CN115412125A - 一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法及系统 - Google Patents
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 title claims abstract description 59
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 31
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 97
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims abstract description 73
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims abstract description 30
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 18
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 21
- 230000033001 locomotion Effects 0.000 claims description 13
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 12
- 238000012216 screening Methods 0.000 claims description 7
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 4
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 claims description 3
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 abstract description 6
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 abstract description 6
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 2
- 230000002035 prolonged effect Effects 0.000 abstract description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
- 230000006854 communication Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000009191 jumping Effects 0.000 description 1
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 1
- 238000011946 reduction process Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
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Abstract
本申请提供一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法及系统，其中方法包括：获取初始信号和周期伪码序列；对初始信号进行下变频并采样得到基带采样序列；对周期伪码序列采样得到第一伪码序列；对基带采样序列和第一伪码序列进行一阶差分延迟共轭相乘得到一阶差分序列；分别对第二伪码序列和一阶差分序列进行快速傅里叶变换，相乘后再进行快速傅里叶反变换得到结果序列；将结果序列中超过门限的最大点作为同步位置。将频偏与延时相乘，使大频偏转化为固定的载波相位，不再影响位同步延长积分时间，保证数据相干积累时长不受数据跳变影响。能够避免同步性能恶化，提高捕获概率。将位时频二维搜索转化为一维的同步搜索，节省了位同步时间。
Description
技术领域
本公开一般涉及直接序列扩频和信号位同步领域，具体涉及一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法及系统。
背景技术
信号的捕获是通信双方建立连接的一个初始过程，也是接收机在正确解调发端信号前必不可少的准备阶段。要完成信号的捕获，需要在伪码和多普勒频率的不确定区域内进行搜索；只有当接收机本地复现的伪码相位与载波多普勒频率均与接收信号匹配后，方可确认捕获成功，实现收发信号的位同步。由于目标飞行器与平台相对运动速度快，导致了较大的载波多普勒频偏，使载波多普勒频率搜索单元增多，不利于接收信号的快速捕获。同时，面对信号传输距离远、发射功率受限的情况，接收信号的信噪比极低，通常需要长时间的积分或者多次逗留来提升捕获概率、降低虚警概率。
低信噪比下通过多次逗留检测可提高检测概率，但使用多次都留检测器的条件是单次检测概率必须高于50％，否则即便检测器多次逗留也无法达到95％以上的检测概率需求。相干积累可有效提升信噪比，进一步提高单次检测概率，但由于直扩信号存在数据跳变的限制，相干积累的时间不能超过一个数据持续时间，否则可能由于跳变的影响导致信噪比恶化。
现有的通信过程中由于具有大频偏和数据跳变，使位同步性能恶化，并且信号捕获概率低，不能实现一维的同步搜索。
发明内容
鉴于现有技术中的上述缺陷或不足，期望提供一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法及系统。
本申请一方面提供一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法，包括：
获取初始信号；获取周期伪码序列；所述初始信号由原信号乘上所述周期伪码序列得到；
对所述初始信号进行下变频，再对下变频得到的信号以设定频率进行采样得到基带采样序列；
对所述周期伪码序列以设定频率采样得到第一伪码序列；
对所述基带采样序列和所述第一伪码序列分别延时设定时长，得到第一延时序列和第二延时序列；
将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列；
将所述第一伪码序列与所述第二延时序列相乘，得到第二伪码序列；
将所述一阶差分序列进行快速傅里叶变换，得到第一频谱；对所述第二伪码序列进行快速傅里叶变换得到第二频谱；
对所述第一频谱与所述第二频谱的共轭进行相乘，再对相乘结果进行快速傅里叶反变换，得到结果序列；
获取所述结果序列的每个点的幅值，根据每个点的幅值计算每个点的门限；筛选出超过自身门限的点，并选择幅值最大的点作为同步位置；
其中，得到所述同步位置即获知了信号的起始位置，从信号的起始位置开始接收信号即能够实现信号的捕获。
根据本申请实施例提供的技术方案，所述基带采样序列根据公式(一)计算得出；
其中，N为总体采样点数；ts＝1/fs为时域采样间隔，d(nts)为nts采样时刻的二进制调制数据，n为第n个采样点；C(nts-τ0)为周期伪码序列，τ0为周期伪码序列的初始相位，fd＝v/c·fRF＝ξfRF为载波多普勒频率；
c为光速，v为飞行器相对于卫星的运动速度，fRF为射频载波频率，ξ＝v/c为飞行器相对于卫星的运动速度与光速的比值；exp为以e为底的幂级数；j为虚数单位；
为射频载波初始相位。
根据本申请实施例提供的技术方案，所述第一伪码序列根据公式(二)计算得出；
其中，
为带有估计相位的周期伪码序列；
为周期伪码序列的估计相位，Nc＝Tcfs为周期伪码序列一个伪码周期的采样点数，Tcp＝LTcp为周期伪码序列的伪码周期，Tcp＝1/Rcp为一个周期伪码序列的码片持续时间，Rcp为周期伪码序列的码速率。
根据本申请实施例提供的技术方案，所述第一延时信号为rd(n-m)；所述一阶差分序列根据公式(三)计算得出；
其中，
为所述第一延时序列的共轭序列，tn＝nts为采样时间，tn-m为延时m的采样时间。
根据本申请实施例提供的技术方案，所述第二延时序列为
所述第二伪码序列根据公式(四)计算得出；
根据本申请实施例提供的技术方案，所述第一频谱rm(k)根据公式(五)计算得出；
rm(k)＝[FFT(rm(n))],k＝0,1,...,Nc-1 (五)；
所述第二频谱
根据公式(六)计算得出；
其中，FFT(·)表示对括号内的序列进行快速傅里叶变换，k表示信号经过快速傅里叶变换处理后变换到频域的点数，[·]*表示对括号内的序列取共轭。
根据本申请实施例提供的技术方案，所述结果序列ycorr根据公式(七)计算得出；
其中，IFFT(·)表示对括号内的序列进行快速傅里叶反变换。
根据本申请实施例提供的技术方案，通过对所述结果序列ycorr进行幅值与门限的比较得到同步位置的步骤包括：
对所述结果序列ycorr中每个点两侧各Nth个点求平均值Am；
将平均值Am乘以门限系数km，得到与当前点对应的门限值Ath；
判断出超过与自身对应门限值Ath的点，选取最大的点作为同步结果。
本申请另一方面提供一种大频偏直扩信号一阶差分位同步系统，包括：
伪码生成模块，所述伪码生成模块安装在飞行器上，用于生成周期伪码序列；
天线单元，所述天线单元安装在飞行器上，用于获取卫星发射的初始信号；所述初始信号由原信号乘上所述周期伪码序列得到；
处理模块，所述处理模块安装在飞行器上，所述天线单元和所述伪码生成模块的输出端均与所述处理模块的输入端连接；
所述处理模块用于：
获取所述周期伪码序列；
对所述初始信号进行下变频，再对下变频得到的信号以设定频率进行采样得到基带采样序列；
对所述周期伪码序列以设定频率采样得到第一伪码序列；
对所述基带采样序列和所述第一伪码序列分别延时设定时长，得到第一延时序列和第二延时序列；
将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列；
将所述第一伪码序列与所述第二延时序列相乘，得到第二伪码序列；
将所述一阶差分序列进行快速傅里叶变换，得到第一频谱；对所述第二伪码序列进行快速傅里叶变换得到第二频谱；
对所述第一频谱与所述第二频谱的共轭进行相乘，再对相乘结果进行快速傅里叶反变换，得到结果序列；
获取所述结果序列的每个点的幅值，根据每个点的幅值计算每个点的门限；筛选出超过自身门限的点，并选择幅值最大的点作为同步位置。
其中，得到所述同步位置即获知了信号的起始位置，从信号的起始位置开始接收信号即能够实现信号的捕获。
根据本申请实施例提供的技术方案，所述基带采样序列根据公式(一)计算得出；
其中，N为总体采样点数；ts＝1/fs为时域采样间隔，d(nts)为nts采样时刻的二进制调制数据，n为第n个采样点；C(nts-τ0)为周期伪码序列，τ0为周期伪码序列的初始相位，fd＝v/c·fRF＝ξfRF为载波多普勒频率；
c为光速，v为飞行器相对于卫星的运动速度，fRF为射频载波频率，ξ＝v/c为飞行器相对于卫星的运动速度与光速的比值；exp为以e为底的幂级数；j为虚数单位；
为射频载波初始相位。
本申请的有益效果在于：
通过获取初始信号和周期伪码序列；对所述初始信号进行下变频，再对下变频得到的信号以设定频率进行采样得到基带采样序列；对所述周期伪码序列采样得到第一伪码序列；对所述基带采样序列和所述第一伪码序列分别进行延时，得到第一延时序列和第二延时序列；
将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列；将所述第一伪码序列与所述第二延时序列相乘，得到第二伪码序列；将所述一阶差分序列进行快速傅里叶变换，得到第一频谱；对所述第二伪码序列进行快速傅里叶变换得到第二频谱；
对所述第一频谱与所述第二频谱的共轭进行相乘，再对相乘结果进行快速傅里叶反变换，得到结果序列；获取所述结果序列的每个点的幅值，根据每个点的幅值计算每个点的门限；筛选出超过自身门限的点，并选择幅值最大的点作为同步位置。
利用伪码的移位相加特性，对所述基带采样序列和所述第一伪码序列进行延时共轭相乘；将频偏与延时相乘使大多普勒频偏转化为一个固定的载波相位。
避免了大频偏对位同步的影响，从而保证数据相干积累时长不受数据跳变影响。延长了积分时间，能够在低信噪比下实现直扩信号的有效位同步。进而能够避免同步性能恶化，提高其捕获概率。
将位同步过程中的时频二维搜索转化为一维的同步搜索，节省了位同步时间。
附图说明
通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本申请的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本申请提供的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法的流程示意图；
图2为本申请提供的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步系统的结构示意图；
其中：1、天线单元；2、伪码生成模块；3、处理模块。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本申请作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与发明相关的部分。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。
实施例1
请参考图1，为本实施例提供的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法的流程示意图，包括：
S1:获取初始信号；获取周期伪码序列；所述初始信号由原信号乘上所述周期伪码序列得到；
S2:对所述初始信号进行下变频，再对下变频得到的信号以设定频率进行采样得到基带采样序列；
S3:对所述周期伪码序列以设定频率采样得到第一伪码序列；
S4:对所述基带采样序列和所述第一伪码序列分别延时设定时长，得到第一延时序列和第二延时序列；
S5:将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列；
S6:将所述第一伪码序列与所述第二延时序列相乘，得到第二伪码序列；
S7:将所述一阶差分序列进行快速傅里叶变换，得到第一频谱；对所述第二伪码序列进行快速傅里叶变换得到第二频谱；
S8:对所述第一频谱与所述第二频谱的共轭进行相乘，再对相乘结果进行快速傅里叶反变换，得到结果序列；
S9:获取所述结果序列的每个点的幅值，根据每个点的幅值计算每个点的门限；筛选出超过自身门限的点，并选择幅值最大的点作为同步位置；
其中，得到所述同步位置即获知了信号的起始位置，从信号的起始位置开始接收信号即能够实现信号的捕获。
工作过程：卫星将原信号乘上周期伪码序列，得到初始信号。卫星的发射端将所述初始信号发射到空间中。飞行器的天线单元1接收到所述初始信号后，将所述初始信号输入到所述处理模块3。飞行器本地的伪码生成模块2生成与卫星相同的周期伪码序列，并输入到所述处理模块3，所述处理模块经过计算得出同步结果。
在一些实施方式中，下变频通过下变频单元实现，输出为带有数据调制的复信号；采样通过AD采样单元实现，采样的设定频率为fs。
在一些实施方式中，对所述基带采样序列和所述第一伪码序列延时为tm＝mts。
在一些实施方式中，通过峰值检测模块来对所述结果序列进行幅值与门限的比较。
工作原理：
对所述基带采样序列与所述第一延时序列进行一阶差分延迟共轭相乘得到一阶差分序列的过程中，将频偏fd与延迟tm相乘后转化为一个固定相位；避免了大频偏对位同步的影响。同时，由于延迟tm时间极短，通常取几个码片长度，因此d(tn)与d(tn-m)基本处于一个数据持续时间内，可认为二者极性基本相同(同为1或者同为-1)；相乘后由于数据跳变导致的正负差异低于误差范围，因此可以忽略；从而保证了数据相干积累时长不受数据跳变影响，能够在低信噪比下实现直扩信号的有效位同步，提高信号捕获概率。
通过延迟自相关降阶处理，包括：对所述基带采样序列和所述第一伪码序列分别延时设定时长，得到第一延时序列和第二延时序列；将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列；将所述第一伪码序列与所述第二延时序列相乘，得到第二伪码序列。将位同步过程中的时频二维搜索转化为一维的同步搜索，节省了位同步时间。
进一步地，所述基带采样序列根据公式(一)计算得出；
其中，N为总体采样点数；ts＝1/fs为时域采样间隔，d(nts)为nts采样时刻的二进制调制数据，n为第n个采样点；C(nts-τ0)为周期伪码序列，τ0为周期伪码序列的初始相位，fd＝v/c·fRF＝ξfRF为载波多普勒频率；
c为光速，v为飞行器相对于卫星的运动速度，fRF为射频载波频率，ξ＝v/c为飞行器相对于卫星的运动速度与光速的比值；exp为以e为底的幂级数；j为虚数单位；
为射频载波初始相位。
在一些实施方式中，所述采样频率大于等于二倍的信号频率，满足奈奎斯特定理，保证采样后能够还原采样前的信号。
进一步地，所述第一伪码序列根据公式(二)计算得出；
其中，
为带有估计相位的周期伪码序列；
为周期伪码序列的估计相位，Nc＝Tcfs为周期伪码序列一个伪码周期的采样点数，Tcp＝LTcp为周期伪码序列的伪码周期，Tcp＝1/Rcp为一个周期伪码序列的码片持续时间，Rcp为周期伪码序列的码速率。
在一些实施方式中，所述周期伪码序列通过伪码生成模块2生成，卫星生成的周期伪码序列与飞行器上伪码生成模块2生成的周期伪码序列相同，能够保证位同步信息相同。
进一步地，所述第一延时信号为rd(n-m)；所述一阶差分序列根据公式(三)计算得出；
其中，
为所述第一延时序列的共轭序列，tn＝nts为采样时间，tn-m为延时m的采样时间。
在一些实施方式中，通过延迟自相关降阶处理，分别对所述基带采样序列和所述第一伪码序列进行延时，将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列。将位同步过程中的时频二维搜索转化为一维的同步搜索，节省了位同步时间。
进一步地，所述第二延时序列为
所述第二伪码序列根据公式(四)计算得出；
进一步地，所述第一频谱rm(k)根据公式(五)计算得出；
rm(k)＝[FFT(rm(n))],k＝0,1,...,Nc-1(五)；
所述第二频谱
根据公式(六)计算得出；
其中，FFT(·)表示对括号内的序列进行快速傅里叶变换，k表示信号经过快速傅里叶变换处理后变换到频域的点数，[·]*表示对括号内的序列取共轭。
进一步地，所述结果序列ycorr根据公式(七)计算得出；
其中，IFFT(·)表示对括号内的序列进行快速傅里叶反变换。
进一步地，通过对所述结果序列ycorr进行幅值与门限的比较得到同步位置的步骤包括：
对所述结果序列ycorr中每个点两侧各Nth个点求平均值Am；
将平均值Am乘以门限系数km，得到与当前点对应的门限值Ath；
判断出超过与自身对应门限值Ath的点，选取最大的点作为同步结果。
在一些实施方式中，对所述结果序列ycorr中的每个点比较幅值门限，将幅值大于门限的且最大的点作为同步位置；得到所述同步位置即获知了信号的起始位置，从信号的起始位置开始接收信号即能够实现信号的捕获。
实施例2
请参考图2，为本申请提供的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步系统的结构示意图，包括：
伪码生成模块2，所述伪码生成模块2安装在飞行器上，用于生成周期伪码序列；
天线单元1，所述天线单元1安装在飞行器上，用于获取卫星发射的初始信号；所述初始信号由原信号乘上所述周期伪码序列得到；
处理模块3，所述处理模块3安装在飞行器上，所述天线单元1和所述伪码生成模块2的输出端均与所述处理模块3的输入端连接；
所述处理模块3用于：
获取所述周期伪码序列；
对所述初始信号进行下变频，再对下变频得到的信号以设定频率进行采样得到基带采样序列；
对所述周期伪码序列以设定频率采样得到第一伪码序列；
对所述基带采样序列和所述第一伪码序列分别延时设定时长，得到第一延时序列和第二延时序列；
将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列；
将所述第一伪码序列与所述第二延时序列相乘，得到第二伪码序列；
将所述一阶差分序列进行快速傅里叶变换，得到第一频谱；对所述第二伪码序列进行快速傅里叶变换得到第二频谱；
对所述第一频谱与所述第二频谱的共轭进行相乘，再对相乘结果进行快速傅里叶反变换，得到结果序列；
获取所述结果序列的每个点的幅值，根据每个点的幅值计算每个点的门限；筛选出超过自身门限的点，并选择幅值最大的点作为同步位置。
其中，得到所述同步位置即获知了信号的起始位置，从信号的起始位置开始接收信号即能够实现信号的捕获。
工作过程：卫星将原信号乘上周期伪码序列，得到初始信号。卫星的发射端将所述初始信号发射到空间中。飞行器的天线单元1接收到所述初始信号后，将所述初始信号输入到所述处理模块3。飞行器本地的伪码生成模块2生成与卫星相同的周期伪码序列，并输入到所述处理模块3，所述处理模块经过计算得出同步结果。
在一些实施方式中，所述周期伪码序列通过伪码生成模块2生成，卫星生成的周期伪码序列与飞行器上伪码生成模块2生成的周期伪码序列相同，能够保证位同步信息相同。
在一些实施方式中，下变频通过下变频单元实现，输出为带有数据调制的复信号；采样通过AD采样单元实现，采样的设定频率为fs。
在一些实施方式中，对所述基带采样序列和所述第一伪码序列延时为tm＝mts。
在一些实施方式中，通过峰值检测模块来对所述结果序列进行幅值与门限的比较。
进一步地，所述基带采样序列根据公式(一)计算得出；
其中，N为总体采样点数；ts＝1/fs为时域采样间隔，d(nts)为nts采样时刻的二进制调制数据，n为第n个采样点；C(nts-τ0)为周期伪码序列，τ0为周期伪码序列的初始相位，fd＝v/c·fRF＝ξfRF为载波多普勒频率；
c为光速，v为飞行器相对于卫星的运动速度，fRF为射频载波频率，ξ＝v/c为飞行器相对于卫星的运动速度与光速的比值；exp为以e为底的幂级数；j为虚数单位；
为射频载波初始相位。
进一步地，所述第一伪码序列根据公式(二)计算得出；
其中，
为带有估计相位的周期伪码序列；
为周期伪码序列的估计相位，Nc＝Tcfs为周期伪码序列一个伪码周期的采样点数，Tcp＝LTcp为周期伪码序列的伪码周期，Tcp＝1/Rcp为一个周期伪码序列的码片持续时间，Rcp为周期伪码序列的码速率。
在一些实施方式中，所述周期伪码序列通过伪码生成模块2生成，卫星生成的周期伪码序列与飞行器上伪码生成模块2生成的周期伪码序列相同，能够保证位同步信息相同。
进一步地，所述第一延时信号为rd(n-m)；所述一阶差分序列根据公式(三)计算得出；
其中，
为所述第一延时序列的共轭序列，tn＝nts为采样时间，tn-m为延时m的采样时间。
在一些实施方式中，通过延迟自相关降阶处理，分别对所述基带采样序列和所述第一伪码序列进行延时，将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列。将位同步过程中的时频二维搜索转化为一维的同步搜索，节省了位同步时间。
进一步地，所述第二延时序列为
所述第二伪码序列根据公式(四)计算得出；
进一步地，所述第一频谱rm(k)根据公式(五)计算得出；
rm(k)＝[FFT(rm(n))],k＝0,1,...,Nc-1 (五)；
所述第二频谱
根据公式(六)计算得出；
其中，FFT(·)表示对括号内的序列进行快速傅里叶变换，k表示信号经过快速傅里叶变换处理后变换到频域的点数，[·]*表示对括号内的序列取共轭。
进一步地，所述结果序列ycorr根据公式(七)计算得出；
其中，IFFT(·)表示对括号内的序列进行快速傅里叶反变换。
进一步地，通过对所述结果序列ycorr进行幅值与门限的比较得到同步位置的步骤包括：
对所述结果序列ycorr中每个点两侧各Nth个点求平均值Am；
将平均值Am乘以门限系数km，得到与当前点对应的门限值Ath；
判断出超过与自身对应门限值Ath的点，选取最大的点作为同步结果。
在一些实施方式中，对所述结果序列ycorr中的每个点比较幅值门限，将幅值大于门限的且最大的点作为同步位置；得到所述同步位置即获知了信号的起始位置，从信号的起始位置开始接收信号即能够实现信号的捕获。
工作原理：
对所述基带采样序列与所述第一延时序列进行一阶差分延迟共轭相乘得到一阶差分序列的过程中，将频偏fd与延迟tm相乘后转化为一个固定相位；避免了大频偏对位同步的影响。同时，由于延迟tm时间极短，通常取几个码片长度，因此d(tn)与d(tn-m)基本处于一个数据持续时间内，可认为二者极性基本相同(同为1或者同为-1)；相乘后由于数据跳变导致的正负差异低于误差范围，因此可以忽略；从而保证了数据相干积累时长不受数据跳变影响，能够在低信噪比下实现直扩信号的有效位同步，提高信号捕获概率。
通过延迟自相关降阶处理，包括：对所述基带采样序列和所述第一伪码序列分别延时设定时长，得到第一延时序列和第二延时序列；将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列；将所述第一伪码序列与所述第二延时序列相乘，得到第二伪码序列。将位同步过程中的时频二维搜索转化为一维的同步搜索，节省了位同步时间。
以上描述仅为本申请的较佳实施例以及对所运用技术原理的说明。本领域技术人员应当理解，本申请中所涉及的发明范围，并不限于上述技术特征的特定组合而成的技术方案，同时也应涵盖在不脱离所述发明构思的情况下，由上述技术特征或其等同特征进行任意组合而形成的其它技术方案。例如上述特征与本申请中公开的(但不限于)具有类似功能的技术特征进行互相替换而形成的技术方案。
Claims (10)
1.一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法，其特征在于，包括:
获取初始信号；获取周期伪码序列；所述初始信号由原信号乘上所述周期伪码序列得到；
对所述初始信号进行下变频，再对下变频得到的信号以设定频率进行采样得到基带采样序列；
对所述周期伪码序列以设定频率采样得到第一伪码序列；
对所述基带采样序列和所述第一伪码序列分别延时设定时长，得到第一延时序列和第二延时序列；
将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列；
将所述第一伪码序列与所述第二延时序列相乘，得到第二伪码序列；
将所述一阶差分序列进行快速傅里叶变换，得到第一频谱；对所述第二伪码序列进行快速傅里叶变换得到第二频谱；
对所述第一频谱与所述第二频谱的共轭进行相乘，再对相乘结果进行快速傅里叶反变换，得到结果序列；
获取所述结果序列的每个点的幅值，根据每个点的幅值计算每个点的门限；筛选出超过自身门限的点，并选择幅值最大的点作为同步位置；
其中，得到所述同步位置即获知了信号的起始位置，从信号的起始位置开始接收信号即能够实现信号的捕获。
2.根据权利要求1所述的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法，其特征在于，所述基带采样序列根据公式(一)计算得出；
其中，N为总体采样点数；ts＝1/fs为时域采样间隔，d(nts)为nts采样时刻的二进制调制数据，n为第n个采样点；C(nts-τ0)为周期伪码序列，τ0为周期伪码序列的初始相位，fd＝v/c·fRF＝ξfRF为载波多普勒频率；
c为光速，v为飞行器相对于卫星的运动速度，fRF为射频载波频率，ξ＝v/c为飞行器相对于卫星的运动速度与光速的比值；exp为以e为底的幂级数；j为虚数单位；
为射频载波初始相位。
3.根据权利要求2所述的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法，其特征在于，所述第一伪码序列根据公式(二)计算得出；
其中，
为带有估计相位的周期伪码序列；
为周期伪码序列的估计相位，Nc＝Tcfs为周期伪码序列一个伪码周期的采样点数，Tcp＝LTcp为周期伪码序列的伪码周期，Tcp＝1/Rcp为一个周期伪码序列的码片持续时间，Rcp为周期伪码序列的码速率。
4.根据权利要求3所述的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法，其特征在于，所述第一延时信号为rd(n-m)；所述一阶差分序列根据公式(三)计算得出；
其中，
为所述第一延时序列的共轭序列，tn＝nts为采样时间，tn-m为延时m的采样时间。
5.根据权利要求4所述的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法，其特征在于，所述第二延时序列为
所述第二伪码序列根据公式(四)计算得出；
6.根据权利要求5所述的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法，其特征在于，所述第一频谱rm(k)根据公式(五)计算得出；
rm(k)＝[FFT(rm(n))],k＝0,1,...,Nc-1 (五)；
所述第二频谱
根据公式(六)计算得出；
其中，FFT(·)表示对括号内的序列进行快速傅里叶变换，k表示信号经过快速傅里叶变换处理后变换到频域的点数，[·]*表示对括号内的序列取共轭。
7.根据权利要求6所述的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法，其特征在于，所述结果序列ycorr根据公式(七)计算得出；
其中，IFFT(·)表示对括号内的序列进行快速傅里叶反变换。
8.根据权利要求7所述的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法，其特征在于，通过对所述结果序列ycorr进行幅值与门限的比较得到同步位置的步骤包括：
对所述结果序列ycorr中每个点两侧各Nth个点求平均值Am；
将平均值Am乘以门限系数km，得到与当前点对应的门限值Ath；
判断出超过与自身对应门限值Ath的点，选取最大的点作为同步结果。
9.一种大频偏直扩信号一阶差分位同步系统，其特征在于，包括：
伪码生成模块，所述伪码生成模块安装在飞行器上，用于生成周期伪码序列；
天线单元，所述天线单元安装在飞行器上，用于获取卫星发射的初始信号；所述初始信号由原信号乘上所述周期伪码序列得到；
处理模块，所述处理模块安装在飞行器上，所述天线单元和所述伪码生成模块的输出端均与所述处理模块的输入端连接；
所述处理模块用于：
获取所述周期伪码序列；
对所述初始信号进行下变频，再对下变频得到的信号以设定频率进行采样得到基带采样序列；
对所述周期伪码序列以设定频率采样得到第一伪码序列；
对所述基带采样序列和所述第一伪码序列分别延时设定时长，得到第一延时序列和第二延时序列；
将所述基带采样序列与所述第一延时序列的共轭进行相乘，得到一阶差分序列；
将所述第一伪码序列与所述第二延时序列相乘，得到第二伪码序列；
将所述一阶差分序列进行快速傅里叶变换，得到第一频谱；对所述第二伪码序列进行快速傅里叶变换得到第二频谱；
对所述第一频谱与所述第二频谱的共轭进行相乘，再对相乘结果进行快速傅里叶反变换，得到结果序列；
获取所述结果序列的每个点的幅值，根据每个点的幅值计算每个点的门限；筛选出超过自身门限的点，并选择幅值最大的点作为同步位置；
其中，得到所述同步位置即获知了信号的起始位置，从信号的起始位置开始接收信号即能够实现信号的捕获。
10.根据权利要求9所述的一种大频偏直扩信号一阶差分位同步方法，其特征在于，所述基带采样序列根据公式(一)计算得出；
其中，N为总体采样点数；ts＝1/fs为时域采样间隔，d(nts)为nts采样时刻的二进制调制数据，n为第n个采样点；C(nts-τ0)为周期伪码序列，τ0为周期伪码序列的初始相位，fd＝v/c·fRF＝ξfRF为载波多普勒频率；
c为光速，v为飞行器相对于卫星的运动速度，fRF为射频载波频率，ξ＝v/c为飞行器相对于卫星的运动速度与光速的比值；exp为以e为底的幂级数；j为虚数单位；
为射频载波初始相位。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN115412125A true CN115412125A (zh) | 2022-11-29 |
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| CN (1) | CN115412125B (zh) |
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