CN115406481A - 激光干涉仪 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种激光干涉仪，无论振动元件的振动条件如何，都能够更正确地解调来自测定对象物的多普勒信号。该激光干涉仪具备：光源，射出激光；光分割器，将从光源射出的激光分为第一光路和第二光路；光调制器，具备设置在第一光路或第二光路上、通过流过电流而振动的振动元件，并利用振动元件调制激光；受光元件，接收由设置在第一光路或第二光路上的测定对象物反射的激光，并输出受光信号；以及解调电路，基于基准信号及调制信号，从受光信号解调来自测定对象物的多普勒信号，其中在将流过正在振动的振动元件的电流的振幅值设为Iq[A]、将振动元件的振动频率设为f[Hz]时，满足Iq/f≤1×10‑7。

Description

激光干涉仪
技术领域
本发明涉及一种激光干涉仪。
背景技术
在专利文献1中公开了一种激光多普勒速度计(激光干涉仪)，其对振动的物体照射激光束，利用因多普勒效应而变化的激光束的频率，测定物体的速度。在激光多普勒速度计中，为了检测物体的振动现象的方向性，需要对从激光光源射出的光进行调制的结构。因此，在专利文献1中，公开了使用声光调制器或电光调制器的事项。
另外，在专利文献2中，公开了一种代替高价的AOM(声光调制器)而使用了压电元件或水晶振子那样的振动元件的激光振动计(激光干涉仪)。通过向这些振动元件照射激光，激光的频率发生偏移。这样，通过使用频移后的激光作为参照光，从因振动的物体而受到多普勒偏移的散射激光中解调多普勒信号。能够根据该多普勒信号来测量物体的振动速度。根据这样的激光振动计，能够使用廉价的振动元件，因此能够实现激光振动计的低成本化。
另一方面，在专利文献3中公开了一种激光多普勒速度计，其构成为，对光调制器施加正弦波信号，由光检测元件接收使来自激光光源的光束频移后的参照光束，和将光束照射到被测定对象上而得到的反射光束，并且对受光信号进行规定的运算处理，之后进行FM解调处理。在这样的激光多普勒速度计中，通过在FM解调处理之前进行规定的运算处理，即使在参照光束的频率以正弦波状偏移的情况下，也能够从受光信号得到与被测定对象的速度对应的信号。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平9-54293号公报
专利文献2：日本特开2007-285898号公报
专利文献3：日本特开平2-38889号公报。
利用使用了振动元件的激光干涉仪，有时无法正确地测量被测定对象的速度。具体而言，根据振动元件的振动条件，参照光中的调制信号的强度显著降低。在该情况下，无法正确地解调来自被测定对象的多普勒信号。
发明内容
本发明的适用例所涉及的激光干涉仪，其特征在于，具备：
光源，所述光源射出激光；
光分割器，将从所述光源射出的所述激光分为第一光路和第二光路；
光调制器，具备设置在所述第一光路或所述第二光路上、通过流过电流而振动的振动元件，所述光调制器使用所述振动元件调制所述激光；
受光元件，接收由设置在所述第一光路或所述第二光路上的测定对象物反射的所述激光，并输出受光信号；以及
解调电路，基于基准信号及来自所述光调制器的调制信号，从所述受光信号解调来自所述测定对象物的多普勒信号，
在将流过正在振动的所述振动元件的所述电流的振幅值设为Iq[A]、将所述振动元件的振动频率设为f[Hz]时，
满足Iq/f≤1×10-7。
附图说明
图1是示出实施方式所涉及的激光干涉仪的功能框图。
图2是示出图1所示的传感器头部的概略构成图。
图3是示出图2所示的光调制器的第一构成例的立体图。
图4是示出光调制器的第二构成例的一部分的俯视图。
图5是示出光调制器的第三构成例的俯视图。
图6是说明当入射光Ki从与振动元件的表面垂直的方向入射时产生多个衍射光的情况的概念图。
图7是说明构成为入射光Ki的行进方向和参照光L2的行进方向所成的角度为180°的光调制器的概念图。
图8是说明构成为入射光Ki的行进方向和参照光L2的行进方向所成的角度为180°的光调制器的概念图。
图9是说明构成为入射光Ki的行进方向和参照光L2的行进方向所成的角度为180°的光调制器的概念图。
图10是示出具有封装结构的光调制器的剖视图。
图11是示出一级逆变器振荡电路的构成的电路图。
图12是振动元件的LCR等效电路的例子。
图13是示出来自光调制器的调制信号的相位ψm的时间变化的概念图。
图14的(a)、图14的(b)是说明各参数对受光信号IPD的交流成分IPD·AC的波形产生的影响的图。
图15是示出振动频率f为5MHz的水晶振子的等效串联电阻与驱动电平的关系的曲线图。
图16是示出根据图15所示的关系求出的、流过水晶振子的电流值与驱动电平的关系的曲线图。
图17的(a)、图17的(b)是示出在将以位移振幅150nm、振动频率10kHz振动的压电致动器作为测定对象物时，由解调电路解调的采样信号的相位变化的曲线图。
图18是示出B值与流过正在振动的水晶振子的电流的振幅值Iq的关系的曲线图。
图19的(a)、图19的(b)是分别示出利用解调电路解调来自测定对象物的采样信号并测量位移时，B值与测量位移决定系数(R2值)及标准偏差的关系的曲线图。
图20是给出规定的初始条件而模拟的受光信号的波形的一例。
图21是示出振荡电路的负载容量CL与Δf的关系的曲线图。
图22的(a)、图22的(b)是示出对于振动元件的施加电压Vq分别为10V时及5V时，负载容量CL与B值的关系的曲线图。
图23是将从图22的(a)得到的负载容量CL的最佳范围与图21的曲线图重叠的图。
图24是示出将振荡电路的限制电阻Rd的电阻值改变为50Ω、100Ω、200Ω这三个水准时，第二电容器Cd的容量与一次CR低通滤波器的截止频率fc的关系的曲线图。
图25是示出将振荡电路的负载容量CL变更为80pF、100pF、120pF、150pF这四个水准时，振荡电路的限制电阻Rd的电阻值与B值的关系的曲线图。
图26是示出将振荡电路的负载容量CL变更为80pF、100pF、120pF、150pF这四个水准时，振荡电路的限制电阻Rd的电阻值与Δf的关系的曲线图。
图27是示出第一变形例所涉及的激光干涉仪所具备的光学系统的安装结构的概略构成图。
图28是示出第二变形例所涉及的激光干涉仪所具备的光学系统的安装结构的概略构成图。
图29是示出第三变形例所涉及的激光干涉仪所具备的光学系统的安装结构的概略构成图。
图30是示出第四变形例所涉及的激光干涉仪所具备的光学系统的安装结构的概略构成图。
符号说明
1、激光干涉仪；2、光源；4、偏振光分束器；6、1/4波长板；8、1/4波长板；9、检偏器；10、受光元件；12、光调制器；14、测定对象物；16、设定部；18、光路；20、光路；22、光路；24、光路；30、振动元件；30A、振动元件；30B、振动元件；31、基板；32、槽；33、衬垫；34、衍射光栅；35、衬垫；36、振动方向；37、反射镜；39、基板；40、棱镜；42、棱镜；44、凸透镜；45、电路元件；50、光学系统；50D、光学系统；50E、光学系统；51、传感器头部；52、解调电路；53、预处理部；54、振荡电路；55、解调处理部；70、容器；72、容器主体；74、盖；76、接合线；120、光调制振子；301、第一电极；302、第二电极；303、衍射光栅载置部；305、压电基板；306、梳齿状电极；307、接地电极；311、表面；312、背面；531、电流电压转换器；532、ADC；533、ADC；534、第一带通滤波器；535、第二带通滤波器；536、第一延迟调整器；537、第二延迟调整器；538、乘法器；539、第三带通滤波器；542、加法器；551、乘法器；552、乘法器；553、移相器；555、第一低通滤波器；556、第二低通滤波器；557、除法器；558、反正切运算器；559、输出电路；721、第一凹部；722、第二凹部；540、第一AGC；541、第二AGC；C0、并联电容；C1、串联电容；C3、第三电容器；Cd、第二电容器；Cg、第一电容器；GND、接地端子；K-2s、衍射光；K-1s、衍射光；K0s、衍射光；K1s、衍射光；K2s、衍射光；Ki、入射光；L1、串联电感；L1、射出光；L2、参照光；L3、物体光；L4、物体参照光；N、法线；P、节距；R1、等效串联电阻；R2、决定系数；Rd、限制电阻；Rf、反馈电阻；S1、第一信号；S2、第二信号；Sd、驱动信号；Ss、基准信号；Vcc、端子；X1、端子；X2、端子；Y、端子；ZH、高Δf区域；ZL、低Δf区域；ZS、最佳区域；jp1、分支部；jp2、分支部；ps1、第一信号路径；ps2、第二信号路径；x、信号；y、信号；β、入射角；θ、倾斜角；θB、闪耀角。
具体实施方式
以下，基于附图所示的实施方式详细说明本发明的激光干涉仪。
图1是示出实施方式所涉及的激光干涉仪的功能框图。
图1所示的激光干涉仪1具有：传感器头部51，其具备光学系统50以及振荡电路54；以及解调电路52，其被输入来自光学系统50的受光信号。
1.传感器头部
图2是示出图1所示的传感器头部51的概略构成图。
1.1.光学系统
如上所述，传感器头部51具备光学系统50。
如图2所示，光学系统50具备：光源2、偏振光分束器4(光分割器)、1/4波长板6、1/4波长板8、检偏器9、受光元件10、移频器型的光调制器12、以及配置有测定对象物14的设定部16。
光源2射出规定波长的射出光L1(第一激光)。受光元件10将接收到的光转换为电信号。光调制器12具备振动元件30，对射出光L1进行调制，生成包含调制信号的参照光L2(第二激光)。设定部16根据需要设置即可，使得能够配置测定对象物14。入射到测定对象物14的射出光L1作为包含来自测定对象物14的多普勒信号即采样信号的物体光L3(第三激光)而反射。
将从光源2射出的射出光L1的光路设为光路18。光路18通过偏振光分束器4的反射而与光路20耦合。在光路20上，从偏振光分束器4侧起依次配置1/4波长板8以及光调制器12。另外，光路18通过偏振光分束器4的透过而与光路22耦合。在光路22上，从偏振光分束器4侧起依次配置1/4波长板6以及设定部16。
光路20通过偏振光分束器4的透过而与光路24耦合。在光路24上，从偏振光分束器4侧依次配置检偏器9以及受光元件10。
从光源2射出的射出光L1经过光路18以及光路20入射到光调制器12。另外，射出光L1经过光路18以及光路22入射到测定对象物14。由光调制器12生成的参照光L2经由光路20以及光路24入射到受光元件10。通过测定对象物14的反射而生成的物体光L3经由光路22以及光路24入射到受光元件10。
以下，对光学系统50的各部分进一步进行说明。
1.1.1.光源
光源2是射出具有可干涉性的线宽较细的射出光L1的激光光源。如果用频率差表示线宽，则优选使用线宽为MHz频带以下的激光光源。具体而言，可以列举出HeNe激光这样的气体激光、DFB-LD(Distributedfeedback-laserdiode：分布反馈激光二极管)、FBG-LD(带有FiberbraggGrating的laserdiode：带有光纤布拉格光栅的激光二极管)、VCSEL(VerticalCavitySurfaceEmittingLaser：垂直腔面发射激光器)这样的半导体激光元件等。
光源2特别优选包含半导体激光元件。由此，能够使光源2特别小型化。因此，能够实现激光干涉仪1的小型化。特别是，由于能够实现激光干涉仪1中收容有光学系统50的传感器头部51的小型化以及轻量化，因此在提高激光干涉仪1的操作性方面也是有用的。
1.1.2.偏振光分束器
偏振光分束器4是将入射光分割为透过光和反射光的光学元件。另外，偏振光分束器4具有使P偏振光透过、使S偏振光反射的功能。以下，考虑将直线偏振光，即P偏振光与S偏振光之比为例如50∶50的射出光L1入射到偏振光分束器4的情况。
在偏振光分束器4中，如上所述，反射射出光L1的S偏振光，使P偏振光透过。
由偏振光分束器4反射的射出光L1的S偏振光由1/4波长板8转换为圆偏振光，入射到光调制器12。入射到光调制器12的射出光L1的第一圆偏振光受到fm[Hz]的频移，作为参照光L2反射。因此，参照光L2包含频率fm[Hz]的调制信号。参照光L2在再次透过1/4波长板8时被转换为P偏振光。参照光L2的P偏振光透过偏振光分束器4以及检偏器9入射到受光元件10。
透过了偏振光分束器4的射出光L1的P偏振光被1/4波长板6转换为圆偏振光，入射到移动状态的测定对象物14。入射到测定对象物14的射出光L1的第二圆偏振光受到fd[Hz]的多普勒频移，作为物体光L3反射。因此，物体光L3包含频率fd[Hz]的采样信号。物体光L3在再次透过1/4波长板6时被转换为S偏振光。物体光L3的S偏振光被偏振光分束器4反射，透过检偏器9入射到受光元件10。
如上所述，射出光L1具有可干涉性，因此参照光L2以及物体光L3作为干涉光入射到受光元件10。
需要说明的是，也可以代替偏振光分束器而使用无偏振光分束器。在该情况下，由于不需要1/4波长板6以及1/4波长板8，因此能够实现部件数量的减少带来的激光干涉仪1的小型化。另外，也可以使用偏振光分束器4以外的光分割器。
1.1.3.检偏器
由于相互正交的S偏振光及P偏振光相互独立，因此仅简单地重合不会出现干涉引起的拍音。因此，使S偏振光和P偏振光重合的光波通过相对于S偏振光以及P偏振光两者倾斜45°的检偏器9。通过使用检偏器9，能够使相互共通的成分之间的光透过，产生干涉。其结果为，在检偏器9中，参照光L2与物体光L3发生干涉，生成具有|fm-fd|[Hz]的频率的干涉光。
1.1.4.受光元件
参照光L2以及物体光L3经由偏振光分束器4以及检偏器9入射到受光元件10。由此，参照光L2和物体光L3发生光外差干涉，具有|fm-fd|[Hz]的频率的干涉光入射到受光元件10。通过后述的方法从该干涉光中解调采样信号，最终能够求出测定对象物14的动作，即振动速度和位移。作为受光元件10，例如可以列举出光电二极管等。
1.1.5.光调制器
图3是示出图2所示的光调制器12的第一构成例的立体图。
1.1.5.1.光调制器的第一构成例的概要
移频器型的光调制器12具有光调制振子120。图3所示的光调制振子120具备板形状的振动元件30和支承振动元件30的基板31。
振动元件30由反复进行通过施加电位而在沿着面的方向上变形地振动的模式的材料构成。在本构成例中，振动元件30是在MHz频带的高频区域沿着振动方向36进行厚度切变振动的水晶AT振子。在振动元件30的表面形成有衍射光栅34。衍射光栅34具有周期性排列具有与振动方向36交叉的成分的槽32，即在与振动方向36交叉的方向上延伸的直线状的多个槽32而成的结构。
基板31具有表面311以及背面312，表面311和背面312具有互为表里的关系。在表面311上配置有振动元件30。另外，在表面311上设置有用于对振动元件30施加电位的衬垫33。另一方面，在背面312上也设置有用于对振动元件30施加电位的衬垫35。
基板31的尺寸例如是长边为0.5mm以上且10.0mm以下左右。另外，基板31的厚度例如为0.10mm以上且2.0mm以下左右。作为一例，基板31的形状为边长1.6mm的正方形，其厚度为0.35mm。
振动元件30的尺寸例如是长边为0.2mm以上且3.0mm以下左右。另外，振动元件30的厚度例如为0.003mm以上且0.5mm以下左右。
作为一例，振动元件30的形状为边长1.0mm的正方形，其厚度为0.07mm。在该情况下，振动元件30以24MHz的基本振荡频率振荡。需要说明的是，通过改变振动元件30的厚度，或考虑泛频，能够在1MHz～1GHz的范围内调整振荡频率。
需要说明的是，在图3中，衍射光栅34形成在振动元件30的整个表面上，但也可以仅形成在一部分上。
由光调制器12进行的光调制的大小由入射到光调制器12的射出光L1的波数矢量与从光调制器12射出的参照光L2的波数矢量的差分波数矢量，和振动元件30的振动方向36的矢量的内积给出。在本构成例中，振动元件30进行厚度切变振动，但由于该振动是面内振动，因此即使相对于振动元件30单体的表面垂直地入射光，也无法进行光调制。因此，在本构成例中，通过在振动元件30上设置衍射光栅34，能够根据后述的原理进行光调制。
图3所示的衍射光栅34是闪耀衍射光栅。闪耀衍射光栅是指衍射光栅的截面形状为台阶状的光栅。衍射光栅34的直线状的槽32被设置成其延伸方向与振动方向36正交。
如果从图1以及图2所示的振荡电路54向图3所示的振动元件30供给驱动信号Sd(施加交流电压)，则振动元件30振荡。振动元件30的振荡所需的电力(驱动功率)没有特别限制，小至0.1μW～100mW左右。因此，能够用于使振动元件30振荡而不放大从振荡电路54输出的驱动信号Sd。
另外，现有技术的光调制器有时需要维持光调制器的温度的结构，因此难以减小体积。另外，现有技术的光调制器由于消耗电力大，因此存在激光干涉仪的小型化以及省电化困难的课题。相对于此，在本构成例中，振动元件30的体积非常小，振荡所需的电力也小，因此容易实现激光干涉仪1的小型化以及省电化。
1.1.5.2.衍射光栅的形成方法
衍射光栅34的形成方法没有特别限制，作为一例，可以列举出如下方法：通过使用了机械刻线式(刻线机)的方法制作模具，在成膜于水晶AT振子的振动元件30的表面上的电极上，通过纳米压印法形成槽32。在此，之所以在电极上，是因为在为水晶AT振子的情况下，原理上能够在电极上产生高品质的厚度切变振动。需要说明的是，不限制于在电极上形成槽32，也可以在非电极部的材料的表面上形成槽32。另外，也可以代替纳米压印法，使用基于曝光以及蚀刻的加工方法、电子束绘图光刻法、聚焦离子束加工法(FIB)等。
另外，也可以在水晶AT振子的芯片上用抗蚀剂材料形成衍射光栅，并在此处设置由金属膜或电介质多层膜构成的镜膜。通过设置金属膜或镜膜，能够提高衍射光栅34的反射率。
进一步，也可以在水晶AT振子的芯片或晶片上形成抗蚀剂膜，通过蚀刻实施加工后，除去抗蚀剂膜，然后，在加工面上形成金属膜或镜膜。在该情况下，由于抗蚀剂材料被除去，因此消除了抗蚀剂材料的吸湿等的影响，并且能够提高衍射光栅34的化学稳定性。另外，通过设置Au、Al这样的导电性高的金属膜，也能够用作驱动振动元件30的电极。
需要说明的是，衍射光栅34也可以使用阳极氧化氧化铝(多孔氧化铝)这样的技术来形成。
1.1.5.3.光调制器的其他构成例
振动元件30并不限制于水晶振子，例如也可以是Si振子、弹性表面波(SAW)器件、陶瓷振子等。
图4是示出光调制器12的第二构成例的一部分的俯视图。图5是示出光调制器12的第三构成例的俯视图。
图4所示的振动元件30A是使用MEMS技术由Si基板制造的Si振子。MEMS(MicroElectroMechanicalSystems：微机电系统)是微机电系统。
振动元件30A具备：第一电极301以及第二电极302，两者隔着间隙在同一平面上彼此相邻；衍射光栅载置部303，其设置在第一电极301上；以及衍射光栅34，其设置在衍射光栅载置部303上。第一电极301以及第二电极302例如以静电引力为驱动力，在图4的左右方向，即沿着图4所示的连结第一电极301和第二电极302的轴反复相互接近和分离地振动。由此，能够对衍射光栅34施加面内振动。Si振子的振荡频率例如为1kHz至几百MHz左右。
图5所示的振动元件30B是利用表面波的SAW器件。SAW(SurfaceAcousticWave：表面声波)是弹性表面波。
振动元件30B具备压电基板305、设置在压电基板305上的梳齿状电极306、接地电极307、衍射光栅载置部303以及衍射光栅34。当对梳齿状电极306施加交流电压时，通过逆压电效应，弹性表面波被激励。由此，能够对衍射光栅34施加面内振动。SAW器件的振荡频率例如为几百MHz至几GHz左右。
对于以上那样的器件，通过设置衍射光栅34，与水晶AT振子的情况相同，能够根据后述的原理进行光调制。
另一方面，在振动元件30是水晶振子的情况下，利用水晶所具有的极高的Q值，能够生成高精度的调制信号。Q值是表示共振峰值的锐度的指标。另外，水晶振子具有不易受外界干扰影响的优点。因此，通过使用由具备水晶振子的光调制器12调制的调制信号，能够高精度地取得来自测定对象物14的采样信号。
1.1.5.4.利用振动元件的光调制
接着，使用振动元件30对调制光的原理进行说明。
图6是说明当入射光Ki从与振动元件30的表面垂直的方向入射时产生多个衍射光的情况的概念图。
当入射光Ki入射到沿着振动方向36进行厚度切变振动的衍射光栅34时，由于衍射现象，如图6所示，产生多个衍射光Kns。n是衍射光Kns的次数，n＝0、±1、±2……。需要说明的是，图6所示的衍射光栅34不是图3所示的闪耀衍射光栅，而是作为其他衍射光栅的例子，图示了由重复凹凸而形成的衍射光栅。另外，在图6中，省略了衍射光K0s的图示。
在图6中，入射光Ki从与振动元件30的表面垂直的方向入射，但该入射角没有特别限制，也可以以相对于振动元件30的表面倾斜入射的方式设定入射角。在倾斜入射的情况下，衍射光Kns的行进方向也与其对应地变化。
需要说明的是，根据衍射光栅34的设计，有时不出现│n│≥2的高次的光。因此，为了稳定地得到调制信号，优选设定为│n│＝1。即，在图2的激光干涉仪1中，移频器型的光调制器12优选配置成利用±1级衍射光作为参照光L2。通过该配置，能够实现激光干涉仪1的测量的稳定化。
另一方面，在从衍射光栅34出现│n│≥2的高次的光的情况下，也可以将光调制器12配置成，不是±1级衍射光，而是利用±2级以上的任意一个衍射光作为参照光L2。由此，能够利用高次的衍射光，因此能够实现激光干涉仪1的高频化和小型化。
在本实施方式中，作为一例，以入射到光调制器12的入射光Ki的进入方向与从光调制器12射出的参照光L2的行进方向所成的角度为180°的方式构成光调制器12。以下，对三个例子进行说明。
图7至图9分别是说明构成为入射光Ki的行进方向和参照光L2的行进方向所成的角度为180°的光调制器12的概念图。
除了振动元件30以外，图7所示的光调制器12还具备反射镜37。反射镜37配置成反射衍射光K1s并使其返回到衍射光栅34。此时，衍射光K1s相对于反射镜37的入射角与反射镜37的反射角所成的角度为180°。其结果为，从反射镜37射出并返回到衍射光栅34的衍射光K1s在衍射光栅34再次衍射，向与入射到光调制器12的入射光Ki的行进方向相反的方向行进。因此，通过追加反射镜37，能够满足上述的入射光Ki的进入方向与参照光L2的行进方向所成的角度为180°的条件。
另外，通过这样经由反射镜37，由光调制器12生成的参照光L2接受了两次频率调制。因此，与仅使用振动元件30的情况相比，通过并用反射镜37，能够实现更高频率的频率调制。
在图8中，相对于图6的配置，使振动元件30倾斜。此时的倾斜角θ被设定为满足上述的入射光Ki的进入方向与参照光L2的行进方向所成的角度为180°的条件。
图9所示的衍射光栅34是具有闪耀角θB的闪耀衍射光栅。然后，当相对于振动元件30的表面的法线N以入射角β行进的入射光Ki入射到衍射光栅34时，参照光L2相对于法线N以与闪耀角θB相同的角度返回。因此，通过使入射角β与闪耀角θB相等，能够满足上述的入射光Ki的进入方向与参照光L2的行进方向所成的角度为180°的条件。在该情况下，不使用图7所示的反射镜37，并且如图8所示，不使振动元件30自身倾斜，即能够满足所述条件，因此能够实现激光干涉仪1的进一步小型化以及高频化。特别是在闪耀衍射光栅的情况下，将满足所述条件的配置称为“利特罗配置”，还具有能够特别提高衍射光的衍射效率的优点。
需要说明的是，图9的节距P表示闪耀衍射光栅的节距，作为一例，节距P为1μm。另外，闪耀角θB为25°。在该情况下，为了满足所述条件，只要使入射光Ki相对于法线N的入射角β也为25°即可。
1.1.5.5.封装结构
图10是示出具有封装结构的光调制器12的剖视图。
图10所示的光调制器12具备作为框体的容器70、收容在容器70中的光调制振子120、构成振荡电路54的电路元件45。需要说明的是，容器70被气密密封在例如真空等减压气氛，或者氮气、氩气等惰性气体氛中。
如图10所示，容器70具有容器主体72和盖74。其中，容器主体72具有设置在其内部的第一凹部721和设置在第一凹部721的内侧且比第一凹部721深的第二凹部722。容器主体72例如由陶瓷材料、树脂材料等构成。另外，虽未图示，但容器主体72具备设置在内表面的内部端子、设置在外表面的外部端子、连接内部端子和外部端子的配线等。
另外，容器主体72的开口部经由未图示的密封环或低熔点玻璃等密封部件被盖74封闭。盖74的构成材料使用能够透过激光的材料，例如玻璃材料等。
在第一凹部721的底面配置有光调制振子120。光调制振子120通过未图示的接合部件支承于第一凹部721的底面。另外，容器主体72的内部端子与光调制振子120之间例如经由接合线、接合金属等未图示的导电材料电连接。
在第二凹部722的底面配置有电路元件45。电路元件45经由接合线76与容器主体72的内部端子电连接。由此，光调制振子120与电路元件45之间也经由容器主体72所具备的配线电连接。需要说明的是，也可以在电路元件45中设置后述的振荡电路54以外的电路。
通过采用这样的封装结构，能够将光调制振子120和电路元件45重叠，因此能够使两者的物理距离接近，能够缩短光调制振子120和电路元件45之间的配线长度。因此，能够抑制噪声从外部进入驱动信号Sd，或者相反地驱动信号Sd成为噪声源。另外，能够用一个容器70保护光调制振子120和电路元件45两者免受外部环境的影响。因此，能够实现传感器头部51的小型化，并且能够提高激光干涉仪1的可靠性。
需要说明的是，容器70的结构并不限制于图示的结构，例如，光调制振子120和电路元件45也可以具有单独的封装结构。另外，虽未图示，但也可以在容器70中收容构成振荡电路54的其他电路元件。需要说明的是，容器70根据需要设置即可，也可以省略。
1.2.振荡电路
如图1所示，振荡电路54输出输入到光学系统50的光调制器12的驱动信号Sd。另外，振荡电路54输出输入到解调电路52的基准信号Ss。
振荡电路54只要是能够使振动元件30振荡的电路即可，没有特别限制，可以使用各种构成的电路。图11是示出作为电路构成的一例的一级逆变器振荡电路的构成的电路图。
图11所示的振荡电路54具备电路元件45、反馈电阻Rf、限制电阻Rd、第一电容器Cg、第二电容器Cd、第三电容器C3。
电路元件45是逆变器IC。电路元件45的端子X1以及端子X2分别是与电路元件45内部的逆变器连接的端子。端子GND与接地电位连接，端子Vcc与电源电位连接。端子Y是振荡输出用的端子。
在端子X1与接地电位之间连接有第一电容器Cg。另外，在端子X2与接地电位之间，相互串联连接的限制电阻Rd以及第二电容器Cd从端子X2侧依次连接。进一步，在端子X1与第一电容器Cg之间连接反馈电阻Rf的一端，在端子X2与限制电阻Rd之间连接反馈电阻Rf的另一端。
另外，在第一电容器Cg与反馈电阻Rf之间连接振动元件30的一端，在第二电容器Cd与限制电阻Rd之间连接振动元件30的另一端。由此，振动元件30成为振荡电路54的信号源。
图12是振动元件30的LCR等效电路的例子。
如图12所示，振动元件30的LCR等效电路由串联电容C1、串联电感L1、等效串联电阻R1以及并联电容C0构成。
在图11所示的振荡电路54中，在将第一电容器Cg的容量设为Cg，将第二电容器Cd的容量设为Cd时，负载容量CL由下式(a)给出。
[数学式1]
Figure BDA0003662517560000161
这样，从振荡电路54的端子Y输出的振荡频率fosc由下式(b)给出。
[数学式2]
Figure BDA0003662517560000162
fQ是振动元件30的固有振动频率。
根据上述式(b)可知，通过适当变更负载容量CL，能够对从端子Y输出的信号的振荡频率fosc进行微调整。
另外，振动元件30的固有振动频率fQ与振荡电路54的振荡频率fosc之差Δf由下式(c)给出。
[数学式3]
Figure BDA0003662517560000163
在此，由于C1＜＜C0，C1＜＜CL，因此Δf近似地由下式(d)给出。
[数学式4]
Figure BDA0003662517560000164
因此，振荡电路54的振荡频率fosc成为与振动元件30的固有振动频率fQ对应的值。
在此，例如在振动元件30固定于容器70时，如果经由固定部受到由温度引起的膨胀应力，则固有振动频率fQ变动。另外，当倾斜振动元件30时，固有振动频率fQ受到由自重产生的重力等的影响而变动。
在振荡电路54中，即使固有振动频率fQ由于这样的理由而变动，振荡频率fosc也基于上述式(d)与该变动联动地变化。即，振荡频率fosc始终为从固有振动频率fQ偏离Δf的值。由此，振动元件30的振动稳定，能够稳定地得到位移振幅L0。如果能够使位移振幅L0稳定，则能够使光调制器12的调制特性稳定，能够提高解调电路52中的采样信号的解调精度。
作为一例，优选Δf＝|fosc-fQ|≤3000[Hz]，更优选600[Hz]。
需要说明的是，也可以使用例如函数发生器或信号发生器等信号生成器来代替振荡电路54。
2.解调电路
解调电路52进行从由受光元件10输出的受光信号中解调来自测定对象物14的采样信号的解调处理。采样信号例如包括相位信息以及频率信息。另外，能够根据相位信息取得测定对象物14的位移信息，能够根据频率信息取得测定对象物14的速度信息。如果能够这样取得不同的信息，则由于具有作为位移计或速度计的功能，因此能够实现激光干涉仪1的高功能化。
解调电路52根据调制处理的方式来设定其电路构成。在本实施方式所涉及的激光干涉仪1中，使用具备振动元件30的光调制器12。由于振动元件30是进行单振动的元件，因此振动速度在周期内时刻变化。因此，调制频率也随时间变化，无法原样直接使用现有技术的解调电路。
现有技术的解调电路是指例如从包含使用声光调制器(AOM)调制的调制信号的受光信号中解调采样信号的电路。在声光调制器中，调制频率不变化。因此，现有技术的解调电路能够从包含调制频率不变化的调制信号的受光信号中解调采样信号，但在包含由调制频率变化的光调制器12调制后的调制信号的情况下，无法直接解调。
因此，图1所示的解调电路52具备预处理部53和解调处理部55。从受光元件10输出的受光信号首先通过预处理部53，然后被引导到解调处理部55。预处理部53对受光信号执行预处理。通过该预处理，能够得到可由现有技术的解调电路解调的信号。因此，在解调处理部55中，通过公知的解调方式对来自测定对象物14的采样信号进行解调。
2.1.预处理部的构成
图1所示的预处理部53具备：第一带通滤波器534、第二带通滤波器535、第一延迟调整器536、第二延迟调整器537、乘法器538、第三带通滤波器539、第一AGC540、第二AGC541以及加法器542。需要说明的是，AGC是AutoGainControl(自动增益控制)。
另外，在受光元件10与预处理部53之间，从受光元件10侧依次连接电流电压转换器531以及ADC532。电流电压转换器531是跨阻抗放大器，将来自受光元件10的电流输出转换为电压信号。ADC532是模拟-数字转换器，以规定的采样位数将模拟信号转换为数字信号。
从受光元件10输出的电流输出由电流电压转换器531转换为电压信号。电压信号由ADC532转换为数字信号，由分支部jp1分割为第一信号S1和第二信号S2这两个信号。在图1中，将第一信号S1的路径设为第一信号路径ps1，将第二信号S2的路径设为第二信号路径ps2。
此外，在振荡电路54与第二延迟调节器537之间连接有ADC533。ADC533是模拟-数字转换器，并且以规定的采样位数将模拟信号转换为数字信号。
第一带通滤波器534、第二带通滤波器535以及第三带通滤波器539分别是选择性地使特定频带的信号透过的滤波器。
第一延迟调整器536以及第二延迟调整器537分别是调整信号延迟的电路。乘法器538是生成与两个输入信号的积成比例的输出信号的电路。
加法器542是生成与两个输入信号之和成比例的输出信号的电路。
接着，按照第一信号S1、第二信号S2以及基准信号Ss的流向，说明预处理部53的动作。
第一信号S1通过配置在第一信号路径ps1上的第一带通滤波器534后，由第一延迟调整器536调整群延迟。由第一延迟调整器536调整的群延迟相当于由后述的第二带通滤波器535产生的第二信号S2的群延迟。通过该延迟调整，能够在第一信号S1通过的第一带通滤波器534，与第二信号S2通过的第二带通滤波器535以及第三带通滤波器539之间，使伴随滤波器电路的通过的延迟时间一致。通过了第一延迟调整器536的第一信号S1经过第一AGC540输入到加法器542。
第二信号S2通过配置在第二信号路径ps2上的第二带通滤波器535后，输入到乘法器538。在乘法器538中，对第二信号S2乘以从第二延迟调整器537输出的基准信号Ss。具体而言，从振荡电路54输出的由cos(ωmt)表示的基准信号Ss由ADC533进行数字转换，由第二延迟调整器537进行相位调整，并输入到乘法器538。ωm是光调制器12的调制信号的角频率，t是时间。然后，第二信号S2通过第三带通滤波器539后，经由第二AGC541，输入到加法器542。
在加法器542中，与第一信号S1和第二信号S2的和成比例的输出信号被输出到解调处理部55。
2.2.预处理的基本原理
接着，对预处理部53中的预处理的基本原理进行说明。需要说明的是，这里所说的基本原理是指日本特开平2-38889号公报中记载的原理。另外，在该基本原理中，考虑调制信号的频率以正弦波状变化，并且测定对象物14的位移也在光轴方向上以单振动变化的系统。在此，Em、Ed、Ф由下式表示：
[数学式5]
Em＝am{cos(ω0t+B sinωmt+φm)+i sin(ω0t+B sinωmt+φm)} (1)
Ed＝ad{cos(ω0t+A sin ωdt+φd)+i sin(ω0t+A sinωdt+φd)} (2)
φ＝φm-φd (3)
此时，从受光元件10输出的受光信号IPD在理论上由下式表示。
[数学式6]
IPD＝<|Em+Ed|2>
＝<|Em 2+Ed 2+2EmEd|>
＝am 2+ad 2+2amad cos(B sinωmt-A sinωdt+φ) (4)
需要说明的是，Em、Ed、Φm、Φd、Φ、ωm、ωd、ω00、am、ad分别如下所述。
[数学式7]
Em：来自光调制器的调制信号的电场成分
Ed：来自测定对象物的采样信号的电场成分
Φm：来自光调制器的调制信号的初始相位
Φd：来自测定对象物的采样信号的初始相位
Φ：激光干涉仪的光路相位差
ωm：来自光调制器的调制信号的角频率
ωd：来自测定对象物的采样信号的角频率
ω0：从光源射出的射出光的角频率
am：系数
ad：系数
另外，式(4)中的<>表示时间平均。
上述式(4)的第一项以及第二项表示直流成分，第三项表示交流成分。当将该交流成分设为IPD·AC时，IPD·AC由下式表示。
[数学式8]
IPD．AC＝2amad cos(B sinωmt-A sinωdt+φ)
＝2amad{cos(B sinωmt)cos(A sinωdt-φ)+sin(B sinωmt)sin(A sinωdt-φ)} (5)
Figure BDA0003662517560000211
Figure BDA0003662517560000212
A：采样信号的相位偏移
fdmax：采样信号的多普勒频移
fd：采样信号的频率
B：调制信号的相位偏移
fmmax：调制信号的多普勒频移
fm：调制信号的频率
在此，已知下式那样的v次贝塞尔函数。
[数学式9]
cos{ζsin(2πfvt)}＝J0(ζ)+2J2(ζ)cos(2·2πfvt)+2J4(ζ)cos(4·2πfvt)+… (8)
sin{ζsin(2πfvt)}＝2J1(ζ)sin(1·2πfvt)+2J3(ζ)sin(3·2πfvt)+… (9)
如果使用上述式(8)以及式(9)的贝塞尔函数对上述式(5)进行级数展开，则可以如下变形。
[数学式10]
IPD.AC＝2amad[{J0(B)+2J2(B)cos(2·ωmt)+2J4(B)cos(4·ωmt)+…}cos(A sinωdt-φ)-{2J1(B)sin(1·ωmt)+2J3(B)sin(3·ωmt)+…}sin(A sinωdt-φ)] (10)
其中，J0(B)、J1(B)、J2(B)……分别是贝塞尔系数。
当如上所述展开时，理论上可以说能够通过带通滤波器提取与特定次数对应的频带。
因此，在上述的预处理部53中，基于该理论，按照以下的流程对受光信号进行预处理。
首先，从上述的ADC532输出的受光信号在分支部jp1被分割为第一信号S1和第二信号S2这两个信号。第一信号S1通过第一带通滤波器534。第一带通滤波器534的中心角频率被设定为ωm。由此，通过第一带通滤波器534后的第一信号S1由下式表示。
[数学式11]
Ipass1＝J1(B){-cos(ωmt+A sinωdt-φ)+cos(ωmt-A sinωdt+φ)}
＝-2J1(B)sin(ωmt)sin(A sinωdt-φ) (11)
另一方面，第二信号S2通过第二带通滤波器535。第二带通滤波器535的中心角频率被设定为与第一带通滤波器534的中心角频率不同的值。在此，作为一例，将第二带通滤波器535的中心角频率设定为2ωm。由此，通过第二带通滤波器535后的第二信号S2由下式表示。
[数学式12]
Figure BDA0003662517560000221
利用乘法器538将基准信号Ss与通过第二带通滤波器535后的第二信号S2相乘。通过乘法器538后的第二信号S2由下式表示。
[数学式13]
Figure BDA0003662517560000222
通过乘法器538后的第二信号S2通过第三带通滤波器539。第三带通滤波器539的中心角频率被设定为与第一带通滤波器534的中心角频率相同的值。在此，作为一例，将第三带通滤波器539的中心角频率设定为ωm。由此，通过第三带通滤波器539后的第二信号S2由下式表示。
[数学式14]
Figure BDA0003662517560000223
然后，由上述式(11)表示的第一信号S1由第一延迟调整器536调整相位，并由第一AGC540调整振幅。
另外，由上述式(14)表示的第二信号S2也由第二AGC541调整振幅，使第二信号S2的振幅与第一信号S1的振幅一致。
然后，利用加法器542将第一信号S1以及第二信号S2相加。相加结果由下式表示。
[数学式15]
I53＝cos(ωmt+A sinωdt-φ) (15)
如上述式(15)那样，通过进行加法运算，能够使不需要项消失，提取出需要项。该结果被输入到解调处理部55。
2.3.解调处理部的构成
解调处理部55进行从由预处理部53输出的信号中解调来自测定对象物14的采样信号的解调处理。作为解调处理，没有特别限制，可以列举出公知的正交检波法。正交检波法是通过进行从外部对输入信号混合相互正交的信号的操作来进行解调处理的方法。
图1所示的解调处理部55是一种数字电路，该数字电路具备：乘法器551、乘法器552、移相器553、第一低通滤波器555、第二低通滤波器556、除法器557、反正切运算器558以及输出电路559。
2.4.解调处理部的解调处理
在解调处理中，首先，由分支部jp2将从预处理部53输出的信号分割为两个。在乘法器551中，将分割后的一个信号乘以从振荡电路54输出的、由cos(ωmt)表示的基准信号Ss。对于分割后的另一个信号，在乘法器552中，乘以用移相器553使从振荡电路54输出的基准信号Ss的相位偏移-90°后的、由-sin(ωmt)表示的信号。基准信号Ss以及使基准信号Ss的相位偏移后的信号是相位相互偏移90°的信号。
通过乘法器551的信号通过第一低通滤波器555，然后作为信号x输入到除法器557。通过乘法器552的信号通过第二低通滤波器556，然后作为信号y输入到除法器557。利用除法器557将信号y除以信号x，并使该输出y/x通过反正切运算器558，求出输出atan(y/x)。
然后，通过使输出atan(y/x)通过输出电路559，从而求出相位Фd作为来自测定对象物14的信息。在输出电路559中，通过相位展开处理，进行相邻的点存在2π的相位跳跃时的相位连接。根据从解调处理部55输出的相位信息，能够计算出测定对象物14的位移信息。由此，实现测量测定对象物14的位移的位移计。另外，能够根据位移信息求出速度信息。由此，实现测量测定对象物14的速度的速度计。
以上，对解调处理部55的电路构成进行了说明，但上述数字电路的电路构成仅是一例，并不限制于此。另外，解调处理部55并不限制于数字电路，也可以是模拟电路。模拟电路可以包括F/V转换器电路和Δ∑计数器电路。
另外，上述的解调处理部55的电路构成也可以求出来自测定对象物14的频率信息。基于频率信息，能够计算出测定对象物14的速度信息。
2.5.解调处理与振动元件的振动条件的关系
振动元件30的振动条件影响采样信号的解调处理中的解调精度。上述式(7)中包含的B值是调制信号的相位偏移，但在该B值较小的情况下，根据激光干涉仪1中的初始的光路相位差，有时从受光元件10输出的受光信号IPD的交流成分IPD·AC的强度显著降低。以下，更详细地说明该课题。
根据上述式(5)，从受光元件10输出的受光信号IPD的交流成分IPD·AC的强度包含cos(ψm-ψd+Ф0)。在此，ψm是来自光调制器12的调制信号的相位，ψd是来自测定对象物14的采样信号的相位，Ф0是光路20的初始相位与光路22的初始相位之差，即激光干涉仪1中的初始的光路相位差。基于上述式(5)，相位ψm表示为ψm＝Bsin(ωmt)。另外，这里设相位ψd＝0。
图13是示出来自光调制器12的调制信号的相位ψm的时间变化的概念图。如上所述，相位ψm使用上述的B值，表示为ψm＝Bsin(ωmt)。因此，如图13所示，调制信号的相位ψm的时间变化由正弦波的波形表示。
图14的(a)、图14的(b)是说明各参数对受光信号IPD的交流成分IPD·AC的波形产生的影响的图。
在图14中，图14的(a)的曲线图是在B值相对较小的情况下，具体而言，例如在B值小于π的情况下，受光信号IPD的交流成分IPD·AC所表示的波形的一例。
在B值小于π的情况下，如果初始的光路相位差Ф0取0或π这样的特定的值，则受光信号IPD的交流成分IPD·AC的强度显著变小。在该情况下，解调处理中的解调精度降低，最终得到的位移信息和速度信息的精度降低。另一方面，在初始的光路相位差Ф0取±π/2这样的特定的值时，即使在B值小于π的情况下，受光信号IPD的交流成分IPD·AC的强度也比较大。因此，在B值比较小的情况下，存在解调精度容易受到激光干涉仪1中的初始的光路相位差Ф0的影响的课题。
在图14中，图14的(b)的曲线图是比较了在B值比较小的情况与B值比较大的情况下，初始的光路相位差Ф0相等时的受光信号IPD的交流成分IPD·AC所表示的波形的一例的曲线图。
从该波形可知，例如在B值大于π的情况下，与B值小于π的情况相比，受光信号IPD的交流成分IPD·AC的强度变大。因此，通过增大B值，受光信号IPD的交流成分IPD·AC的强度不易受到激光干涉仪1中的初始的光路相位差Ф0的影响。
B值是调制信号的多普勒频移fmmax相对于调制信号的频率fm的比。然后，在振动元件30例如如图8所示以倾斜角θ倾斜的姿态被使用的情况下，关于由该振动元件30生成的调制信号的B值由下述式(16)表示。
[数学式16]
Figure BDA0003662517560000251
在上述式(16)中，λ是射出光L1的波长，Lq是振动元件30的位移的振幅值。从上述式(16)可知，B值取决于振动元件30的位移的振幅值Lq。因此，通过增大振动元件30的位移的振幅值Lq，能够增大B值。
特别是，在设置于振动元件30的衍射光栅34以上述的利特罗配置设置的情况下，下述式(17)成立。
[数学式17]
Figure BDA0003662517560000261
在上述式(17)中，n是衍射次数，P是衍射光栅34的节距。根据以上的式(16)以及式(17)，下述式(18)成立。
[数学式18]
Figure BDA0003662517560000262
从上述式(18)可知，在以利特罗配置设置的情况下，B值也取决于振动元件30的位移的振幅值Lq。因此，通过增大振动元件30的位移的振幅值Lq，能够增大B值。
需要说明的是，在图8中，以倾斜的姿势使用进行面内振动的振动元件30，但振动元件30也可以是进行面外振动的元件。此时的B值由下述式(19)表示。
[数学式19]
Figure BDA0003662517560000263
从上述式(19)可知，在面外振动的情况下，B值也取决于振动元件30的位移的振幅值Lq。因此，通过增大振动元件30的位移的振幅值Lq，能够增大B值。
根据以上那样的B值与位移的振幅值Lq的关系，本发明人对增大位移的振幅值Lq的方法反复进行了深入研究。然后，本发明人发现，当振动元件30振动时，流过振动元件30的电流的振幅值与位移的振幅值Lq之间存在相关性。并且，发现通过使电流的振幅值最佳化，能够有效且稳定地提高位移的振幅值Lq，从而完成了本发明。
具体而言，实施方式所涉及的激光干涉仪1具备：光源2、偏振光分束器4(光分割器)、光调制器12、受光元件10以及解调电路52。光源2射出激光。偏振光分束器4将从光源2射出的激光分为光路20(第一光路)和光路22(第二光路)。光调制器12具备设置在光路20上、通过流过电流而振动的振动元件30，并使用振动元件30调制激光。受光元件10接收由设置在光路22上的测定对象物14反射的激光并输出受光信号。解调电路52基于基准信号Ss以及来自光调制器12的调制信号，从受光信号中解调来自测定对象物14的采样信号(多普勒信号)。
在本实施方式中，特别是，将光源2射出的激光作为射出光L1，将由光调制器12调制且包含调制信号的激光作为参照光L2，将由测定对象物13反射且包含采样信号(多普勒信号)的激光作为物体光L3。然后，受光元件10接收物体光L3和参照光L2的干涉光，解调电路52基于基准信号Ss和参照光L2所包含的调制信号，对物体光L3所包含的采样信号进行解调。
在这样的激光干涉仪1中，在将流过正在振动的振动元件30的电流的振幅值设为Iq[A]、将振动元件30的振动频率设为f[Hz]时，以满足Iq/f≤1×10-7的方式设定Iq以及f。
由此，无论振动元件30的振动条件如何，在激光干涉仪1中能够以必要最低限度的精度解调采样信号的概率变高。即，通过使Iq/f处于所述范围内，振动元件30的激振电力(驱动电平)收敛于适当的范围内，因此能够抑制在振动元件30中发生异常振荡，并抑制B值降低。需要说明的是，当Iq/f超过所述上限值时，振动元件30的驱动电平过大，引起等效串联电阻增大的非线性现象。由于等效串联电阻的增大，电流的振幅值Iq降低。由此，导致B值的降低。
另外，振荡电路54不仅能够振荡水晶振子，还能够振荡Si振子、陶瓷振子等。
在振动元件30为水晶振子的情况下，流过水晶振子的电流的振幅值Iq[A]以及水晶振子的振动频率f[Hz]优选满足2×10-10≤Iq/f≤1×10-7，更优选满足2×10-9≤Iq/f≤3×10-8，进一步优选满足4×10-9≤Iq/f≤3×10-8。
通过使Iq/f满足所述范围，无论水晶振子的振动条件如何，都能够以更高的精度对来自测定对象物14的采样信号进行解调。即，不易产生解调精度因振动条件而降低的问题。由此，能够实现能够比以往更正确地解调采样信号的激光干涉仪1。
需要说明的是，当Iq/f低于所述下限值时，根据振动条件，水晶振子的位移的振幅值Lq不足，B值有可能变小。由此，有可能无法得到充分的解调精度。另一方面，当Iq/f超过所述上限值时，水晶振子的驱动电平过大，电流的振幅值Iq降低，有可能导致B值降低。在该情况下，也可能无法得到足够的解调精度。
需要说明的是，流过正在振动的振动元件30的电流的振幅值Iq，通过在图11所示的振动元件30的紧后方安装电流探测器，在示波器上显示激励电流波形，根据该波形计算有效电流值而求出。
在此，上述的电流的振幅值Iq与B值的关系在理论上可以如下进行说明。
理论上表示振动元件30的LCR等效电路的微分方程式与理论上表示弹簧系统的机械振动系统的微分方程式具有对应关系。基于该对应关系，流过振动元件30的电流与机械振动系统的速度对应，并且施加到振动元件30的电荷与机械振动系统的位移对应。
电荷由电流的时间积分给出。因此，B值、振动元件30的位移的振幅值Lq、流过振动元件30的电流之间的关系由下述式(20)表示。
[数学式20]
B∝Lq∝∫Idt的振幅值 (20)
在振荡电路54中电流相对于时间的变化为正弦波状的情况下，B值、振动元件30的位移的振幅值Lq、流过振动元件30的电流的关系由下述式(21)表示。
[数学式21]
Figure BDA0003662517560000291
在使负载容量CL振动时，由于来自光调制器12的调制信号的角频率ωm的变化为几百Hz的水平，因此可以看作几乎没有。根据以上的理由，说明B值以及位移的振幅值Lq与电流的振幅值Iq成比例。
在该情况下，比例常数根据振动元件30的种类，具体而言，根据水晶、Si、陶瓷等振动元件30的构成材料而异。该比例常数可以基于由“压电体效率÷构成材料的杨氏模量×元件结构因子”算出的系数来估计。
在此，以振动频率f分别为32kHz的水晶振子和Si振子为例进行说明。水晶振子的压电体是水晶，另一方面，在Si振子中，作为压电体，例如使用铌酸锂或氮化铝等。水晶的压电系数d33约为2.0pm/V，Si振子的压电体的压电常数d33约为5.5pm/V。压电常数d33是表示施加单位强度的电场时产生的应变的比的常数，因此，根据这些值以及各振子的等效串联电阻值，基于欧姆定律，换算为表示施加单位量的电流值时产生的应变的比的常数时，在为水晶时为60nm/A，在为Si振子的压电体时为440nm/A。即，可知Si振子的压电体的压电系数比水晶高7.3倍左右。
如果将这些值乘以上述的“Iq/f”，则可以求出各压电体的位移量换算效率，即上述的压电体效率。对振动频率f为32kHz的水晶振子以及Si振子施加相同电压时的Iq/f进行比较，根据等效串联电阻值的比，Si振子的值为水晶振子的0.375倍。比较压电体效率的计算结果，可知Si振子的压电体的压电体效率比水晶高2.75倍左右。
另一方面，如果对杨氏模量进行比较，则水晶约为76GPa，Si约为185GPa。因此，可以说Si与水晶相比，难以将压电体中产生的应力转换为位移。
根据以上的计算结果，如果计算由“压电体效率÷构成材料的杨氏模量”表示的系数，则Si振子的系数约为水晶振子的系数的1.1倍。
另外，元件结构因子是来自将压电体的伸缩转换为元件的位移的结构的参数。例如，在kHz频带的振子中，作为容易得到元件的位移的结构，有悬臂梁式的结构。在悬臂梁式的结构中，弯曲振动为主振动，元件的臂前端的位移与臂长成比例。因此，这种情况下的元件结构因子成为臂长。在水晶振子中，能够将臂长设为1mm以上，例如设为1.2mm。另一方面，Si振子的等效串联电阻比水晶振子大，臂长例如为0.55mm，比水晶振子短。即，Si振子的臂长为水晶振子的0.45倍，如果计算由上述的“压电体效率÷构成材料的杨氏模量×元件结构因子(＝元件的臂长)”表示的系数，则Si振子的系数约为水晶振子的系数的0.5倍。
该系数相当于相等的电流值流过时的位移量之比。因此可知，为了得到与水晶振子相同的位移量，Si振子需要约2倍的电流值。
根据以上的说明，可以从理论上说明，在导出电流的振幅值Iq时，能够在上述的Iq/f的范围内，进行基于振动元件30的种类的校正来计算Iq，并设定该计算值。
以下，以振动元件30为水晶振子的情况为例，根据实测值等进一步进行说明。
2.6.水晶振子的振动条件
接着，关于振动元件30为水晶振子的情况更详细地说明振动条件。
2.6.1.电流的振幅值Iq与驱动电平的关系
首先，对电流的振幅值Iq与驱动电平的关系进行说明。
一般，在水晶振子中，当驱动电平超过规定的阈值时，产生等效串联电阻增大的非线性现象。这样的非线性现象使流过水晶振子的电流值减少，伴随于此，B值变小。例如，在振动频率f为1MHz、等效串联电阻为最小电平的1Ω的水晶振子的情况下，估计能够流过的电流值最大为100mA左右。另外，在振动频率f为5MHz、等效串联电阻为5Ω的水晶振子的情况下，估计能够流过的电流值最大为500mA左右。因此，在水晶振子中，Iq/f的上限值为1×10-7。
图15是示出振动频率f为5MHz的水晶振子的等效串联电阻与驱动电平的关系的曲线图。图16是示出根据图15所示的关系求出的、流过水晶振子的电流值与驱动电平的关系的曲线图。
如图15所示，水晶振子的等效串联电阻在水晶振子的驱动电平超过规定的阈值时急剧增加。这样的非线性现象使流过水晶振子的电流值减少。在振动频率f为5MHz，等效串联电阻为5Ω的水晶振子的情况下，估计驱动电平在100mW附近存在阈值。
图16示出等效串联电阻CI为1Ω、3Ω、10Ω、50Ω、100Ω时的、流过水晶振子的电流值与驱动电平的关系。
例如，如果使等效串联电阻CI为1Ω的水晶振子在驱动电平100mW下动作，则估计为流过最大300mA左右的电流。作为实际的元件，可以是100mA左右，通过使用该值，在该水晶振子中，Iq/f的上限值为1×10-7。
根据以上的理由，Iq/f的上限值基本上为1×10-7，优选为3×10-8。
2.6.2.电流的振幅值Iq与B值的关系
接着，对电流的振幅值Iq与B值的关系进行说明。
在Iq/f为所述下限值以上的情况下，如上所述，无论水晶振子的振动条件如何，在激光干涉仪1中能够得到必要最低限度的解调精度。即，Iq/f的所述下限值基于在图1所示的ADC532、533性能足够高(采样位数高)的情况下可解调的B值求出。具体而言，可以说ADC532、533的采样位数为14位是现实中最高的值。这样，通过求出使用了采样位数为14位的ADC532、533的解调电路52可解调的最低的B值，导出Iq/f的下限值。
图17的(a)、图17的(b)是示出在将以位移振幅150nm、振动频率10kHz振动的压电致动器作为测定对象物时，由解调电路52解调的采样信号的相位变化的曲线图。在图17的(a)、图17的(b)中，在将B值设为0.05、使受光信号的电压的SN比(信噪比)分别为80dB和60dB时，比较了解调精度如何变化。
在受光信号的SN比为80dB(信噪比0.01％)的情况下，通过由采样位数为14位的高精度的ADC532、533进行采样，如图17的(a)所示，能够以最低限度的精度对正弦波状的相位变化进行解调。
相对于此，在受光信号的SN比为60dB(信噪比0.1％)的情况下，即使由采样位数为14位的高精度的ADC532、533进行采样，如图17的(b)所示，在解调结果中仅出现不规则波形，并且无法解调正弦波形的相位变化。
从以上的结果可知，如果B值为0.05以上，则通过由采样位数为14位的ADC532、533进行采样，在解调电路52中，能够以必要最低限度的精度进行解调处理。
因此，用于实现必要最低限度的解调精度的B值的下限值求出为0.05。
图18是示出B值与流过正在振动的水晶振子的电流的振幅值Iq的关系的曲线图。
如图18所示，在B值和电流的振幅值Iq之间确认由回归直线表示的相关性。图18所示的数学式是在将B值设为y、将电流的振幅值Iq设为x时，在y和x之间成立的数学式的一例。另外，R2是通过实验值的回归分析求出的决定系数的一例。在图18所示的例子中，B值和电流的振幅值Iq以较高的决定系数适合于回归直线模型。
根据图18所示的数学式，计算出B值为0.05时的电流的振幅值Iq，约为0.4mA。考虑到水晶振子的振动频率f有多种选择，电流的振幅值Iq的下限值可以为1mA。在图18所示的水晶振子的振动频率f为5MHz时，Iq/f的下限值为2×10-10。
图19的(a)、图19的(b)是分别示出利用解调电路52解调来自测定对象物14的采样信号并测量位移时，B值与测量位移的决定系数(R2)以及标准偏差的关系的曲线图。需要说明的是，在图19中，图示了将ADC532的采样位数改变为4、8、11、12、16位的5个阶段时的测量结果。
作为一例，测定对象物14使用以振动频率10kHz振动的试样。振动元件的B值在0.265～2.000之间变动。另外，激光使用从VCSEL射出的波长850nm的激光。
如图19所示，即使在使用了作为一般性能的采样位数为8位的ADC532的情况下，无论B值如何，都可以实现目标精度。需要说明的是，该目标精度如下所述。
·无论位数如何，当B值超过0.5时，决定系数R2都为99.9％以上
·在采样位数为8位以上的情况下，无论B值如何，标准偏差都为1nm以下
·在采样位数为4位的情况下，B值超过1.0时的标准偏差为1nm以下
需要说明的是，观察采样位数为8位时的标准偏差的推移可知，如果B≥0.5，则具有充分的余量而实现目标精度。因此，在8位以上的情况下，如果B≥0.5，则能够充分提高测量时的鲁棒性。另外，从解调精度的观点来看，B值越大越有利。根据上述图18所示的数学式，计算出满足B≥0.5时的、流过水晶振子的电流的振幅值Iq，为10.5mA以上。在该情况下，如果水晶振子的振动频率f为5～6MHz，则Iq/f的下限值为2×10-9。
需要说明的是，在图19的(a)中，除了4位的数据以外，在决定系数1.000附近标记重叠而无法区分。另外，在图19的(b)中，12位的数据和16位的数据在标准偏差0附近大致重叠而无法区分。
图20是给出规定的初始条件而模拟的受光信号的波形的一例。如上所述，从受光元件10输出的受光信号分为直流成分和交流成分。图20是为了再现激光干涉仪1中的初始的光路相位差Ф0可取得的各种状态，对Ф0赋予平缓的周期变动并除去了直流成分的波形。因此，在图20中，直流成分cos(Ф0)与长波的周期对应，交流成分cos(ψm-ψd+Ф0)与短波的周期对应。ψm是来自光调制器12的调制信号的相位，由ψm＝Bsin(ωmt)表示。ψd是来自测定对象物14的采样信号的相位。需要说明的是，在图20中，相位ψd＝0。另外，作为一例，B＝0.27。
长波的周期以及短波的周期根据测量条件进行各种变化。因此，即使是进行任何动作的测定对象物14，为了进行稳定的测量，也要求表示受光信号的波形的线进入图20的记载为“最佳区域”的两个区域。最佳区域是指在受光信号的交流成分中出现作为基波的角频率1·ωm的信号成分和作为高次谐波的角频率2·ωm的信号成分两者的区域。即，在偏离最佳区域的情况下，如图20所示，1·ωm的信号成分消失，或者2·ωm的信号成分消失。1·ωm的信号成分是在上述式(10)中与第一带通滤波器534的中心角频率ωm对应的成分。另外，2·ωm的信号成分是在上述式(10)中与第二带通滤波器535的中心角频率2ωm对应的成分。
为了使表示接收信号的波形的线进入“最佳区域”，只要交流成分中ψm+Ф0的振幅大于π/3即可。另外，优选大于π/2。
基于此，在将调制信号的相位ψm的变化振幅设为Δψm、将采样信号的相位ψd的变化振幅设为Δψd时，只要至少Δψm+Δψd>π/3成立即可。另外，优选Δψm尽可能向π/3增大。由此，能够进行稳定的测量。
需要说明的是，根据上述的ψm＝Bsin(ωmt)的式子，调制信号的相位ψm的变化振幅Δψm相当于B值。因此，B值优选为π/3以上。由此，即使测定对象物14的位移更微小，也能够稳定地进行测量。根据上述式18所示的数学式，计算出满足B≥π/3时的、流过水晶振子的电流的振幅值Iq，为22.9mA以上。在该情况下，如果水晶振子的振动频率f为5～6MHz，则Iq/f的下限值为4×10-9。
根据以上的理由，Iq/f的下限值优选为2×10-10，更优选为2×10-9，进一步优选为4×10-9。
因此，在振动元件30为水晶振子的情况下，优选流过水晶振子的电流的振幅值Iq[A]以及水晶振子的振动频率f[Hz]满足2×10-10≤Iq/f≤1×10-7，更优选满足2×10-9≤Iq/f≤3×10-8，进一步优选满足4×10-9≤Iq/f≤3×10-8。
通过使Iq/f满足所述范围，无论水晶振子的振动条件如何，都能够以更高的精度对来自测定对象物14的采样信号进行解调。另外，无论测定对象物14如何移动，都能够稳定地解调采样信号。
以上，对水晶振子的振动条件进行了说明，但水晶振子可以是AT振子，也可以是音叉型振子，还可以是其他振子。
下述的表1是关于振动频率f为MHz频带的水晶振子和kHz频带的水晶振子，比较了上述的Iq/f的计算结果的表。需要说明的是，表1所示的各数值是一例。
表1
Figure BDA0003662517560000351
如上述表1所示，关于振动频率f为MHz频带的水晶振子和kHz频带的水晶振子计算Iq/f，两者的水晶振子的Iq/f大致相同。MHz频带的水晶振子的代表例是AT振子，kHz频带的水晶振子的代表例是音叉型振子。因此，说明如果是水晶振子，则无论振子的振动模式如何，只要将Iq/f设定为满足所述范围即可。
2.7.Si振子的振动条件
振荡电路54不仅能够振荡水晶振子，还能够振荡Si振子、陶瓷振子等。在此，对振动元件30为Si振子的情况更详细地说明振动条件。需要说明的是，在以下的说明中，仅说明与水晶振子的情况的不同点，关于相同的事项省略说明。
2.7.1.电流的振幅值Iq与驱动电平的关系
首先，对电流的振幅值Iq与驱动电平的关系进行说明。
即使是Si振子，当驱动电平超过规定的阈值时，也会引起等效串联电阻增大的非线性现象。因此，即使是Si振子，Iq/f的上限值也基本上为1×10-7，但由于与水晶相比容易小型化的Si具有容易表现出非线性且流过的电流量降低的倾向，因此优选为5×10-8。
2.7.2.电流的振幅值Iq与B值的关系
接着，对电流的振幅值Iq与B值的关系进行说明。
由于Si振子和陶瓷振子的串联等效电阻比水晶振子高，因此存在电流难以流动的倾向。因此，Iq/f的下限值优选为4×10-10，更优选为4×10-9，进一步优选为8×10-9。
因此，在振动元件30为Si振子的情况下，优选流过Si振子的电流的振幅值Iq[A]以及Si振子的振动频率f[Hz]满足4×10-10≤Iq/f≤5×10-8，更优选满足4×10-9≤Iq/f≤5×10-8，进一步优选满足8×10-9≤Iq/f≤5×10-8。
通过使Iq/f满足所述范围，无论Si振子的振动条件如何，都能够以更高的精度对来自测定对象物14的采样信号进行解调。另外，无论测定对象物14如何移动，都能够稳定地解调采样信号。
2.8.振荡电路的设定与B值的关系
如上所述，实施方式所涉及的激光干涉仪1具备振荡电路54。该振荡电路54可以用上述的信号发生器置换，但优选如上述的一级逆变器振荡电路那样，通过将来自振动元件30的输出返回到输入，选择性地放大特定的共振频率的信号的电路。这样的电路利用来自振动元件30的输出来高稳定地维持振动元件30的振动。即，振动元件30成为振荡电路54的信号源。因此，根据这样的振荡电路54，容易实现电路构成的简化以及小型化。
另外，振荡电路54输出高精度的基准信号Ss，并将其输入到解调电路52。通过将从振荡电路54输出的基准信号Ss输入到解调电路52，不需要另外准备产生基准信号Ss的信号发生器等。因此，从这样的观点来看，振荡电路54也有助于激光干涉仪1的小型化以及轻量化。
进一步，在使用了振荡电路54的情况下，如上所述，即使振动元件30的固有振动频率fQ由于各种原因而变动，也能够使振荡频率fosc追随固有振动频率fQ而变化。由此，抑制了上述的Δf(＝fosc-fQ)显著增加，伴随于此，也抑制了与Δf相关联的B值变小。其结果为，通过使用上述的振荡电路54，能够确保更大的B值。
另外，如上述式(b)所示，振荡电路54的振荡频率fosc与振动元件30的固有振动频率fQ不一致，因此Δf始终为超过0的值。因此，为了进一步增大B值，需要将Δf最佳化到规定的范围。
2.8.1.负载容量CL与B值的关系
振荡电路54的负载容量CL由上述式(a)给出，但Δf如上述式(d)所示，与该负载容量CL成反比。
图21是示出振荡电路54的负载容量CL与Δf的关系的曲线图。图21所示的曲线图与上述式(d)一致。因此，通过适当变更负载容量CL，能够调整Δf。
图22的(a)及图22的(b)是分别示出对于振动元件30的施加电压Vq分别为10V以及5V时，负载容量CL与B值的关系的曲线图。
在施加电压Vq为10V以及为5V的情况下，B值相对于负载容量CL的变化都伴随着极大值。另外，从图22的(a)、图22的(b)的曲线图可以看出，在负载容量CL为50～150pF的范围内存在B值的极大值。
图23是将从图22的(a)得到的负载容量CL的最佳范围与图21的曲线图重叠的图。
图23中的“最佳区域ZS”是从图22的(a)导出的、与负载容量CL为50pF以上且150pF以下对应的区域。从图23可以看出，在Δf为240[Hz]以上且600[Hz]以下时，可以得到较大的B值。
需要说明的是，在图23中，将Δf比最佳区域ZS大的区域设为“高Δf区域ZH”，将Δf比最佳区域ZS小的区域设为“低Δf区域ZL”。
在高Δf区域ZH中，Δf超过600Hz，在其频带中阻抗变大。因此，难以得到振动元件30的位移。
在低Δf区域ZL中，Δf小于240Hz，并且负载容量CL超过150pF。在此，图11所示的振荡电路54的限制电阻Rd以及第二电容器Cd与一次CR低通滤波器等效。例如，为了使负载容量CL为100pF，需要使第二电容器Cd的容量为160～250pF。此时，一次CR低通滤波器的截止频率为10MHz左右。通常，在一次CR低通滤波器中，由于从截止频率的1/10～1/5左右的频率开始产生衰减，例如在以5MHz的振荡频率使振动元件30振荡的情况下，一次CR低通滤波器对振荡动作产生影响。即，由于一次CR低通滤波器使振荡电路54的电压信号通过，因此振荡电路54的电压信号衰减。因此，在低Δf区域ZL中，难以得到振动元件30的位移。
2.8.2.限制电阻Rd的电阻值与B值的关系
可以认为，为了确保流过振动元件30的电流的振幅值Iq，振荡电路54的限制电阻Rd的电阻值具有较大的影响。其理由主要列举两个。一个理由在于，由于限制电阻Rd限制流过振荡电路54的电流值，因此可以认为其电阻值越小，电流的振幅值Iq越大。另一个理由在于，可以认为上述的一次CR低通滤波器的截止频率取决于限制电阻Rd的电阻值。
图24是示出将振荡电路54的限制电阻Rd的电阻值改变为50Ω、100Ω、200Ω这三个水准时，第二电容器Cd的容量与一次CR低通滤波器的截止频率fc的关系的曲线图。
如图24所示，限制电阻Rd的电阻值越小，截止频率fc越高。因此，从截止频率fc的观点来看，限制电阻Rd的电阻值越小，越有利于增大电流的振幅值Iq。
图25是示出将振荡电路54的负载容量CL变更为80pF、100pF、120pF、150pF这四个水准时，振荡电路54的限制电阻Rd的电阻值与B值的关系的曲线图。图26是示出将振荡电路54的负载容量CL变更为80p、100pF、120pF、150pF这四个水准时，振荡电路54的限制电阻Rd的电阻值与Δf的关系的曲线图。
在图25中，无论负载容量CL如何，当限制电阻Rd的电阻值小于50Ω时，B值变小。作为这样B值变小的理由，如图26所示，可以列举出当限制电阻Rd的电阻值小于50Ω时，Δf变大。如果Δf变大，则如上所述，侵入图23所示的高Δf区域ZH，难以得到振动元件30的位移。因此，可以认为B值变小。
另一方面，在图25中，无论负载容量CL如何，B值相对于限制电阻Rd的电阻值的变化都伴随着极大值。因此，基于图25所示的限制电阻Rd的电阻值与B值的关系，限制电阻Rd的电阻值优选为30Ω以上且200Ω以下，更优选为40Ω以上且120Ω以下。由此，能够有效且稳定地得到较大的B值。
需要说明的是，在负载容量CL为150pF的情况下，虽然B值较高，但特别是在限制电阻Rd的电阻值为100Ω以下的情况下，存在振荡稳定性降低的情况。因此，如上所述，负载容量CL优选为50pF以上且150pF以下，更优选为50pF以上且小于150pF。
如上所述，振荡电路54是具备作为逆变器IC的电路元件45、反馈电阻Rf、限制电阻Rd、第一电容器Cg以及第二电容器Cd的电路。在将第一电容器Cg的容量设为Cg、将第二电容器Cd的容量设为Cd时，负载容量CL由下式(a)给出。
[数学式22]
Figure BDA0003662517560000401
此时，负载容量CL[pF]优选为50pF以上且150pF以下，更优选为50pF以上且小于150pF。
通过将负载容量CL设为这样的范围，能够得到更大的B值。因此，无论振动元件30的振动条件如何，都能够以更高的精度解调来自测定对象物14的采样信号。
3.激光干涉仪的第一～第四变形例
接着，对第一～第四变形例所涉及的激光干涉仪进行说明。
图27是示出第一变形例所涉及的激光干涉仪所具备的光学系统的安装结构的概略构成图。图28是示出第二变形例所涉及的激光干涉仪所具备的光学系统的安装结构的概略构成图。图29是示出第三变形例所涉及的激光干涉仪所具备的光学系统的安装结构的概略构成图。图30是示出第四变形例所涉及的激光干涉仪所具备的光学系统的安装结构的概略构成图。
以下，对第一～第四变形例进行说明，但在以下的说明中，以与所述实施方式的不同点为中心进行说明，关于相同的事项省略其说明。需要说明的是，在图27至图30中，对与所述实施方式同样的构成标注相同的符号。
图27所示的激光干涉仪1的光学系统50D具备基板39。光源2、光调制器12以及受光元件10分别安装在该基板39上。另外，在图27所示的基板39上，沿着与光路22正交的方向，受光元件10、光源2以及光调制器12依次排列配置。
另外，图27所示的光学系统50D具备棱镜40、42。棱镜40设置在受光元件10与检偏器9之间的光路24上。棱镜42设置在光调制器12和1/4波长板8之间的光路20上。
进一步，图27所示的光学系统50D具备凸透镜44。凸透镜44设置在光源2和偏振光分束器4之间的光路18上。通过设置凸透镜44，能够使从光源2发出的射出光L1聚焦而有效地利用。
在以上那样的第一变形例中，也与所述实施方式同样，在光路20(第一光路)上设置光调制器12，在光路22(第二光路)上设置测定对象物14。
图28所示的激光干涉仪1的光学系统50E除了元件等的配置不同以外，与图27所示的光学系统50D相同。
在图28所示的基板39上，沿着与光路22正交的方向，光源2、受光元件10以及光调制器12依次排列配置。棱镜40设置在光路18上，棱镜42设置在光路20上。
在以上那样的第二变形例中，也与所述实施方式同样，在光路20(第一光路)上设置光调制器12，在光路22(第二光路)上设置测定对象物14。
图29所示的激光干涉仪1的光学系统50F除了元件等的配置不同，并且受光元件10接收的激光不同以外，与图28所示的光学系统50E相同。
在图29所示的基板39上，沿着与光路22正交的方向，光源2、光调制器12以及受光元件10依次排列配置。棱镜42设置在光路24上。
从光源2射出的射出光L1经过棱镜40，由偏振光分束器4分为第一光路和第二光路。在图29所示的第三变形例中，合并了光路22和光路20的光路相当于第一光路，光路24相当于第二光路。
由偏振光分束器4反射的射出光L1经过1/4波长板6，入射到移动状态的测定对象物14。射出光L1在测定对象物14接受多普勒频移，作为物体光L3反射。物体光L3经过1/4波长板6、偏振光分束器4以及1/4波长板8，入射到光调制器12。物体光L3在光调制器12接受频移，作为物体参照光L4反射。物体参照光L4经过1/4波长板8、偏振光分束器4、棱镜42以及检偏器9，入射到受光元件10。
另一方面，透过偏振光分束器4的射出光L1经过棱镜42以及检偏器9，入射到受光元件10。
然后，物体参照光L4以及射出光L1作为干涉光入射到受光元件10。物体参照光L4是包含调制信号以及采样信号的激光。
在如上所述的第三变形例中，测定对象物14以及光调制器12分别设置在第一光路上。
另外，在本变形例中，受光元件10接收物体参照光L4与射出光L1的干涉光，解调电路52基于基准信号Ss和物体参照光L4所包含的调制信号，对物体参照光L4所包含的采样信号进行解调。
图30所示的激光干涉仪1的光学系统50G除了偏振光分束器4所具有的光反射面的朝向不同以外，与图29所示的光学系统50F相同。
从光源2射出的射出光L1经过棱镜40，由偏振光分束器4分为第一光路和第二光路。在图30所示的第四变形例中，光路20和光路22合起来的光路相当于第一光路，光路24相当于第二光路。
由偏振光分束器4反射的射出光L1经过1/4波长板8入射到光调制器12。射出光L1在光调制器12接受频移，作为参照光L2反射。参照光L2经过1/4波长板8、偏振光分束器4以及1/4波长板6，入射到移动状态的测定对象物14。参照光L2在测定对象物14接受多普勒频移，作为物体参照光L4反射。物体参照光L4经过1/4波长板6、偏振光分束器4、棱镜42以及检偏器9，入射到受光元件10。
另一方面，透过了偏振光分束器4的射出光L1经过棱镜42以及检偏器9，入射到受光元件10。
然后，物体参照光L4以及射出光L1作为干涉光入射到受光元件10。物体参照光L4是包含调制信号以及采样信号的激光。
在如上所述的第四变形例中，测定对象物14以及光调制器12分别设置在第一光路上。
另外，在本变形例中，受光元件10也接收物体参照光L4与射出光L1的干涉光，解调电路52基于基准信号Ss和物体参照光L4所包含的调制信号，对物体参照光L4所包含的采样信号进行解调。
根据以上那样的图27至图30所示的安装结构，能够容易地实现激光干涉仪1的小型化。需要说明的是，元件的配置并不限制于图示的配置。需要说明的是，上述的“第一光路”以及“第二光路”也可以相互替换。例如，在第四变形例的情况下，也可以是光路20和光路22合起来的光路为第二光路，光路24为第一光路。所述实施方式和其他变形例也相同。
另外，在图27至图30所示的安装结构中，受光元件10的尺寸例如为0.1mm见方，光源2的尺寸例如为0.1mm见方，光调制器12的尺寸例如为0.5～10mm见方。另外，安装它们的基板39的尺寸例如为1～10mm见方。由此，能够实现将光学系统小型化到该基板39的尺寸左右。
在以上那样的第一～第四变形例中，也能够得到与所述实施方式同样的效果。
以上，基于图示的实施方式对本发明的激光干涉仪进行了说明，但本发明的激光干涉仪并不限制于所述实施方式，各部分的构成可以置换为具有同样功能的任意构成。另外，在所述实施方式所涉及的激光干涉仪中，也可以附加其他任意的构成物。另外，本发明的实施方式也可以包括所述实施方式以及所述各变形例中的任意两个以上。

Claims (6)

1.一种激光干涉仪，其特征在于，具备：
光源，所述光源射出激光；
光分割器，将从所述光源射出的所述激光分为第一光路和第二光路；
光调制器，具备设置在所述第一光路或所述第二光路上、通过流过电流而振动的振动元件，所述光调制器利用所述振动元件调制所述激光；
受光元件，接收由设置在所述第一光路或所述第二光路上的测定对象物反射的所述激光，并输出受光信号；以及
解调电路，基于基准信号及来自所述光调制器的调制信号，从所述受光信号解调来自所述测定对象物的多普勒信号，
在将流过正在振动的所述振动元件的所述电流的振幅值设为Iq、将所述振动元件的振动频率设为f时，
满足Iq/f≤1×10-7，
其中，振幅值Iq的单位是A，振动频率f的单位是Hz。
2.根据权利要求1所述的激光干涉仪，其特征在于，
具备输出所述基准信号的振荡电路，
所述振动元件是所述振荡电路的信号源。
3.根据权利要求2所述的激光干涉仪，其特征在于，
所述振动元件是水晶振子，
流过所述水晶振子的电流的所述振幅值Iq及所述水晶振子的所述振动频率f满足
2×10-10≤Iq/f≤1×10-7。
4.根据权利要求3所述的激光干涉仪，其特征在于，
所述振荡电路是具备逆变器、反馈电阻、限制电阻、第一电容器及第二电容器的电路，
在将所述第一电容器的容量设为Cg、将所述第二电容器的容量设为Cd时，
所述振荡电路的负载容量CL由下述式(a)给出，
[数学式1]
Figure FDA0003662517550000021
所述负载容量CL为50pF以上且150pF以下，
其中，容量的单位是pF。
5.根据权利要求4所述的激光干涉仪，其特征在于，
所述限制电阻的电阻值为30Ω以上且200Ω以下。
6.根据权利要求2所述的激光干涉仪，其特征在于，
所述振动元件是Si振子，
流过所述Si振子的电流的所述振幅值Iq及所述Si振子的所述振动频率f满足
4×10-10≤Iq/f≤5×10-8。
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