第一输出端124处生成第一脉冲信号，并且在相应第二输出端125处生成第二脉冲信号。与变压器108的初级侧相关联的电路的相应第一脉冲信号在图1中被标记为ZVDSP1和ZVDSP2。与变压器108的初级侧相关联的电路的相应第二脉冲信号在图1中被标记为ZCDSP1和ZCDSP2。
负载131具有第一端子132和第二端子133。负载端子132和133耦接到次级电路。次级绕组109的第一端子耦接到电感器136的第一端子。电感器136的第二端子耦接到次级侧开关节点135。次级绕组109的第二端子耦接到电容器139的第一端子。电容器139的第二端子耦接到负载131的第二端子133。上部和下部次级侧晶体管111在次级侧开关节点135处彼此耦接。输出电容器134具有耦接到负载131的第一端子132的第一端子。输出电容器134的第二端子耦接到负载131的第二端子133。
在一个示例中，控制器150是具有针对数字信号的输入端和针对生成的输出信号的输出端的DSP。控制器150具有用于经由隔离电路153与系统100的次级侧电路交接(interfacing)的输出端151、152和输入端154、155、156和157。隔离电路153是具有被配置为将信号传递通过系统100的控制器150与次级电路之间的隔离屏障的电子部件(诸如晶体管、电阻器、电容器、放大器等)的电路。变压器108的次级侧的隔离电路153从与变压器108的次级侧相关联的电路的相应脉冲发生器120接收第一脉冲信号ZVDSS1和ZVDSS2以及第二脉冲信号ZCDSS1和ZCDSS2。隔离电路153被配置为生成对应于与变压器108的次级侧相关联的电路的相应第一脉冲信号ZVDSS1和ZVDSS2的隔离第一脉冲信号EQEPSS1和EQEPSS2。隔离电路153被配置为生成对应于与变压器108的次级侧相关联的电路的相应第二脉冲信号ZCDSS1和ZCDSS2的隔离第二脉冲信号ECAPSS1和ECAPSS2。第一脉冲信号ZVDSS1和ZVDSS2以及相应隔离第一脉冲信号EQEPSS1和EQEPSS2在本文中被称为第一脉冲信号。第二脉冲信号ZCDSS1和ZCDSS2以及相应隔离第二脉冲信号ECAPSS1和ECAPSS2在本文中被称为第二脉冲信号。
控制器150包括可操作地耦接到电子存储器159的处理器158。存储器159提供存储计算机可执行指令的非暂时性计算机可读介质159，该计算机可执行指令在由处理器158执行时致使处理器158实施本文所述的功能，包括通过生成PWM信号来操作系统100的初级侧电路和次级侧电路的晶体管111进行输出电压调节。
控制器150还具有用于经由隔离电路163与系统100的初级侧电路交接的输出端161、162和输入端164、165、166和167。隔离电路163是具有被配置为将信号传递通过系统100的控制器150与初级电路之间的隔离屏障的电子部件(诸如晶体管、电阻器、电容器、放大器等)的电路。在一个示例中，与变压器108的初级侧相关联的电路的相应脉冲发生器120各自被配置为在相应第一输出端124处生成第一脉冲信号，并且在相应第二输出端125处生成第二脉冲信号。变压器108的初级侧的隔离电路163从与变压器108的初级侧相关联的电路的相应脉冲发生器120接收第一脉冲信号ZVDSP1和ZVDSP2以及第二脉冲信号ZCDSP1和ZCDSP2。隔离电路163被配置为生成对应于与变压器108的初级侧相关联的电路的相应第一脉冲信号ZVDSP1和ZVDSP2的隔离第一脉冲信号EQEPSP1和EQEPSP2。隔离电路153被配置为生成对应于与变压器108的初级侧相关联的电路的相应第二脉冲信号ZCDSP1和ZCDSP2的隔离第二脉冲信号ECAPSP1和ECAPSP2。第一脉冲信号ZVDSP1和ZVDSP2以及相应隔离第一脉冲信号EQEPSP1和EQEPSP2在本文中被称为第一脉冲信号。第二脉冲信号ZCDSP1和ZCDSP2以及相应隔离第二脉冲信号ECAPSP1和ECAPSP2在本文中被称为第二脉冲信号。
系统100还包括具有输入端171、172和173以及输出端174的隔离输出感测电路170。输入端171耦接到电流传感器以感测次级侧电感器136的电感器电流IL。输入端172和173耦接到相应负载端子132和133以感测负载131的输出电压VO。输出端174耦接到控制器150的输入端。隔离输出感测电路170是具有被配置为提供表示次级电路的一个或多个电气状况(诸如输出电压VO、电感器电流IL等)的输出反馈信号(例如，模拟信号、数字信号等)的电子部件(诸如晶体管、电阻器、电容器、放大器等)的电路。
控制器150包括PWM生成电路180。存储器159存储输出调节指令184和脉冲定时调整控制指令182，其由处理器158实施以控制初级和次级侧晶体管111的开关状态(例如，接通或关断)，从而将来自电源101的输入DC功率转换为递送到负载131的DC输出功率。变压器108提供将输入功率和初级侧电路与输出功率和次级侧电路电隔离的隔离屏障。控制器150被配置为在相应输出端161和162处生成PWM信号EPWMSP1和EPWMSP2以操作(例如，接通和关断)初级侧晶体管111。控制器150还被配置为在相应输出端151和152处生成PWM信号EPWMSS1和EPWMSS2以操作(例如，接通和关断)次级侧晶体管111。
通过执行指令184，控制器150被配置为在闭环控制方案中生成PWM信号EPWMSP1、EPWMSP2、EPWMSS1和EPWMSS2，以根据从隔离输出感测电路170接收的反馈信号来调节输出电压VO。隔离电路163将信号传递通过系统100的控制器150和初级电路之间的隔离屏障以根据相应PWM信号EPWMSP1和EPWMSP2将PWM信号递送到上部和下部初级侧栅极驱动器115。隔离电路153将信号传递通过系统100的控制器150和次级电路之间的隔离屏障以根据相应PWM信号EPWMSS1和EPWMSS2将PWM信号递送到上部和下部次级侧栅极驱动器115。
在所示的同步整流器示例中，当被供电和操作时，处理器158在连续系列的控制周期中执行输出调节指令184以实施闭环输出调节。在一个示例中，每个单独控制周期包括多个开关周期。在一个示例中，初级侧晶体管和次级侧晶体管中的每一者在每个开关周期中接通和关断。在一个示例中，控制器150控制PWM信号生成以将功率从初级侧电路传递到次级侧电路。
在一个示例中，单独开关周期包括第一模式，其中控制器150将上部初级和次级侧晶体管111接通并且将下部初级和次级侧晶体管关断。在该示例中，单独开关周期还包括第二模式，其中控制器150将上部初级和次级侧晶体管111关断并且将下部初级和次级侧晶体管接通。下面的图8和图13示出了系统100的同步整流器操作的示例开关周期，其中控制器150提供非零死区间隔以防止半桥初级侧电路和次级侧电路的两个晶体管111同时接通。
通过执行指令182，控制器150被配置为选择性地调整PWM信号EPWMSP1、EPWMSP2、EPWMSS1和/或EPWMSS2中的一者或多者的定时，以帮助减小相关联的晶体管111的第三象限传导并且改进功率转换系统100的效率。在示出的示例中，控制器150经由相应隔离电路153和163从相应脉冲发生器120的第一输出端124接收以隔离第一脉冲信号EQEPSP1、EQEPSP2、EQEPSS1和EQEPSS2的形式的信息，并且经由相应隔离电路153和163从相应脉冲发生器120的第二输出端125接收以隔离第二脉冲信号ECAPSP1、ECAPSP2、ECAPSS1和ECAPSS2的形式的信息。
结合下部次级侧晶体管111、相关联的PWM信号EPWMSS2以及相关联的脉冲发生器120的脉冲信号EQEPSS2和ECAPSS2来描述脉冲发生器120的操作以及控制器150的脉冲定时和控制操作。在示出的示例中，控制器150和相关联的脉冲发生器120关于上部晶体管111和下部初级侧晶体管111实施类似的功能，为了简洁而省略其细节。
还参考图1A-图1F，图1A-图1D示出了用于生成相应第一脉冲信号ZVDSS2和第二脉冲信号ZCDSS2并经由与变压器108的次级侧相关联的电路的隔离电路153生成相应第一隔离脉冲信号EQEPSS2和第二隔离脉冲信号ECAPSS2的脉冲发生器120的示例内部实施方式以及相关联的外部硬件实施方式。在图1A中，集成驱动器/晶体管电子设备110的脉冲发生器120在内部生成第一输出端124处的零电压检测信号ZVD，并且隔离电路153向边沿检测器190的输入端提供对应的信号。边沿检测器输出端耦接到控制器输入端154。边沿检测器190被配置为响应于经由隔离电路153的零电压检测信号ZVD的上升边沿，在边沿检测器输出端处并向控制器输入端154提供脉冲EQEPSS2。
在下面结合图6A和图6B进一步讨论的一个实施方式中，图1A中的脉冲发生器120在其中相关联的晶体管经历第三象限传导的给定开关周期中基于感测到的晶体管漏极-源极电压VDS来生成具有两个边沿的脉冲信号EQEPSS2，并且在其中在设备接通之前相关联的晶体管没有经历检测的第三象限传导的给定开关周期中基于感测到的晶体管漏极-源极电压VDS来生成没有边沿的脉冲信号EQEPSS2。在一个示例中，控制器150使用第一脉冲信号EQEPSS2来设置或确定目标接通点或者调整后续控制周期的开关周期中的接通时间或接通点。
图1B示出了另一个示例脉冲发生器电路实施方式，其中集成驱动器/晶体管电子设备110的脉冲发生器120在内部生成第二输出端125处的零电流检测信号ZCD，并且隔离电路153向控制器150的输入端155提供对应的第二脉冲信号ECAPSS2。在该示例中，如下面结合图7A和图7B进一步描述的，脉冲发生器120在每个开关周期中生成第二脉冲信号ECAPSS2，该第二脉冲信号具有与相关联的晶体管111进行的第三象限电流传导的实际持续时间相对应的脉冲长度。在一个示例中，控制器150使用第二脉冲信号ECAPSS2的该脉冲长度来设置或确定目标关断点或者调整后续控制周期的开关周期中的关断时间或关断点。在一个实施方式中，控制器150使用内部计数器来对来自脉冲发生器120的脉冲的长度进行计数，并且在下一个周期中使用所得的ECAP计数来创建EPWMSS2 PWM信号。
图1C示出了另一个示例脉冲发生器电路实施方式，其中脉冲发生器120包括内部电路以通过阻挡二极管来感测晶体管111的漏极-源极电压VDS。比较器126将电压VDS与阈值(诸如0V)进行比较并且在输出端125处提供零电流检测信号。隔离电路153向控制器150的输入端155提供对应的第二脉冲信号ECAPSS2。
图1D示出了另一个示例脉冲发生器电路，其中脉冲发生器120包括比较器126，该比较器126将感测到的漏极-源极电压VDS与阈值(例如，-1V)进行比较，并且逻辑电路在输出端125处生成输出脉冲信号。在下面结合图6A和图6B进一步讨论的一个实施方式中，图1D中的脉冲发生器120在其中在设备接通之前相关联的晶体管经历第三象限传导的给定开关周期内基于感测到的晶体管漏极-源极电压VDS来生成脉冲信号EQEPSS2。在图1D中，电路在其中在第三象限传导开始之前相关联的晶体管接通的给定开关周期中基于感测到的晶体管漏极-源极电压VDS来生成没有边沿的脉冲信号EQEPSS2。在一个示例中，控制器150使用第一脉冲信号EQEPSS2来设置或确定目标接通点或者调整后续控制周期的开关周期中的接通时间或接通点。在该示例中，VDS感测电路根据栅极信号PWM_Ss2来监测晶体管接通边沿。
替代实施方式：如果存在负VDS，则栅极仍然是低的，并且脉冲发生器120生成具有第一边沿和第二边沿的第一脉冲信号。隔离电路153向边沿检测器190的输入端提供对应的信号。在该示例中，边沿检测器输出端耦接到控制器输入端154以向控制器150提供脉冲信号。控制器150确定是否接收到脉冲信号边沿，并且如果是，则确定相关联的晶体管111经历第三象限传导。当控制器150没有接收到脉冲边沿时，不存在第三象限传导。感测窗口控制PWM_Ss2可以是EPWM_Ss2A或Vgss2A。
图1E示出了另一个示例脉冲发生器电路。在该示例中，脉冲发生器120感测晶体管源极电流IS，并且运算放大器(标记为“OPA”)放大通过罗氏(Rogowski)线圈耦接的电压信号并通过偏移对其积分，并且比较器将所得的放大信号与参考电压Ref2进行比较。与门具有耦接到比较器输出端的第一输入端和耦接到计数器的输出端的第二输入端，该计数器对输入脉冲信号FPWM_Ss2A进行计数。在另一个示例中，省略与门和计数器，并且比较器输出端耦接到脉冲发生器120的第二输出端125。在该示例中，控制器150响应于输入端155处的ECAPSS2信号而使用电流感测来校正PWM信号EPWMSS2的关断边沿。控制器使用内部计数器对从接通点开始的ECAPSS2脉冲信号的时间长度进行计数以生成比较事件触发，并且使用脉冲长度以供下一个控制周期创建EPWMSS2信号。
图1F示出了在由处理器158作为方法执行时的脉冲定时调整控制指令182的一个实施方式的流程图。该软件或固件将控制器150配置为在185处开始当前控制周期。处理器158执行指令182以配置图1的控制器150。在186处，控制器150在生成PWM信号EPWMSS2时基于来自先前(例如，上个)控制周期的定时信息来施加同步整流器(SR)接通点和关断点。为了便于参考，当前控制周期被指定为“N”，先前控制周期被指定为“N-1”，并且后续(例如，下一个)控制周期被指定为“N+1”。在当前控制周期N期间，控制器基于关于晶体管的响应于在当前控制周期N中施加的PWM信号EPWMSS2(N)的电参数的信息，在187处捕获目标(例如，期望)接通点和关断点。在188处，控制器150基于目标接通点和关断点来选择性地调整(例如，移动)接通点和/或关断点以用于生成PWM信号EPWMSS2(N+1)。在189处，控制器150继续当前控制周期中的操作并且返回到185以开始下一个周期。
在示例下部次级侧晶体管111的操作中，当被供电时，固件或软件脉冲定时调整控制指令182将控制器150配置为生成PWM信号EPWMSS2(N)。如下面结合图3A和图3B进一步讨论的，在相应开关周期中，PWM信号EPWMSS2(N)具有用于接通晶体管111的第一边沿(例如，上升边沿)以及用于关断晶体管111的第二边沿(例如，下降边沿)。如所提到的，单独控制周期N-1、N、N+1…包括整数M个开关周期，其中M是正整数，并且在连续控制周期中，控制器150在每个开关周期中生成并施加具有第一边沿和第二边沿的PWM信号EPWMSS2(根据需要进行调整)。脉冲定时调整控制指令182还将控制器150配置为基于晶体管111的响应于当前控制周期N的开关周期的PWM信号EPWMSS2(N)的所测量的电信号(例如，漏极-源极电压VDS、栅极-源极电压VGS、源极电流IS)来确定目标接通点。脉冲定时调整控制指令182还将控制器150配置为基于晶体管111的响应于当前控制周期N的开关周期的PWM信号EPWMSS2(N)的所测量的电信号VDS、VGS、IS来确定目标关断点。基于所确定的目标接通点，控制器150针对后续控制周期N+1的开关周期调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的第一边沿。基于所确定的目标关断点，控制器150针对后续控制周期N+1的开关周期选择性地调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的第二边沿。
在下面结合图2进一步讨论的一个示例中，控制器150在每个连续控制周期中选择性地向前或向后移动脉冲起始点以减轻晶体管111的第三象限传导。响应于所确定的目标接通点指示当前控制周期N的开关周期中存在晶体管111的第三象限传导，控制器150针对后续控制周期N+1的一个或多个开关周期向前调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的第一边沿。响应于所确定的目标接通点指示当前控制周期N的开关周期中不存在晶体管111的第三象限传导，控制器150针对后续控制周期N+1的一个或多个开关周期向后调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的第一边沿。
在下面结合图4进一步讨论的另一个示例中，控制器150对其中所测量的电信号指示相应开关周期中存在晶体管111的第三象限传导的开关周期的数量X进行计数，并且将计数X与上阈值和下阈值进行比较以选择性地针对阈值之间的计数值X保持相同的PWM信号EPWMSS2(N+1)，或者针对下一个控制周期N+1向前或向后调整PWM信号EPWMSS2(N+1)。
还参考图2、图3A和图3B，图2示出了示例脉冲定时调整控制方法200，其基于所确定的目标接通点和关断点针对连续控制周期向前或向后调整PWM信号EPWMSS2(N+1)。图3A示出了当前控制周期N中的开关信号的曲线图300，并且图3B示出了有关后续控制周期N+1中的开关信号的曲线图310。方法200在图2中的202处开始当前周期N。在204处，对于当前控制周期N的正整数M个开关周期，控制器150基于来自先前控制周期N-1的接通边沿和脉冲长度信息来生成PWM信号EPWMSS2(N)。
图3A中的曲线图300示出了当前开关周期N的示例开关周期309中的信号曲线301、302、303和304。曲线图300示出了在开关周期309中的标记时间T1、T2、T3、T4、T5和T6处的事件。曲线301示出了当前控制周期N的开关周期309中的PWM信号EPWMSS2(N)，其在时间T1具有用于接通晶体管111的第一边沿305并且具有用于关断晶体管111的第二边沿306。曲线302示出了当前控制周期N的开关周期309中的晶体管栅极-源极电压VGSSS2(N)。VGSSS2(N)信号的边沿从PWM信号EPWMSS2(N)的对应的边沿延迟非零栅极延迟时间t_GDelay。
曲线303示出了当前控制周期N的开关周期309中的由脉冲发生器120在第一输出端124处生成的第一脉冲信号EQEPSS2(N)。在该示例中，第一脉冲信号EQEPSS2(N)在时间T3具有第一边沿307(例如，上升边沿)并且在时间T4具有第二(例如，下降)边沿308，从而指示第三象限传导。
曲线304示出了当前控制周期N的开关周期309中的由脉冲发生器120在第一输出端125处生成的第二脉冲信号ECAPSS2(N)。在开关周期309中，第二脉冲信号ECAPSS2(N)在时间T4处具有第一(例如，上升)边沿并且在时间T6处具有第二(例如，下降)边沿。
在图2中的206处，控制器150确定晶体管在接通时是否经历第三象限传导。在一个示例中，控制器150基于当前控制周期N的开关周期309中的第一脉冲信号EQEPSS2(N)中的脉冲边沿的存在或不存在来检测第三象限传导。如果是这样(在206处为是)，则方法200行进到208，并且控制器150针对后续控制周期N+1向前(在时间上更早)调整(例如，移动)PWM信号EPWMSS2(N+1)的接通边沿。图3A中的曲线图300示出了其中控制器150通过标记为t_advance的增量从时间T4到时间T2向前调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的接通边沿的示例。否则(在206处为否)，方法200行进到209，并且控制器150针对后续控制周期N+1的开关周期向后(在时间上更晚)调整(例如，移动)PWM信号EPWMSS2(N+1)的接通边沿。在210处，控制器150确定当前控制周期N的脉冲长度。
在212处，控制器150基于当前控制周期N的接通边沿和脉冲长度来构造针对下一个控制周期N+1的PWM信号EPWMSS2(N+1)，并且在214处继续在当前控制周期N中的操作，然后返回在202处开始下一个周期。在图3A的示例中，控制器150接收基于晶体管111对当前控制周期N的施加的PWM信号EPWMSS2(N)的电信号响应而生成的第一脉冲信号EQEPSS2(N)和第二脉冲信号ECAPSS2(N)，并且基于这些，在图3A的曲线图300中识别时间T4处的目标(例如，理想)接通点和时间T6处的目标(例如，理想)关断点。在一个示例中，脉冲发生器120基于晶体管111的响应于当前控制周期N的开关周期309的PWM信号EPWMSS2(N)的一个或多个所测量的电信号VDS、VGS和/或IS来生成表示晶体管111的第三象限传导的脉冲信号EQEPSS2(N)，并且控制器150基于脉冲信号EQEPSS2来确定目标接通点(例如，T4)。
在一个示例中，如图3B的曲线图310所示，控制器150基于根据第一脉冲信号EQEPSS2(N)和第二脉冲信号ECAPSS2(N)确定的目标接通点和关断点来针对下一个控制周期N+1调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的接通边沿315和关断边沿316的时间位置。
图3B示出了后续开关周期N+1的示例开关周期319中的具有信号曲线311、312、313和314的曲线图310。曲线图310示出了在开关周期319中的标记时间T11、T12、T13、T14、T15和T16处的事件，相对于相应开关周期的开始，这些标记时间分别对应于在图3A的较早开关周期309中的时间T1-T6。曲线311示出了后续控制周期N+1的开关周期319中的PWM信号EPWMSS2(N+1)，其在时间T12具有用于接通晶体管111的第一边沿315并且在时间T15具有用于关断晶体管111的第二边沿316。曲线312示出了后续控制周期N+1的开关周期319中的晶体管栅极-源极电压VGSSS2(N+1)。VGSSS2(N+1)信号的边沿从PWM信号EPWMSS2(N+1)的对应的边沿延迟非零栅极延迟时间t_GDelay。
然而，在该控制周期N+1中，对PWM信号EPWMSS2(N+1)的向前调整(例如，在开关周期319中更早)减轻或避免了晶体管111进行的第三象限传导，由没有脉冲边沿的第一脉冲信号EQEPSS2(N+1)指示，如曲线313所示。曲线313示出了由脉冲发生器120在后续控制周期N+1的开关周期319中在第一输出端124处并且响应于在后续控制周期N+1的开关周期中施加的PWM信号EPWMSS2(N+1)而生成的第一脉冲信号EQEPSS2(N+1)。在该示例中，第一脉冲信号EQEPSS2(N+1)不具有上升边沿或下降边沿，并且指示在开关周期319中没有晶体管111进行的第三象限传导。曲线314示出了后续控制周期N+1的开关周期319中的由脉冲发生器120在第一输出端125处生成的第二脉冲信号ECAPSS2(N+1)。第二脉冲信号ECAPSS2(N+1)具有在时间T4处的第一(例如，上升)边沿和在时间T6处的第二(例如，下降)边沿以及对应于时间差T6-T4的脉冲长度TIPW，其与针对当前控制周期N的图3A的曲线图300中的目标(例如，理想)接通点和目标(例如，理想)关断点之间的差异相同。
在一个示例中，控制器150基于晶体管111的响应于当前控制周期N的开关周期309的PWM信号EPWMSS2(N)的所测量的电信号(例如，VDS、VGS、IS)来确定目标接通点(例如，图3A中的时间T4处)。在该示例中，控制器150基于晶体管111的所测量的电信号VDS、VGS、IS来确定目标关断点(例如，图3A中的T6)。基于所确定的目标接通点，控制器150针对后续控制周期N+1的开关周期319调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的第一边沿315。此外，在一个实施方式中，控制器150基于所确定的目标关断点针对后续控制周期N+1的开关周期319调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的第二边沿316。在一个实施方式中，控制器150响应于目标接通点指示开关周期309中存在晶体管111的第三象限传导，针对后续控制周期N+1的开关周期319向前(例如，在图2中的208)调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的第一边沿316，并且响应于目标接通点指示当前控制周期N的开关周期309中不存在晶体管111的第三象限传导，针对后续控制周期N+1的开关周期319向后(例如，在209)调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的第一边沿316。
图4示出了可以由控制器150实施的另一个示例脉冲定时调整控制方法400。在该示例中，控制器150在当前控制周期N的整数M个开关周期中的每一者中基于来自先前周期的信息来施加PWM信号，其中M大于2。在该示例中，控制器150对在当前控制周期N中出现第三象限传导的开关周期的数量“X”进行计数，并且取决于计数值X与第一阈值TH1和第二阈值TH2的比较来选择性地向前或向后调整接通边沿，或者不进行改变。这种方法提供了阈值之间的死区，这在操作接近可实现的最小第三象限传导水平的情况下减轻了变化。方法400在图4中的402处开始当前周期N。在404处，对于当前控制周期N的M个开关周期，控制器150基于来自先前控制周期N-1的接通边沿和脉冲长度信息来生成PWM信号EPWMSS2(N)。在图4中的405处，控制器150对在当前控制周期期间接收的第三象限脉冲的数量“X”进行计数，例如，其中所测量的电信号(例如，VDS、VGS、IS等)指示相应开关周期中存在晶体管111的第三象限传导的开关周期的数量。
在图4中的406处，控制器150确定计数值X是否大于针对当前控制周期N的M个开关周期309、319的第一阈值TH1。如果是这样(在406处为是)，则控制器150在408处通过针对后续控制周期N+1的开关周期向前调整PWM信号EPWMSS2(N+1)的第一边沿来做出响应。如果不是这样(在406处为否)，则控制器150在407处确定计数值X是否小于较低的第二阈值TH2(例如，TH1大于TH2)。如果是这样(在407处为是)，则控制器150在409处通过针对后续控制周期N+1的开关周期向后调整188PWM信号EPWMSS2(N+1)的第一边沿316来做出响应。如果计数值X在阈值TH1和TH2之间(在407处为否)，则控制器150针对后续控制周期N+1不修改PWM信号EPWMSS2(N+1)。在图4中的410处，控制器150确定针对当前控制周期N的脉冲长度。在412处，控制器150基于当前控制周期N的接通边沿和脉冲长度来构造针对下一个控制周期N+1的PWM信号EPWMSS2(N+1)，并且在414处继续在当前控制周期N中的操作，然后返回在402处开始下一个周期。虽然方法200可以在稳态输出调节器状况期间导致在连续控制周期中使PWM信号接通边沿向前和向后抖动，但方法400可以减轻或避免稳态下的恒定抖动并且还减轻或避免噪声触发的抖动。如果一个控制周期中的第三象限传导开关周期的数量太高，则方法400仍通过向前移动接通边沿来促进晶体管111的第三象限传导的减轻，并且如果一个控制周期中的第三象限传导开关周期的数量太低，则方法400仍通过向后移动接通边沿来促进晶体管111的第三象限传导的减轻。
还参考图5A和图5B，图5A包括信号图500，该信号图500具有示出示例开关整流器接通和传导长度信号的曲线501、502、503和504，并且图5B包括信号图510，该信号图510具有示出示例开关整流器接通和关断信号的曲线511、512、513、514。信号图500中的曲线501示出了在示例开关周期期间的晶体管111的源极电流IS，并且曲线502示出了在晶体管111的目标接通点处具有上升边沿的脉冲信号。曲线503示出了具有目标传导长度(例如，也称为脉宽或脉冲长度)的脉冲信号，并且曲线504示出了使用曲线502的接通边沿和曲线503的关断(例如，下降)边沿来形成的脉冲信号。在一个示例中，由曲线504示出的所得脉冲信号表示用于操作晶体管111的目标或理想接通点和关断点。
图5B中的信号图510包括曲线511，其示出了在示例开关周期期间的晶体管111的源极电流IS。曲线512示出了在晶体管111的目标接通点处具有上升边沿的脉冲信号，类似于上面图5A的曲线502所示的脉冲。曲线513示出了在晶体管111的目标(例如，理想)关断点处具有第一(例如，上升)边沿的脉冲信号。在该示例中，曲线514示出了使用曲线512的接通边沿和曲线513的关断边沿来形成的脉冲信号。曲线514所示的所得脉冲信号与曲线504所示的脉冲相同，并且控制器150可以基于在图5A的曲线502和503中接收的类型的信息或者基于在图5B的曲线512和513中接收的类型的信息来实施由曲线504和514所示的目标或理想脉冲。此外，对于晶体管和异步整流器或甚至在其中晶体管111和控制器150之间的信号链延迟是未知的和/或可变的系统中的其他开关电源类型，上述方法182、200、400和图1中的脉冲发生器120和控制器150可以用于自适应地减轻或消除第三象限传导。在上述示例中，控制器150从脉冲发生器120接收关于晶体管接通和脉冲长度或晶体管接通和关断的信息，并且使用该信息来重新创建或重构用于改进的栅极控制信号的理想信号以用于后续控制周期，从而补偿从PWM信号生成到晶体管栅极的传播延迟。该方法调整重新创建的PWM信号的前向时间，并且甚至在存在大的和/或变化的信号链传播延迟的情况下也有助于减轻或减小第三象限传导。
还参考图6A、图6B和上面的图1A，图6A示出了信号图600，该信号图600具有当前控制周期N的示例开关周期中的信号曲线601、602、603、604和605。信号图600示出了使用接通边沿控制的当前控制周期中的漏极-源极电压、栅极-源极电压和脉冲发生器信号。图6B示出了信号图610，该信号图610具有后续控制周期N+1的示例开关周期中的信号曲线611、612、613、614和615。信号图600示出了使用接通边沿控制的后续控制周期N+1中的漏极-源极电压、栅极-源极电压和脉冲发生器信号。曲线601示出了当前控制周期N的漏极-源极电压VDSSS2(N)，并且图6A中的曲线602示出了由脉冲发生器120将漏极-源极电压曲线601与其比较的阈值(例如，-1V)。曲线603示出了当前控制周期N的PWM信号EPWMSS2(N)。曲线604示出了当前控制周期N的栅极-源极电压VGSSS2(N)，并且曲线605示出了指示存在晶体管111进行的第三象限传导的第一脉冲信号EQEPSS2(N)。在该示例中，控制器150根据当前前向调整量FW(N)加上时间步长量STP(例如，FW(N+1)＝FW(N)+STP)来确定后续控制周期N+1中的接通PWM信号位置的调整。在该示例中，脉冲发生器120响应于检测到漏极-源极电压曲线601向下转变到阈值602并越过阈值而生成第一脉冲信号EQEPSS2(N)的前(例如，上升)边沿。在该示例中，脉冲发生器120响应于检测到漏极-源极电压曲线601向上转变到阈值602并越过阈值而生成第一脉冲信号EQEPSS2(N)的第二(例如，下降)边沿。在该示例中，漏极-源极电压由脉冲发生器122使用以估计晶体管111进行的第三象限传导的持续时间，而不需要电流感测电路或连接。
图6B中的信号图610示出了后续控制周期N+1的对应的信号。曲线611示出了当前控制周期N的漏极-源极电压VDSSS2(N)，并且图6A中的曲线612示出了由脉冲发生器120将漏极-源极电压曲线611与其比较的阈值(例如，-1V)。曲线613示出了当前控制周期N的PWM信号EPWMSS2(N)。曲线614示出了当前控制周期N的栅极-源极电压VGSSS2(N)，并且曲线615示出了没有上升或下降边沿的第一脉冲信号EQEPSS2(N)，其指示控制器150进行的调整消除或减小了控制周期N+1中的晶体管111进行的第三象限传导。
现在参考图7A和图7B，图7A示出了信号图700，该信号图700具有示出使用关断边沿控制的当前控制周期N中的示例晶体管电流、栅极-源极电压和脉冲发生器信号的曲线701、702、703和704。图7B包括信号图710，该信号图710具有示出使用关断边沿控制的后续控制周期N+1中的晶体管电流、栅极-源极电压和脉冲发生器信号的曲线711、712、713和714。在该示例中，曲线701和711示出晶体管源极电流IS，曲线702和712示出相应控制周期的PWM信号EPWMSS2，曲线703和713示出相应晶体管栅极-源极电压曲线VGSSS2，并且曲线704和714示出由控制器150针对相应控制周期生成的计算脉冲。在该示例中，当前控制周期N的栅极-源极电压曲线703具有对应于由脉冲发生器120提供的第二脉冲信号ECAP(N)的持续时间或脉宽，并且由曲线704示出的计算脉冲的持续时间是dFW(N+1)+ECAPSS2(N)。对于后续控制周期(N+1)，信号图710示出了具有对应于第二脉冲信号ECAPSS2(N+1)的持续时间或脉宽的栅极-源极电压曲线713，并且曲线704所示的计算脉冲的持续时间是dFW(N+2)+ECAPSS2(N+1)。在一个示例中，控制器150使用第二脉冲信号ECAPSS2(N)的该脉冲长度来设置或确定目标关断点或者调整后续控制周期的开关周期中的关断时间或关断点。在一个实施方式中，控制器150使用内部计数器来对来自脉冲发生器120的脉冲的长度进行计数，并且在下一个周期中使用所得的ECAP计数来创建PWM信号EPWMSS2。
图8包括具有曲线801-806和811-816的信号图800，其示出了用于图1的同步整流器系统100中的初级和次级侧晶体管111的接通和关断边沿控制的初级和次级侧调制参考和载波信号以及脉冲发生器信号。该示例使用分别在标称参考信号804的上方和下方的偏移初级侧调制信号802和803。控制器150将对应的初级侧载波信号801的当前值与调制信号802和803进行比较以生成相应下部PWM曲线806(EPWMSP2)和上部PWM曲线805(EPPWMSP1)。调制信号802和803的偏移为相应初级开关电路和次级开关电路提供受控死区定时Tdb_P和Tdb_S。在该示例中，次级侧脉宽调制使用由曲线811所示的第二载波信号，以及分别在标称次级侧参考信号814上方和下方偏移的第一调制信号曲线812和第二调制信号曲线813。控制器150将对应的次级侧载波信号811的当前值与调制信号812和813进行比较以生成相应下部PWM曲线816(EPWMSS2)和上部PWM曲线815(EPWMSS1)。图8中的信号图800示出了负载131的输出要求的变化，这在第一开关周期和第二所示开关周期之间增加了调制信号812和813中的偏移。此外，信号图800和图8示出了通过控制器150实施上述脉冲定时调整控制(例如，根据上述方法200或400中的一者)所得的PWM信号EPWMSS1和EPWMSS2的经调整部分。在另一个示例中，比较器和尝试波发生器用于脉冲定时调整控制和脉宽调制信号生成的硬件实施方式。各种实施方式提供了硬件和/或固件调制，诸如所示的DSP控制器示例，以参考初级侧PWM信号自适应地调整接通和关断边沿两者。在一个示例中，初级侧PWM信号具有固定在50％的占空比以用于电流对称性，并且控制器150实施死区时间调整和相移调整。在一个示例中，零电压检测(ZVD)感测电路(例如，分开的或在集成晶体管/驱动器设备110中的)通过图8所示的移位时间量Tshift来调整脉冲位置，并且零电流检测(ZCD)感测电路(例如，分开的或在集成晶体管/驱动器设备110中的)调整次级侧死区持续时间Tdb_S(例如，脉冲长度)。在一个示例中，Tdb_S＝0.5*Tsw-ECAP(n-1)，其中Tsw是PWM电路的开关频率，并且Tshift＝(Tdb_P-FW(n)-Tdb_S)/2*Tsw。
现在参考图9A和图9B，图9A包括定时图900，该定时图900具有示出具有相移的模拟功率转换器信号的曲线901-907，并且图9B包括定时图910，该定时图910具有示出没有相移的比较模拟功率转换器信号的曲线911-917。曲线901和911表示次级侧电感器电流IL，并且曲线902和912表示下部次级侧晶体管111的漏极-源极电压VDS，曲线903和913表示下部初级侧PWM信号EPWMSP2。此外，曲线904和914示出伪PWM信号，并且曲线905和915示出下部次级侧PWM信号EPWMSS2。曲线906和916表示下部次级侧晶体管111的栅极-源极电压VGS，并且曲线907和917示出由脉冲发生器120生成的第一脉冲信号EQEPSS2。图9A和图9B示出了在以高于谐振频率的操作下的具有延迟预测的示例开关周期，并且同步整流器次级侧开关从初级相移。在所示示例中，在所示的第二周期中消除了第三象限传导，并且该实施方式避免或减轻脉冲关断边沿处的感测噪声。
还参考图10A、图10B和图10C，图10A包括信号图1000，该信号图1000具有示出其中估计延迟等于真实延迟的模拟功率转换器信号的曲线1001-1008。图10B包括信号图1010，该信号图1010具有示出其中估计延迟小于真实延迟(从而导致接通和关断边沿两者上的额外损耗)的模拟功率转换器信号的曲线1011-1016。图10C包括信号图1020，该信号图1020具有示出其中估计延迟大于实际延迟(从而导致额外关断边沿损耗)的模拟功率转换器信号的曲线1021-1028。曲线1001、1011和1021示出电感器电流IL，曲线1002、1012和1022示出上部次级侧漏极-源极电压VDS，曲线1003、1013和1023示出下部次级侧晶体管111的PWM信号EPWMSS，并且曲线1004、1014和1024示出下部次级侧晶体管111的栅极-源极电压信号VGS。曲线1005、1015和1025示出伪PWM信号，并且曲线1006、1016和1026示出上部初级侧晶体管111的栅极-源极电压。
现在参考图11A和图11B，图11A包括信号图1100，该信号图1100具有示出使用图1的同步整流器系统100中的脉冲长度控制的当前控制周期N中的晶体管电压、栅极-源极电压和脉冲发生器信号的曲线1101、1102、1103、1104和1105。图11B包括信号图1110，该信号图1110具有示出使用脉冲长度边沿控制的后续控制周期N+1中的晶体管电流、栅极-源极电压和脉冲发生器信号的曲线1111、1112、1113、1114和1115。曲线1101和1111示出了相应当前和后续控制周期的漏极-源极电压信号VDSSS2，并且曲线1102和1112示出了由脉冲发生器120将漏极-源极电压信号与其比较的阈值(例如，0V)。曲线1103和1113示出了相应当前和后续控制周期的PWM信号EPWMSS2，并且曲线1104和1114示出了相应当前和后续控制周期的晶体管栅极-源极电压信号VGSSS2。曲线1105和1115示出了相应当前和后续控制周期的第二脉冲信号ECAPSS2。在该示例中，脉冲发生器120生成具有目标脉宽或脉冲长度的第二脉冲信号ECAPSS2(N)(曲线1105)，并且控制器150生成具有目标脉宽的针对后续控制周期N+1的PWM信号EPWMSS2(N+1)。
图12示出了功率转换系统1200，该功率转换系统1200具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自外部脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。功率转换系统1200具有带有同步整流器的次级侧电路，并且包括如上面结合图1-图1E的系统100所示出和描述的类似编号的部件，除非本文另有说明。
在该示例中，脉冲发生器功能使用单独地与初级和次级侧电路的相应晶体管111中的对应的晶体管耦接的分开的电子设备1200来实施。系统1200包括具有如上所述的驱动器115和晶体管111的集成驱动器/晶体管设备1210。脉冲发生器1220各自具有第一输入端1221、第二输入端1222、第三输入端1223、第一输出端1224、第二输出端1225和电流感测输入端1227。脉冲发生器1220如上文结合脉冲发生器120所描述的，并将上述第一脉冲信号EQSP和第二脉冲信号ECAP通过相关联的隔离电路153、163提供给控制器150。对于图12中1220的每个脉冲发生器，第一输入端1221耦接到晶体管111的源极112。第二输入端1222耦接到晶体管111的漏极113。第三输入端1223耦接到晶体管111的栅极114。电流感测输入端1227感测晶体管111的源极电流IS。脉冲发生器1220是具有被配置为在相应输出端1224和1225处生成一个或多个脉冲信号的电子部件(诸如晶体管、电阻器、电容器、放大器等)的电路。
图13示出了功率转换系统1300，该功率转换系统1300具有由控制器150进行的脉冲定时调整以使用来自半桥次级电路中的脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。功率转换系统1300具有带同步整流器的次级侧电路。功率转换系统1300包括如上面结合图1-图1E的系统100所示出和描述的类似编号的部件，除非本文另有说明。在该示例中，脉冲发生器120如上所述，但仅使用来自每个单独脉冲发生器120的单个脉冲输出。该配置减小相应隔离电路153和163的隔离通道的数量。标记为“SP1”的初级电路的驱动器/晶体管设备110的脉冲发生器120的第一输出端124将第一脉冲信号ZVDSP1提供给隔离电路163，并且标记为“SP2”的初级电路的驱动器/晶体管设备110的脉冲发生器120的第二输出端125将第二脉冲信号ZCDSP2提供给隔离电路163。隔离电路163向控制器150提供对应的隔离脉冲信号EQEPSP1和ECAPSP2。对于次级侧电路，标记为“SS1”的次级电路的驱动器/晶体管设备110的脉冲发生器120的第一输出端124将第一脉冲信号ZVDSS1提供给隔离电路153，并且标记为“SS2”的次级电路的驱动器/晶体管设备110的脉冲发生器120的第二输出端125将第二脉冲信号ZCDSS2提供给隔离电路153。隔离电路153向控制器150提供对应的隔离脉冲信号EQEPSS1和ECAPSS2。在一个示例中，控制器150如上所述地操作。
图14示出了另一个功率转换系统1400，该功率转换系统1400具有由控制器150进行的脉冲定时调整以使用来自全桥次级电路的两个拐角处的脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。功率转换系统1400包括如上面结合图1-图1E的系统100所示出和描述的类似编号的部件，除非本文另有说明。在该示例中，初级侧电路(图14中未示出)如上所述。此外，脉冲发生器120如上所述，但仅使用来自每个单独脉冲发生器120的单个脉冲输出。系统1400包括次级电路的集成驱动器/晶体管设备110的全桥(例如，H桥)配置，其包括具有标记为SS1和SS2的集成驱动器/晶体管设备110的第一分支，以及具有标记为SS3和SS4的集成驱动器/晶体管设备110的第二电路分支。在该示例中，在全桥的两个拐角中的单独集成驱动器/晶体管设备110(SS2和SS3)包括集成脉冲发生器120。在另一个示例中，在全桥的另外两个拐角中的单独集成驱动器/晶体管设备110(例如，SS1和SS4)包括集成脉冲发生器120。
在该示例中，脉冲发生器120如上所述，但仅使用来自每个单独脉冲发生器120的单个脉冲输出。该配置减小隔离电路153的隔离通道的数量。标记为“SS3”的次级电路的驱动器/晶体管设备110的脉冲发生器120的第一输出端124将第一脉冲信号ZVDSS3提供给隔离电路153，并且标记为“SS2”的次级电路的驱动器/晶体管设备110的脉冲发生器120的第二输出端125将第二脉冲信号ZCDSS2提供给隔离电路153。隔离电路153向控制器150提供对应的隔离脉冲信号EQEPSS3和ECAPSS2。在一个示例中，控制器150如上所述地操作。在图14的全桥配置中，标记为SS2和SS3的驱动器/晶体管设备110的晶体管111一起传导，并且相应脉冲发生器120经由隔离电路153向控制器提供ZCDSS2和ZVDSS3脉冲信号作为隔离脉冲信号ECAPSS2和EQEPSS3。
在一个示例中，控制器150如上所述操作以基于隔离脉冲信号ECAPSS2和EQEPSS3来实施脉冲定时调整，从而减轻全桥次级电路的开关晶体管111的第三象限传导。在一个示例中，对于给定控制周期(例如，N)，控制器150使用EQEPSS3脉冲的存在或不存在来确定是否向前或向后移动下一个周期(N+1)的接通边沿，并且控制器150使用给定控制周期N的ECAPSS2脉冲的脉冲长度来设置下一个控制周期N+1的晶体管的导通时间，如上面结合图2所述。在一个实施方式中，控制器150针对次级电路的全桥的两个半周期都使用来自EQEPSS3脉冲的接通边沿信息和来自ECAPSS2脉冲的导通时间信息。
图15示出了另一个功率转换系统1500，该功率转换系统1500具有由控制器进行的脉冲定时调整以使用来自全桥次级电路的四个拐角处的脉冲发生器的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。功率转换系统1500包括如上面结合图1-图1E的系统100所示出和描述的类似编号的部件，除非本文另有说明。在该示例中，初级侧电路(图15中未示出)如上所述。此外，脉冲发生器120如上所述，但仅使用来自每个单独脉冲发生器120的单个脉冲输出。系统1400包括如上结合图14所述的次级电路的集成驱动器/晶体管设备110的全桥(例如，H桥)配置。在全桥的所有四个拐角中的单独集成驱动器/晶体管设备110包括集成脉冲发生器120，并且仅使用来自每个单独脉冲发生器120的单个脉冲输出。该配置减小隔离电路153的隔离通道的数量。
标记为“SS1”的次级电路的驱动器/晶体管设备110的脉冲发生器120的第一输出端124将第一脉冲信号ZVDSS1提供给隔离电路153，并且标记为“SS2”的次级电路的驱动器/晶体管设备110的脉冲发生器120的第二输出端125将第二脉冲信号ZCDSS2提供给隔离电路153。此外，标记为“SS3”的次级电路的驱动器/晶体管设备110的脉冲发生器120的第一输出端124将第一脉冲信号ZVDSS3提供给隔离电路153，并且标记为“SS4”的次级电路的驱动器/晶体管设备110的脉冲发生器120的第二输出端125将第二脉冲信号ZCDSS4提供给隔离电路153。隔离电路153向控制器150提供对应的隔离脉冲信号EQEPSS1、ECAPSS2、EQEPSS3和ECAPSS4。在一个示例中，控制器150如上所述地操作。在图15的全桥配置中，标记为SS2和SS3的驱动器/晶体管设备110的晶体管111一起传导，并且相应脉冲发生器120经由隔离电路153向控制器提供ZCDSS2和ZVDSS3脉冲信号作为隔离脉冲信号ECAPSS2和EQEPSS3。此外，标记为SS1和SS4的驱动器/晶体管设备110的晶体管111一起传导，并且相应脉冲发生器120经由隔离电路153向控制器提供ZVDSS1和ZCDSS4脉冲信号作为隔离脉冲信号EQEPSS1和ECAPSS4。
在一个示例中，控制器150如上所述操作以在一个半周期中基于隔离脉冲信号ECAPSS2和EQEPSS3并且在另一半周期中基于隔离脉冲信号EQEPSS1和ECAPSS4来实施脉冲定时调整，从而减轻全桥次级电路的开关晶体管111的第三象限传导。在一个示例中，控制器150基于EQEPSS3或EQEPSS1脉冲的存在或不存在来确定是否向前或向后移动下一个周期(N+1)的接通边沿，并且控制器150基于ECAPSS2或ECAPSS4脉冲的脉冲长度来设置下一个控制周期的晶体管的导通时间，如以上结合图2所述的。
参考图16和图16A-图16E，图16示出了另一个示例功率转换系统1600，该示例功率转换系统1600具有由控制器150进行的脉冲定时调整以使用来自半桥次级电路中的驱动器/晶体管设备1610中的与晶体管集成的单输出脉冲发生器1620的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。图16A示出了图16的功率转换系统1600中的单输出脉冲发生器1620。图16B示出了当前控制周期中的单输出脉冲发生器1620的具有第一脉冲模式的输出脉冲信号SR。图16C示出了当前控制周期中的图16A的单输出脉冲发生器的具有第二脉冲模式的输出脉冲信号SR。图16D示出了图16A的单输出脉冲发生器1620的第一脉冲模式和第二脉冲模式。图16E示出了当前控制周期中的单输出脉冲发生器1620的另一个实施方式的具有另一个示例第二脉冲模式的另一个示例脉冲信号。功率转换系统1600具有带同步整流器的次级侧电路。功率转换系统1600包括如上面结合图1-图1E的系统100所示出和描述的类似编号的部件，除非本文另有说明。在该示例中，单独脉冲发生器1620具有单个脉冲输出端1601。
标记为“SP1”的初级电路的驱动器/晶体管设备1610的脉冲发生器1620的输出端1601将具有两种模式中的一者的脉冲信号SRSP1提供给隔离电路163。标记为“SP2”的初级电路的驱动器/晶体管设备1610的脉冲发生器1620的输出端1601将具有两种模式中的一者的脉冲信号SRSP2提供给隔离电路163。隔离电路163向控制器150提供对应的隔离脉冲信号ISRSP1和ISRSP2。对于次级侧电路，标记为“SS1”的次级电路的驱动器/晶体管设备1610的脉冲发生器1620的输出端1601将具有两种模式中的一者的脉冲信号SRSS1提供给隔离电路153。标记为“SS2”的次级电路的驱动器/晶体管设备1610的脉冲发生器1620的输出端1601将具有两种模式中的一者的脉冲信号SRSS2提供给隔离电路153。隔离电路153向控制器150提供对应的隔离脉冲信号ISRSS1和ISRSS2。在一个示例中，控制器150基于隔离脉冲信号ISRSS1和ISRSS2中的一者或多者来控制次级电路，以使用来自脉冲信号ISRSS1和ISRSS2中的一者或两者的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。在一个示例中，控制器150基于隔离脉冲信号ISRSS1和ISRSS2中的给定一者中的第二脉冲的存在或不存在来确定是否向前或向后移动下一个周期(N+1)的接通边沿，并且控制器150基于隔离脉冲信号ISRSS1和ISRSS2中的给定一者的边沿来设置下一个控制周期的晶体管的导通时间。
图16A示出了功率转换系统1600中的单输出脉冲发生器1620的一个示例。脉冲发生器1620包括输出端1601。脉冲发生器1620被配置为基于相关联的晶体管111的检测或测量的电压或电流状况而在输出端1601处提供脉冲输出信号(在图16A-图16C中标记为SR)。图16A的示例包括可操作地耦接到晶体管111的感测晶体管1602(例如，感测FET)。在该示例中，脉冲发生器1620具有耦接到感测晶体管1602的源极的比较器1604的输入端1603。比较器1604的另一个输入端耦接到参考节点。比较器1604的输出端1605提供零电流检测信号ZC。在一个实施方式中，比较器1604包括偏移微调输入端。
反相器1606具有耦接到比较器1604的输出端1605的输入端。反相器1606使零电流检测信号ZC反相。反相器1606具有耦接到单稳态多谐振荡器1608的输入端的输出端1607。单稳态多谐振荡器1608的输出端1609向或门1612的第一输入端1611提供过零检测信号ZCD。或门1612的第二输入端1613接收零电压检测信号ZVD。或门1612的输出端1614耦接到开关电路1640的第一输入端以用于在输出端1601处选择性地提供具有第一模式(例如，“模式1”)的脉冲信号SR。开关电路1640的输出端将脉冲输出信号SR提供给脉冲发生器1620的输出端1601。
比较器1604的输出端1605也耦接到D触发器1616(标记为D FF)的D输入端1615。触发器1616的时钟输入端1617(CLK)耦接到驱动器/晶体管设备1610的驱动器以接收在图16A-图16E中标记为IN的晶体管开关控制输入信号，其对应于晶体管111的栅极源极电压Vgs。触发器1616的Q输出端1618耦接到或门1612的第二输入端1613以提供零电压检测信号ZVD。触发器1616的重置输入端1619(标记为R)耦接到第一延迟电路1622(标记为Dly)的输出端。触发器1616的Q输出端1618也耦接到第一延迟电路1622的输入端以在第一延迟电路1622的第一延迟时间(例如，大约150ns或其他合适时间)之后重置Q输出端1618和ZVD信号。
比较器1604的输出端1605也耦接到开关电路1640的第二输入端1642以用于在输出端1601处选择性地提供具有第二模式(例如，“模式”)的脉冲信号SR。开关电路1640具有由在SR锁存器或触发器1632的Q输出端1636处提供的开关控制信号SW控制的控制输入端，以选择性地提供具有第一模式“模式1”或第二模式“模式2”的脉冲信号SR。第二延迟电路1630具有耦接到单稳态多谐振荡器1608的输出端1609的输入端1631以接收过零检测信号ZCD。第二延迟电路1630的输出端耦接到SR锁存器1632的重置输入端1634(标记为R)。设置输入端1631(标记为S)耦接到触发器1616的输出端1618。
图16B和图16C示出了两个示例控制周期中的脉冲发生器1620的操作中的信号，其中单输出脉冲发生器1620的输出脉冲信号SR具有相应第一脉冲模式和第二脉冲模式。图16B示出了曲线图1650，该曲线图1650具有示出晶体管111的漏极-源极电压Vdss2的曲线1651、晶体管111的漏极-源极电流Isd2的曲线1652、晶体管栅极-源极电压Vgs(也标记为IN)的曲线1653、示出零电流检测信号ZC的曲线1654、示出零电压检测信号ZVD的曲线1655、示出过零检测信号ZCD的曲线1656、示出第二延迟电路1630的输出端1634处的延迟过零检测信号(在图16B中标记为ZCD Dly)的曲线1657、示出SR锁存器1632的Q输出端1636处的开关控制信号SW的曲线1658，以及示出脉冲发生器1620的图16B中的输出脉冲信号SR(标记为SR信号)的曲线1659。在图16B的示例中，输出脉冲信号SR(曲线1659)具有带单个脉冲的第一模式(“模式1”)，其具有表示将减轻或避免晶体管111的第三象限传导的导通时间的标记为TIPW的输入脉冲时间或持续时间，其用于由控制器150在设置下一个控制周期的导通时间时使用。控制器150确定脉冲信号SR具有单个脉冲并且检测到第一模式“模式1”以向前移动下一个控制周期的接通时间，如下面结合图20进一步描述的。
图16C示出了曲线图1660，该曲线图1660示出另一个控制周期的用于生成具有第二模式“模式2”的脉冲信号SR的脉冲发生器1620的操作。曲线图1660具有示出晶体管111的漏极-源极电压Vdss2的曲线1661、示出晶体管111的漏极-源极电流Isd2的曲线1662、示出晶体管栅极-源极电压Vgs(也标记为IN)的曲线1663、示出零电流检测信号ZC的曲线1664、示出零电压检测信号ZVD的曲线1665、示出过零检测信号ZCD的曲线1666、示出第二延迟电路1630的输出端1634处的延迟过零检测信号(在图16C中标记为ZCD Dly)的曲线1667、示出SR锁存器1632的Q输出端1636处的开关控制信号SW的曲线1668，以及示出脉冲发生器1620的输出脉冲信号SR(在图16C中标记为SR信号)的曲线1669。在图16C的示例中，输出脉冲信号SR(曲线1669)具有带两个脉冲的第二模式(“模式2”)，以及对应于“模式2”中的两个脉冲的上升边沿之间的时间的被标记为TIPW的输入脉冲时间或持续时间。标记为TIPW的时间或持续时间表示将减轻或避免晶体管111的第三象限传导的导通时间，其用于由控制器150在设置下一控制周期的导通时间时使用。在一个示例中，控制器150通过确定第一脉冲具有小于阈值的持续时间来确定脉冲信号SR具有两个脉冲，并且检测到第二模式“模式2”以向后移动下一个控制周期的接通时间，如下面结合图20进一步描述的。
图16D示出了曲线图1670，该曲线图1670具有示出晶体管111的漏极-源极电压Vdss2的曲线1671、示出晶体管111的漏极-源极电流Isd2的曲线1672、示出脉冲发生器1620的当前控制周期N的晶体管栅极-源极电压Vgs(也标记为IN(N))的曲线1673、示出脉冲发生器1620的当前控制周期N的输出脉冲信号SR(在图16B中标记为SR(N))的曲线1674、示出脉冲发生器1620的下一个控制周期N的晶体管栅极-源极电压Vgs(也标记为IN(N+1))的曲线1675、示出脉冲发生器1620的下一个控制周期N的输出脉冲信号SR(在图16D中标记为SR(N+1))的曲线1676。曲线1674示出了脉冲发生器1620的当前控制周期N的第二模式“模式2”的示例(在图16D中也标记为1677)。曲线1676示出了脉冲发生器1620的下一个控制周期N+1的第一模式“模式1”的示例(在图16D中也标记为1678)。
图16E示出了当前控制周期中的单输出脉冲发生器1620的另一个实施方式的具有另一个示例第二脉冲模式的另一个示例脉冲信号。曲线图1680示出另一个控制周期的用于生成具有第二模式“模式2”的脉冲信号SR的脉冲发生器1620的操作。曲线图1680具有示出晶体管111的漏极-源极电压Vdss2的曲线1681、示出晶体管111的漏极-源极电流Isd2的曲线1682、示出晶体管栅极-源极电压Vgs(也标记为IN)的曲线1683、示出零电流检测信号ZC的曲线1684、示出零电压检测信号ZVD的曲线1685、示出过零检测信号ZCD的曲线1686、示出延迟过零检测信号ZCD Dly的曲线1687、示出开关控制信号SW的曲线1688，以及示出脉冲发生器1620的输出脉冲信号SR(在图16C中标记为SR信号)的另一个实施方式的曲线1689。在该示例中，控制器150确定脉冲信号SR具有两个脉冲，并且检测到第二模式“模式2”以向后移动下一个控制周期的接通时间。
图17示出了另一个功率转换系统1700，该示例功率转换系统1700具有由控制器150进行的脉冲定时调整以使用来自半桥次级电路中的驱动器/晶体管设备1710中的耦接到晶体管的一个或多个外部脉冲发生器1620的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。在该示例中，脉冲发生器1620和控制器150如结合上面的图16-图16E和下面的图20所描述的那样操作。
图18示出了另一个功率转换系统1800，该功率转换系统1800具有由控制器150进行的脉冲定时调整以使用来自全桥次级电路的四个拐角处的图16A的脉冲发生器1620的定时信息来减轻开关晶体管111的第三象限传导。功率转换系统1800包括如上面结合图1-图1E的系统100和图16的系统1600所示出和描述的类似编号的部件，除非本文另有说明。在该示例中，初级侧电路(图18中未示出)如上所述。此外，脉冲发生器1620如上所述。
系统1800包括次级电路的集成驱动器/晶体管设备1610的全桥(例如，H桥)配置，其包括具有标记为SS1和SS2的集成驱动器/晶体管设备1610的第一分支，以及具有标记为SS3和SS4的集成驱动器/晶体管设备1610的第二电路分支。在全桥的所有四个拐角中的单独集成驱动器/晶体管设备1610包括集成脉冲发生器1620，并且仅使用来自每个单独脉冲发生器1620的单个脉冲输出。该配置减小隔离电路153的隔离通道的数量。
标记为“SS1”的次级电路的驱动器/晶体管设备1610的脉冲发生器120的脉冲输出端1601将脉冲信号SRSS1提供给隔离电路153，并且标记为“SS2”的次级电路的驱动器/晶体管设备1610的脉冲发生器1620的脉冲输出端1601将第二脉冲信号SRSS2提供给隔离电路153。此外，标记为“SS3”的次级电路的驱动器/晶体管设备1610的脉冲发生器1620的脉冲输出端1601将脉冲信号SRSS3提供给隔离电路153，并且标记为“SS4”的次级电路的驱动器/晶体管设备1610的脉冲发生器1620的脉冲输出端1601将脉冲信号SRSS4提供给隔离电路153。隔离电路153向控制器150提供对应的隔离脉冲信号ISRSS1、ISRSS2、ISRSS3和ISRSS4。在一个示例中，控制器150如上所述地操作。在图18的全桥配置中，标记为SS2和SS3的驱动器/晶体管设备110的晶体管111一起传导并且标记为SS1和SS4的驱动器/晶体管设备110的晶体管111一起传导。在一个示例中，控制器150如上文结合图16-图16E所述的那样操作以基于隔离脉冲信号ISRSS1、ISRSS2、ISRSS3和ISRSS4中的一者或多者来实施脉冲定时调整，从而减轻全桥次级电路的开关晶体管111的第三象限传导。在一个示例中，控制器150基于ISRSS1、ISRSS2、ISRSS3和ISRSS4信号中的第二脉冲的存在或不存来确定是否向前或向后移动下一个周期(N+1)的接通边沿，并且控制器150基于ISRSS1、ISRSS2、ISRSS3和ISRSS4脉冲信号的上升边沿之间的时间来设置下一个控制周期的晶体管的导通时间。
图19示出了功率转换系统1900，该功率转换系统1900具有由控制器150进行的脉冲定时调整以使用来自全桥次级电路的两个拐角处的脉冲发生器1620的定时信息来减轻开关晶体管的第三象限传导。功率转换系统1900包括如上面结合图1-图1E和图16-图16E的系统100所示出和描述的类似编号的部件，除非本文另有说明。在该示例中，初级侧电路(图19中未示出)如上所述。此外，脉冲发生器1620如上所述。系统1900包括次级电路的集成驱动器/晶体管设备1610的全桥(例如，H桥)配置，其包括具有标记为SS1和SS2的集成驱动器/晶体管设备1610的第一分支，以及具有标记为SS3和SS4的集成驱动器/晶体管设备1610的第二电路分支。在该示例中，在全桥的两个拐角中的单独集成驱动器/晶体管设备1610(SS2和SS3)包括集成脉冲发生器1620。在另一个示例中，在全桥的另外两个拐角中的单独集成驱动器/晶体管设备1610(例如，SS1和SS4)包括集成脉冲发生器1620。
在该示例中，脉冲发生器1620如上所述，但仅使用来自每个单独脉冲发生器1620的单个脉冲输出。该配置减小隔离电路153的隔离通道的数量。标记为“SS3”的次级电路的驱动器/晶体管设备1610的脉冲发生器1620的脉冲输出端1601将脉冲信号SRSS3提供给隔离电路153，并且标记为“SS2”的次级电路的驱动器/晶体管设备1610的脉冲发生器1620的脉冲输出端1601将脉冲信号SRSS2提供给隔离电路153。隔离电路153向控制器150提供对应的隔离脉冲信号ISSRS3和ISSRS2。在一个示例中，控制器150如上所述地操作。在图19的全桥配置中，标记为SS2和SS3的驱动器/晶体管设备1610的晶体管111一起传导，并且相应脉冲发生器1620经由隔离电路153向控制器150提供SRSS2和SRSS3脉冲信号作为相应隔离脉冲信号ISSRS2和ISSRS3。在一个示例中，控制器150如上所述操作以基于隔离脉冲信号ISSRS2和ISSRS3中的一者或两者来实施脉冲定时调整，从而减轻全桥次级电路的开关晶体管111的第三象限传导。
图20示出了流程图2000，其示出了使用由图16A的脉冲发生器1620生成的SR信号来进行的控制器150中的一个脉冲定时调整实施方式。控制器150在2002处接收脉冲信号SR，并且在2004处确定第一所分析的脉冲的脉冲长度是否小于第一阈值TH1(例如，100ns或小于上面图16A中的第一延迟电路1622的第一延迟时间的某个值)。如果是这样(在2004处为是)，则控制器150在2006处忽略脉冲并在2004处等待下一个脉冲。该特征允许控制器150异步地开始并且分析SR信号的较长脉冲(例如，以在上述图16B和图16C的模式之间进行区分)。如果所分析的脉冲长度大于或等于第一阈值TH1(在2004为否)，则控制器150在2008处确定脉冲长度是否大于第二阈值TH2(例如，280ns或大于第一延迟电路1622的第一延迟时间的某个值)。如果是这样(在2008处为是)，则控制器150在2010处检测到第一模式“模式1”，在2012处向后移动下一个控制周期N+1的接通边沿，并且在2014处基于所分析的脉冲的脉冲长度来设置下一个周期的导通时间。然后，控制器150返回到在2002处接收下一个脉冲。否则(在2008处为否)，控制器150在2016处检测到第二模式“模式2”，在2018处向前移动下一控制周期N+1的接通边沿，并且在2020处基于脉冲信号SR的两个脉冲的前边沿之间的时间来设置下一个周期的导通时间。然后，控制器150返回到在2002处接收下一个脉冲。
所述实施例提供了克服栅极驱动传播延迟的同步整流控制方法和装置。示例控制器150预先提供PWM信号以补偿下一个控制周期中的同步整流器开关的栅极驱动器延迟，并且延迟补偿在闭合在线调谐回路中完成。在某些实施方式中，控制器150例如通过对脉冲进行计数来对其中出现第三象限传导的开关周期的数量进行计数，并且控制器150基于晶体管111的电参数的测量来选择性地调整PWM信号边沿中的一者或两者。示例包括根据来自智能栅极驱动器的零电压检测信号的接通边沿控制，以及根据零电流检测信号和来自智能栅极驱动器的关断边沿控制。在某些示例中，根据具有感测窗口的晶体管漏极-源极电压信息来实施接通边沿控制。在一个示例中，使用具有过零检测脉冲的高带宽电流传感器来实施关断边沿控制，并且PWM脉宽信息由电流传感器提供。
在权利要求的范围内，所描述的示例中的修改是可能的，并且其他实施方式也是可能的。

Claims (20)

1.一种方法，包括：
生成脉宽调制信号即PWM信号，所述PWM信号具有在功率转换系统的相应开关周期中的用于接通晶体管的第一边沿和用于关断所述晶体管的第二边沿；
基于所述晶体管的响应于当前控制周期的开关周期的所述PWM信号的所测量的电信号来确定目标接通点；
基于所述晶体管的响应于所述当前控制周期的所述开关周期的所述PWM信号的所述所测量的电信号来确定目标关断点；
基于所确定的目标接通点，针对后续控制周期的开关周期调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
基于所确定的目标关断点，针对所述后续控制周期的所述开关周期调整所述PWM信号的所述第二边沿。
2.根据权利要求1所述的方法，包括：
基于所述晶体管的响应于所述当前控制周期的所述开关周期的所述PWM信号的所述所测量的电信号来生成表示所述晶体管的第三象限传导的脉冲信号；以及
基于所述脉冲信号来确定所述目标接通点。
3.根据权利要求2所述的方法，包括：
响应于所述晶体管的漏极-源极电压在所述当前控制周期的所述开关周期中转变到阈值以下而生成所述脉冲信号的第一边沿；以及
响应于所述晶体管的所述漏极-源极电压在所述当前控制周期的所述开关周期中转变到所述阈值以上而生成所述脉冲信号的第二边沿。
4.根据权利要求3所述的方法，包括：
响应于在所述当前控制周期的所述开关周期中检测到所述脉冲信号的所述第一边沿，针对所述后续控制周期的所述开关周期向前调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
响应于在所述当前控制周期的所述开关周期中未检测到所述脉冲信号的所述第一边沿，针对所述后续控制周期的所述开关周期向后调整所述PWM信号的所述第一边沿。
5.根据权利要求2所述的方法，包括：
响应于所述脉冲信号指示在所述当前控制周期的所述开关周期中存在所述晶体管的第三象限传导，针对所述后续控制周期的所述开关周期向前调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
响应于所述脉冲信号指示在所述当前控制周期的所述开关周期中不存在所述晶体管的第三象限传导，针对所述后续控制周期的所述开关周期向后调整所述PWM信号的所述第一边沿。
6.根据权利要求2所述的方法，包括：
在所述当前控制周期的整数M个开关周期中的每一者中生成所述PWM信号，M大于2；
对指示在所述当前控制周期的相应开关周期中存在所述晶体管的第三象限传导的所述脉冲信号的数量进行计数；
响应于所计数的数量大于所述当前控制周期的所述M个开关周期的第一阈值，针对所述后续控制周期的所述开关周期向前调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
响应于所计数的数量小于所述当前控制周期的所述M个开关周期的第二阈值，针对所述后续控制周期的所述开关周期向后调整所述PWM信号的所述第一边沿，所述第一阈值大于所述第二阈值。
7.根据权利要求6所述的方法，包括：
响应于所述晶体管的漏极-源极电压在所述当前控制周期的所述开关周期中转变到阈值以下而生成所述脉冲信号的第一边沿；以及
响应于所述晶体管的所述漏极-源极电压在所述当前控制周期的所述开关周期中转变到所述阈值以上而生成所述脉冲信号的第二边沿。
8.根据权利要求1所述的方法，包括：
响应于所述目标接通点指示在所述当前控制周期的所述开关周期中存在所述晶体管的第三象限传导，针对所述后续控制周期的所述开关周期向前调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
响应于所述目标接通点指示在所述当前控制周期的所述开关周期中不存在所述晶体管的第三象限传导，针对所述后续控制周期的所述开关周期向后调整所述PWM信号的所述第一边沿。
9.根据权利要求1所述的方法，包括：
在所述当前控制周期的整数M个开关周期中的每一者中生成所述PWM信号，M大于2；
对所述当前控制周期中的其中所述所测量的电信号指示在相应开关周期中存在所述晶体管的第三象限传导的所述开关周期的数量进行计数；
响应于所计数的数量大于所述当前控制周期的所述M个开关周期的第一阈值，针对所述后续控制周期的所述开关周期向前调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
响应于所计数的数量小于所述当前控制周期的所述M个开关周期的第二阈值，针对所述后续控制周期的所述开关周期向后调整所述PWM信号的所述第一边沿，所述第一阈值大于所述第二阈值。
10.一种存储计算机可执行指令的非暂时性计算机可读介质，所述计算机可执行指令在由处理器执行时致使所述处理器：
生成脉宽调制信号即PWM信号，所述PWM信号具有在功率转换系统的相应开关周期中的用于接通晶体管的第一边沿和用于关断所述晶体管的第二边沿；
基于所述晶体管的响应于当前控制周期的开关周期的所述PWM信号的所测量的电信号来确定目标接通点；
基于所述晶体管的响应于所述当前控制周期的所述开关周期的所述PWM信号的所述所测量的电信号来确定目标关断点；
基于所确定的目标接通点，针对后续控制周期的开关周期调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
基于所确定的目标关断点，针对所述后续控制周期的所述开关周期调整所述PWM信号的所述第二边沿。
11.根据权利要求10所述的非暂时性计算机可读介质，其存储另外的计算机可执行指令，所述另外的计算机可执行指令在由处理器执行时致使所述处理器：
响应于所述目标接通点指示在所述当前控制周期的所述开关周期中存在所述晶体管的第三象限传导，针对所述后续控制周期的所述开关周期向前调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
响应于所述目标接通点指示在所述当前控制周期的所述开关周期中不存在所述晶体管的第三象限传导，针对所述后续控制周期的所述开关周期向后调整所述PWM信号的所述第一边沿。
12.根据权利要求10所述的非暂时性计算机可读介质，其存储另外的计算机可执行指令，所述另外的计算机可执行指令在由处理器执行时致使所述处理器：
在所述当前控制周期的整数M个开关周期中的每一者中生成所述PWM信号；
对所述当前控制周期中的其中所述所测量的电信号指示在相应开关周期中存在所述晶体管的第三象限传导的所述开关周期的数量进行计数；
响应于所计数的数量大于所述当前控制周期的所述M个开关周期的第一阈值，针对所述后续控制周期的所述开关周期向前调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
响应于所计数的数量小于所述当前控制周期的所述M个开关周期的第二阈值，针对所述后续控制周期的所述开关周期向后调整所述PWM信号的所述第一边沿，所述第一阈值大于所述第二阈值。
13.一种系统，包括：
晶体管；以及
控制器，所述控制器被配置为：
生成脉宽调制信号即PWM信号，所述PWM信号具有在相应开关周期中的用于接通所述晶体管的第一边沿和用于关断所述晶体管的第二边沿；
基于所述晶体管的响应于当前控制周期的开关周期的所述PWM信号的所测量的电信号来确定目标接通点；
基于所述晶体管的响应于所述当前控制周期的所述开关周期的所述PWM信号的所述所测量的电信号来确定目标关断点；
基于所确定的目标接通点，针对后续控制周期的开关周期调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
基于所确定的目标关断点，针对所述后续控制周期的所述开关周期调整所述PWM信号的所述第二边沿。
14.根据权利要求13所述的系统，包括：
脉冲发生器，所述脉冲发生器具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述第一输入端耦接到所述晶体管的源极，所述第二输入端耦接到所述晶体管的漏极，所述脉冲发生器被配置为：
响应于所述晶体管的漏极-源极电压在所述当前控制周期的所述开关周期中转变到阈值以下而在所述输出端处生成脉冲信号的第一边沿；以及
响应于所述晶体管的所述漏极-源极电压在所述当前控制周期的所述开关周期中转变到所述阈值以上而在所述输出端处生成所述脉冲信号的第二边沿；以及
隔离电路，所述隔离电路耦接到所述输出端，所述隔离电路被配置为基于所述脉冲信号将信号递送到所述控制器。
15.根据权利要求13所述的系统，其中所述控制器被配置为：
响应于所述目标接通点指示在所述当前控制周期的所述开关周期中存在所述晶体管的第三象限传导，针对所述后续控制周期的所述开关周期向前调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
响应于所述目标接通点指示在所述当前控制周期的所述开关周期中不存在所述晶体管的第三象限传导，针对所述后续控制周期的所述开关周期向后调整所述PWM信号的所述第一边沿。
16.根据权利要求13所述的系统，其中所述控制器被配置为：
在所述当前控制周期的整数M个开关周期中的每一者中生成所述PWM信号；
对所述当前控制周期中的其中所述所测量的电信号指示在相应开关周期中存在所述晶体管的第三象限传导的所述开关周期的数量进行计数；
响应于所计数的数量大于所述当前控制周期的所述M个开关周期的第一阈值，针对所述后续控制周期的所述开关周期向前调整所述PWM信号的所述第一边沿；以及
响应于所计数的数量小于所述当前控制周期的所述M个开关周期的第二阈值，针对所述后续控制周期的所述开关周期向后调整所述PWM信号的所述第一边沿，所述第一阈值大于所述第二阈值。
17.一种电子设备，包括：第一输入端；第二输入端；输出端；以及脉冲发生器；所述第一输入端适于耦接到晶体管的源极；所述第二输入端适于耦接到所述晶体管的漏极；并且所述脉冲发生器被配置为响应于所述晶体管的所测量的电信号指示所述晶体管的第三象限传导而在所述输出端处生成脉冲信号。
18.根据权利要求17所述的电子设备，其中所述脉冲发生器被配置为：响应于所述晶体管的漏极-源极电压转变到阈值以下而在所述输出端处生成所述脉冲信号的第一边沿；以及响应于所述晶体管的所述漏极-源极电压转变到所述阈值以上而在所述输出端处生成所述脉冲信号的第二边沿。
19.根据权利要求17所述的电子设备，其中所述晶体管集成到所述电子设备中。
20.根据权利要求17所述的电子设备，还包括驱动器，所述驱动器具有耦接到所述晶体管的栅极的输出端。
CN202210661033.5A 2021-06-11 2022-06-13 同步开关控制方法 Pending CN115473439A (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US202163209534P 2021-06-11 2021-06-11
US63/209,534 2021-06-11
US17/513,505 US20220399879A1 (en) 2021-06-11 2021-10-28 Synchronous switch control method
US17/513,505 2021-10-28

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115473439A true CN115473439A (zh) 2022-12-13

Family

ID=84364225

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210661033.5A Pending CN115473439A (zh) 2021-06-11 2022-06-13 同步开关控制方法

Country Status (2)

Country Link
US (1) US20220399879A1 (zh)
CN (1) CN115473439A (zh)

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4534007B2 (ja) * 2007-12-11 2010-09-01 国立大学法人東京工業大学 ソフトスイッチング電力変換装置
DE102009030740A1 (de) * 2009-06-26 2010-12-30 Siemens Aktiengesellschaft Kommutierungsverfahren einer Stromrichterphase mit rückwärts leitfähigen IGBTs
DE102011003938A1 (de) * 2011-02-10 2012-08-16 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur Steuerung zweier elektrisch in Reihe geschalteter rückwärts leitfähiger IGBTs einer Halbbrücke
US20150124494A1 (en) * 2013-11-01 2015-05-07 Iwatt Inc. Adaptive synchronous rectifier control
CN104821708B (zh) * 2015-05-13 2017-03-15 无锡芯朋微电子股份有限公司 提升原边反馈电源系统eft抗扰度的电路结构
JP6658021B2 (ja) * 2016-02-03 2020-03-04 株式会社デンソー 半導体装置
WO2017174138A1 (en) * 2016-04-07 2017-10-12 Huawei Technologies Co., Ltd. A power converter, a controller and a system
US11128224B2 (en) * 2018-07-30 2021-09-21 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for adaptive synchronous rectifier control
US11228239B2 (en) * 2020-04-27 2022-01-18 Stmicroelectronics (Tours) Sas Discharge of an AC capacitor using totem-pole power factor correction (PFC) circuitry

Also Published As

Publication number Publication date
US20220399879A1 (en) 2022-12-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6958592B2 (en) Adaptive delay control circuit for switched mode power supply
US9431896B2 (en) Apparatus and method for zero voltage switching in bridgeless totem pole power factor correction converter
EP3198710B1 (en) Control method for buck-boost power converters
US7456620B2 (en) Determining dead times in switched-mode DC-DC converters
US10116222B2 (en) Soft switching flyback converter with primary control
EP2916445B1 (en) A method for controlling a SMPC having a synchronous rectification switch, a SMPC and a controller therefor
CA2441899C (en) Power converter
CN214256151U (zh) 控制电路和开关变换器
US11277068B2 (en) Switched-mode power controller with multi-mode startup
US6671189B2 (en) Power converter having primary and secondary side switches
US9035633B1 (en) Switching power converter control
US11601044B2 (en) Method for driving an electronic switch in a power converter circuit and control circuit
US7397290B2 (en) Method and relative circuit for generating a control voltage of a synchronous rectifier
US10014788B2 (en) Method of control for synchronous rectifiers
CN111697834A (zh) 用于dcx转换器的闭环控制的控制器及其方法
TW202332172A (zh) 返馳變換器電源及其控制電路和方法
CN115473439A (zh) 同步开关控制方法
Pizzutelli et al. Digital dead time auto-tuning for maximum efficiency operation of isolated DC-DC converters
US11545889B2 (en) Deadtime optimization for GaN half-bridge and full-bridge switch topologies
Lin et al. A high efficiency gate-driving scheme of synchronous rectifiers in wide-input-voltage-range CCM flyback converter
US20230131297A1 (en) Synchronous rectifier controller and related sensing circuitry for series-parallel resonant converters
CN211791286U (zh) 同步整流管控制电路及反激式电压变换电路
EP4064543A1 (en) Controller for a forward mode current injection converter, forward mode current injection converter and corresponding method

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication