CN115395765A - 一种高压大容量dc/dc变换器的低直流脉动能量平衡控制方法 - Google Patents

一种高压大容量dc/dc变换器的低直流脉动能量平衡控制方法 Download PDF

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Abstract

一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，涉及直流输电领域。该方法中，总体能量平衡控制将三相所有子模块实际电容电压平均值作为控制目标，三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref相同，保证三相电流在输入侧和输出侧合成连续的直流电流，无较大脉动。相间能量平衡控制将充、放电时长作为控制目标，实现相间能量交换。解决了高压大容量DC/DC变换器在相间能量不平衡时，采用常规能量平衡控制导致直流侧电流脉动较大的问题。

Description

一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制 方法
技术领域
本发明专利涉及直流输电领域。
背景技术
高压直流输电技术的高速发展，为远距离大容量电力传输和大规模可再生能源接入送出等问题提供了有效的解决途径。但电压等级不一致的各直流线路无法形成真正意义上的直流电网，因此迫切需要高压大容量DC/DC变换器实现直流变压，以互联不同电压等级直流输电线路。
发明专利《具有故障阻断能力的柔性直流输电DC/DC变换器》(见授权公告号：CN110323933B)中提出了一种高压大容量DC/DC变换器。变换器由三相同样的电路组成，每相电路包含一个桥臂和两组换流阀，桥臂由N个相同的子模块和一个电感串联构成，换流阀为多个反并联的晶闸管串联而成。变换器每相桥臂与输入侧连接吸收能量，再与输出侧连接释放能量，桥臂电流被控制为梯形波。变换器通过三相交错120°运行，使得在输入侧和输出侧合成的电流无直流脉动。然而，在变换器启动过程中，若某相电容电压偏离额定值或发生换流失败故障时，会导致各相存储能量不均衡，其采用的常规能量平衡控制会导致各相桥臂电流幅值不同，输入侧和输出侧合成的电流会出现较大脉动，影响直流电网的可靠运行，因此如何解决高压大容量DC/DC变换器在相间能量不平衡时，采用常规能量平衡控制导致直流侧电流脉动较大的问题是当前急需解决的问题。
发明内容
本发明是为了解决高压大容量DC/DC变换器在相间能量不平衡时，采用常规能量平衡控制导致直流侧电流脉动较大的问题，提供了一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法。
本发明采用的技术方案是：
一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，该方法是基于高压大容量DC/DC变换器实现的；所述高压大容量DC/DC变换器由三相电路组成，所述三相电路结构相同，每相电路包含一个桥臂和两组换流阀，具体为：
a相电路包含一个桥臂和两组a相换流阀；b相电路包含一个桥臂和两组b相换流阀；c相电路包含一个桥臂和两组c相换流阀；
桥臂由子模块串和电感L构成；所述子模块串包括子模块SM1～子模块SMN，子模块SM1～子模块SMN的电路结构均相同，对于子模块SM1～子模块SMN，前者的电流输出端依次与后者的电流输入端相连；所述子模块SMN的电流输出端与电感L的第一端相连；所述电感L的第二端同时与直流低压侧负极和直流高压侧负极相连；N为整数；
子模块SM1包括绝缘栅双极型晶体管S1、绝缘栅双极型晶体管S2和电容C；绝缘栅双极型晶体管S1的发射极连接绝缘栅双极型晶体管S2的集电极；电容C的两端分别连接绝缘栅双极型晶体管S1的集电极、绝缘栅双极型晶体管S2的发射极；绝缘栅双极型晶体管S1的基极为电流输入端；绝缘栅双极型晶体管S2的基极电流输出端；
a相电路包含一个桥臂和两组a相换流阀；b相电路包含一个桥臂和两组b相换流阀；c相电路包含一个桥臂和两组c相换流阀；
桥臂由子模块串和电感L构成；所述子模块串包括子模块SM1～子模块SMN，子模块SM1～子模块SMN的电路结构均相同，对于子模块SM1～子模块SMN，前者的电流输出端依次与后者的电流输入端相连；所述子模块SMN的电流输出端与电感L的第一端相连；所述电感L的第二端同时与直流低压侧负极和直流高压侧负极相连；N为整数；
子模块SM1包括绝缘栅双极型晶体管S1、绝缘栅双极型晶体管S2和电容C；绝缘栅双极型晶体管S1的发射极连接绝缘栅双极型晶体管S2的集电极；电容C的两端分别连接绝缘栅双极型晶体管S1的集电极、绝缘栅双极型晶体管S2的发射极；绝缘栅双极型晶体管S1的基极为电流输入端；绝缘栅双极型晶体管S2的基极电流输出端；
a相换流阀为两组，第一组a相换流阀包括晶闸管串T1a和晶闸管串T3a，第二组a相换流阀包括晶闸管串T2a和晶闸管串T4a；晶闸管串T1a、晶闸管串T3a、晶闸管串T2a和晶闸管串T4a的电路结构均相同，每个晶闸管串均由2M个反并联的晶闸管串联而成，M为整数；第一组a相换流阀的电流输出端连接第二组a相换流阀的电流输入端；所述晶闸管串T1a和晶闸管串T3a反向并联，分别与直流低压侧正极和a相电路中的子模块SM1的输入端相连；所述晶闸管串T2a和晶闸管串T4a反向并联，分别与直流高压侧正极和a相电路中的子模块SM1输入端相连；
b相换流阀为两组，第一组b相换流阀包括晶闸管串T1b和晶闸管串T3b，第二组b相换流阀包括晶闸管串T2b和晶闸管串T4b；晶闸管串T1b、晶闸管串T3b、晶闸管串T2b和晶闸管串T4b的电路结构均相同，每个晶闸管串均由2M个反并联的晶闸管串联而成，M为整数；第一组b相换流阀的电流输出端连接第二组b相换流阀的电流输入端；所述晶闸管串T1b和晶闸管串T3b反向并联，分别与直流低压侧正极和b相电路中的子模块SM1的输入端相连；所述晶闸管串T2b和晶闸管串T4b反向并联，分别与直流高压侧正极和b相电路中的子模块SM1输入端相连；
c相换流阀为两组，第一组c相换流阀包括晶闸管串T1c和晶闸管串T3c，第二组c相换流阀包括晶闸管串T2c和晶闸管串T4c；晶闸管串T1c、晶闸管串T3c、晶闸管串T2c和晶闸管串T4c的电路结构均相同，每个晶闸管串均由2M个反并联的晶闸管串联而成，M为整数；第一组c相换流阀的电流输出端连接第二组c相换流阀的电流输入端；所述晶闸管串T1c和晶闸管串T3c反向并联，分别与直流低压侧正极和c相电路中的子模块SM1的输入端相连；所述晶闸管串T2c和晶闸管串T4c反向并联，分别与直流高压侧正极和c相电路中的子模块SM1输入端相连；
基于高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法的步骤如下：
步骤一、检测高压大容量DC/DC变换器中每相电路中N个子模块的电容电压值；
步骤二、由步骤一所得的N个子模块的电容电压值求出每相电路的N个子模块电容电压平均值UCa、UCb、UCc，及三相电路的3N个子模块电容电压平均值UC_avg；
步骤三、将步骤二中得到的三相电路的子模块电容电压平均值UC_avg减去子模块电容电压额定值UC_ref，得到总体子模块电容电压误差△UC；
步骤四、将步骤二中得到的三相电路的子模块电容电压平均值UCa、UCb、UCc，按UCc、UCb、UCa、UCc顺次两两相减，得到三相电路的子模块电容电压平均值之间的差值△Ub、△Ua、△Uc；
步骤五、将步骤三中得到的总体子模块电容电压误差△UC经过PI调节器，得到三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref；
步骤六、将步骤四中得到的差值△Ub、△Ua、△Uc经过PI调节器，得到三相恒流阶段时长的调节量△tb、△tc、△ta；
步骤七、将步骤六中得到的三相恒流阶段时长的调节量△ta、△tb、△tc送入各自对应相的晶闸管控制逻辑运算及桥臂电流波形发生器中，将步骤五中得到的三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref与调节后的桥臂电流波形发生器相乘，得到晶闸管触发信号和桥臂电流参考信号。
优选的，步骤二中所述的由步骤一所得的N个子模块的电容电压值求出每相电路的N个子模块电容电压平均值UCa、UCb、UCc，及三相电路的3N个子模块电容电压平均值UC_avg的计算公式为：
UCa＝(UCa1+UCa2+…+UCaN)/N；
UCb＝(UCb1+UCb2+…+UCbN)/N；
UCc＝(UCc1+UCc2+…+UCcN)/N；
UC_avg＝(UCa+UCb+UCc)/3；
其中UCa1～UCaN为a相桥臂的第1到第N个子模块；
UCb1～UCbN为b相桥臂的第1到第N个子模块；
UCc1～UCcN为c相桥臂的第1到第N个子模块。
优选的，步骤三中所述得到总体子模块电容电压误差△UC的公式为：
ΔUC＝UC_avg-UC_ref。
优选的，步骤四中所述的得到三相电路的子模块电容电压平均值之间的差值△Ub、△Ua、△Uc的公式为：
ΔUa＝UCb-UCa、ΔUb＝UCc-UCb、ΔUc＝UCa-UCc。
优选的，步骤五中所述得到的三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref的公式为：
Figure BDA0003843939800000041
其中，Kp表示PI调节器中的比例调节系数；Ki表示PI调节器中的积分调节系数；s表示拉氏变换。
优选的，步骤六中所述得到三相恒流阶段时长的调节量△tb、△tc、△ta的公式为：
Figure BDA0003843939800000042
优选的，步骤六和步骤七中的恒流阶段，受晶闸管关断时间和桥臂电压变化时间影响，三相恒流阶段时长的调节量△ta、△tb、△tc存在最大值△tm的限制。
优选的，所述高压大容量DC/DC变换器在一个运行周期内共有六个恒流阶段Td1～Td6，且在一个运行周期内，三相可调节的能量△Ea、△Eb、△Ec可分别表示为：
ΔEa＝2(Δta-Δtc)P
ΔEb＝2(Δtb-Δta)P
ΔEc＝2(Δtc-Δtb)P
其中，P为变换器传输功率，其公式为：
P＝UHIH＝ULIL；
其中，IH、UH和IL、UL分别为变换器高压侧和低压侧的电流与电压。
优选的，通过调节三相电路的桥臂电流幅值实现总体能量平衡，得到步骤五中的三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref。
优选的，通过调节恒流阶段时长实现相间能量平衡，则在步骤六中所述得到的△ta为恒流阶段Td1的调节量，-△tc为恒流阶段Td2的调节量，△tb为恒流阶段Td3的调节量，-△ta为恒流阶段Td4的调节量，△tc为恒流阶段Td5的调节量，-△tb为恒流阶段Td6的调节量。
有益效果：本发明中所述的低直流脉动能量平衡控制方法，其中，总体能量平衡控制将三相所有子模块实际电容电压平均值作为控制目标，三相电路的桥臂电流幅值参考值iL_ref相同，可保证三相电流在输入侧和输出侧合成连续的直流电流，无较大脉动。相间能量平衡控制将充、放电时长作为控制目标，实现相间能量交换。
通过低直流脉动能量平衡控制方法，变换器能够在两侧直流电流不产生波动的前提下实现相间能量平衡的控制，优化了能量平衡控制过程，使其更易于工程应用。解决了高压大容量DC/DC变换器在相间能量不平衡时，采用常规能量平衡控制导致直流侧电流脉动较大的问题。
附图说明
图1是一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法的流程图；
图2是该控制方式所涉及的高压大容量DC/DC变换器拓扑结构图；
图3是相间能量平衡方法控制实现原理示意图；
图4是总体能量平衡控制方法的控制框图；
图5是相间能量平衡控制方法的控制框图；
图6是用该低直流脉动能量平衡控制方法的变换器整体控制框图；
图7是仿真波形图。
具体实施方式
具体实施方式一、参照图1至7具体说明本实施方式，本实施方式所述的一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，该方法是基于高压大容量DC/DC变换器实现的；所述高压大容量DC/DC变换器由三相电路组成，所述三相电路结构相同，每相电路包含一个桥臂和两组换流阀，具体为：
a相电路包含一个桥臂和两组a相换流阀；b相电路包含一个桥臂和两组b相换流阀；c相电路包含一个桥臂和两组c相换流阀；
桥臂由子模块串和电感L构成；所述子模块串包括子模块SM1～子模块SMN，子模块SM1～子模块SMN的电路结构均相同，对于子模块SM1～子模块SMN，前者的电流输出端依次与后者的电流输入端相连；所述子模块SMN的电流输出端与电感L的第一端相连；所述电感L的第二端同时与直流低压侧负极和直流高压侧负极相连；N为整数；
子模块SM1包括绝缘栅双极型晶体管S1、绝缘栅双极型晶体管S2和电容C；绝缘栅双极型晶体管S1的发射极连接绝缘栅双极型晶体管S2的集电极；电容C的两端分别连接绝缘栅双极型晶体管S1的集电极、绝缘栅双极型晶体管S2的发射极；绝缘栅双极型晶体管S1的基极为电流输入端；绝缘栅双极型晶体管S2的基极电流输出端；
a相换流阀为两组，第一组a相换流阀包括晶闸管串T1a和晶闸管串T3a，第二组a相换流阀包括晶闸管串T2a和晶闸管串T4a；晶闸管串T1a、晶闸管串T3a、晶闸管串T2a和晶闸管串T4a的电路结构均相同，每个晶闸管串均由2M个反并联的晶闸管串联而成，M为整数；第一组a相换流阀的电流输出端连接第二组a相换流阀的电流输入端；所述晶闸管串T1a和晶闸管串T3a反向并联，分别与直流低压侧正极和a相电路中的子模块SM1的输入端相连；所述晶闸管串T2a和晶闸管串T4a反向并联，分别与直流高压侧正极和a相电路中的子模块SM1输入端相连；
b相换流阀为两组，第一组b相换流阀包括晶闸管串T1b和晶闸管串T3b，第二组b相换流阀包括晶闸管串T2b和晶闸管串T4b；晶闸管串T1b、晶闸管串T3b、晶闸管串T2b和晶闸管串T4b的电路结构均相同，每个晶闸管串均由2M个反并联的晶闸管串联而成，M为整数；第一组b相换流阀的电流输出端连接第二组b相换流阀的电流输入端；所述晶闸管串T1b和晶闸管串T3b反向并联，分别与直流低压侧正极和b相电路中的子模块SM1的输入端相连；所述晶闸管串T2b和晶闸管串T4b反向并联，分别与直流高压侧正极和b相电路中的子模块SM1输入端相连；
c相换流阀为两组，第一组c相换流阀包括晶闸管串T1c和晶闸管串T3c，第二组c相换流阀包括晶闸管串T2c和晶闸管串T4c；晶闸管串T1c、晶闸管串T3c、晶闸管串T2c和晶闸管串T4c的电路结构均相同，每个晶闸管串均由2M个反并联的晶闸管串联而成，M为整数；第一组c相换流阀的电流输出端连接第二组c相换流阀的电流输入端；所述晶闸管串T1c和晶闸管串T3c反向并联，分别与直流低压侧正极和c相电路中的子模块SM1的输入端相连；所述晶闸管串T2c和晶闸管串T4c反向并联，分别与直流高压侧正极和c相电路中的子模块SM1输入端相连；
基于高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法的步骤如下：
步骤一、检测高压大容量DC/DC变换器中每相电路中N个子模块的电容电压值；；
步骤二、由步骤一所得的N个子模块的电容电压值求出每相电路的N个子模块电容电压平均值UCa、UCb、UCc，及三相电路的3N个子模块电容电压平均值UC_avg；
其计算公式为：
UCa＝(UCa1+UCa2+…+UCaN)/N；
UCb＝(UCb1+UCb2+…+UCbN)/N；
UCc＝(UCc1+UCc2+…+UCcN)/N；
UC_avg＝(UCa+UCb+UCc)/3；
其中UCa1～UCaN为a相桥臂的第1到第N个子模块；
UCb1～UCbN为b相桥臂的第1到第N个子模块；
UCc1～UCcN为c相桥臂的第1到第N个子模块。
步骤三、将步骤二中得到的三相电路的子模块电容电压平均值UC_avg减去子模块电容电压额定值UC_ref，得到总体子模块电容电压误差△UC；
步骤三中所述得到总体子模块电容电压误差△UC的公式为：
ΔUC＝UC_avg-UC_ref。
步骤四、将步骤二中得到的三相电路的子模块电容电压平均值UCa、UCb、UCc，按UCc、UCb、UCa、UCc顺次两两相减，得到三相电路的子模块电容电压平均值之间的差值△Ub、△Ua、△Uc；
步骤四中所述的得到三相电路的子模块电容电压平均值之间的差值△Ub、△Ua、△Uc的公式为：
ΔUa＝UCb-UCa、ΔUb＝UCc-UCb、ΔUc＝UCa-UCc。
步骤五、将步骤三中得到的总体子模块电容电压误差△UC经过PI调节器，得到三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref；
步骤五中所述得到的三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref的公式为：
Figure BDA0003843939800000071
其中，Kp表示PI调节器中的比例调节系数；Ki表示PI调节器中的积分调节系数；s表示拉氏变换。
步骤六、将步骤四中得到的差值△Ub、△Ua、△Uc经过PI调节器，得到三相恒流阶段时长的调节量△tb、△tc、△ta；
步骤六中所述得到三相恒流阶段时长的调节量△tb、△tc、△ta的公式为：
Figure BDA0003843939800000072
步骤七、将步骤六中得到的三相恒流阶段时长的调节量△ta、△tb、△tc送入各自对应相的晶闸管控制逻辑运算及桥臂电流波形发生器中，将步骤五中得到的三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref与调节后的桥臂电流波形发生器相乘，得到晶闸管触发信号和桥臂电流参考信号。
步骤六和步骤七中的恒流阶段，受晶闸管关断时间和桥臂电压变化时间影响，三相恒流阶段时长的调节量△ta、△tb、△tc存在最大值△tm的限制。
所述高压大容量DC/DC变换器在一个运行周期内共有六个恒流阶段Td1～Td6，且在一个运行周期内，三相可调节的能量△Ea、△Eb、△Ec可分别表示为：
ΔEa＝2(Δta-Δtc)P
ΔEb＝2(Δtb-Δta)P
ΔEc＝2(Δtc-Δtb)P
其中，P为变换器传输功率，其公式为：
P＝UHIH＝ULIL；
其中，IH、UH和IL、UL分别为变换器高压侧和低压侧的电流与电压。
上述步骤中，通过调节三相电路的桥臂电流幅值实现总体能量平衡，得到步骤五中的三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref。
由图3相间能量平衡方法控制实现原理示意图可知：通过调节恒流阶段时长实现相间能量平衡，则在步骤六中所述得到的△ta为恒流阶段Td1的调节量，-△tc为恒流阶段Td2的调节量，△tb为恒流阶段Td3的调节量，-△ta为恒流阶段Td4的调节量，△tc为恒流阶段Td5的调节量，-△tb为恒流阶段Td6的调节量。
本发明提出了采用总体能量平衡与相间能量平衡相结合的低直流脉动能量平衡控制方法。总体能量平衡控制将三相所有子模块实际电容电压平均值作为控制目标，三相电路的桥臂电流幅值参考值相同，可保证三相电流在输入侧和输出侧合成连续的直流电流，无较大脉动。相间能量平衡控制将充、放电时长作为控制目标，实现相间能量交换。图7仿真波形图所示，三相桥臂子模块平均电压从一开始的不平衡到趋于平衡的过程中直流电流并无明显脉动，在短时间内实现相间的能量平衡。
该发明所涉及变换器的每相电路在一个运行周期内有两个桥臂电流为零的恒流阶段，在第一个恒流阶段，另外两相电路中的一相连接至输入侧吸收能量，而另一相连接至输出侧释放能量，在第二个恒流阶段，另外两相电路的能量流动方向与在第一个恒流阶段时相反。该变换器的三相电路在一个运行周期内共有六个恒流阶段：由图3相间能量平衡方法控制实现原理示意图所示：c相的第一个恒流阶段为恒流阶段Td1，在此阶段c相电路桥臂电流为零，a相电路连接至输入侧吸收能量，b相电路连接至输出侧释放能量；
b相的第二个恒流阶段为恒流阶段Td2，在此阶段b相电路桥臂电流为零，a相电路连接至输入侧吸收能量，c相电路连接至输出侧释放能量；
a相的第一个恒流阶段为恒流阶段Td3，在此阶段a相电路桥臂电流为零，b相电路连接至输入侧吸收能量，c相电路连接至输出侧释放能量；
c相的第二个恒流阶段为恒流阶段Td4，在此阶段c相电路桥臂电流为零，b相电路连接至输入侧吸收能量，a相电路连接至输出侧释放能量；
b相的第一个恒流阶段为恒流阶段Td5，在此阶段b相电路桥臂电流为零，c相电路连接至输入侧吸收能量，a相电路连接至输出侧释放能量；
a相的第二个恒流阶段为恒流阶段Td6，在此阶段a相电路桥臂电流为零，c相电路连接至输入侧吸收能量，b相电路连接至输出侧释放能量；
相间能量平衡控制通过调节某一相电路的两个恒流阶段时长，可以平衡另外两相电路所存储的能量，三相均以这种方式对恒流阶段时长进行调节，可使总能量在三相电路之间保持平衡分布。
通过低直流脉动能量平衡控制方法，变换器能够在两侧直流电流不产生波动的前提下实现相间能量平衡的控制，如图7仿真波形所示，优化了能量平衡控制过程，使其更易于工程应用。
本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情况或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims (10)

1.一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，该方法是基于高压大容量DC/DC变换器实现的；所述高压大容量DC/DC变换器由三相电路组成，所述三相电路结构相同，每相电路包含一个桥臂和两组换流阀，具体为：
a相电路包含一个桥臂和两组a相换流阀；b相电路包含一个桥臂和两组b相换流阀；c相电路包含一个桥臂和两组c相换流阀；
桥臂由子模块串和电感L构成；所述子模块串包括子模块SM1～子模块SMN，子模块SM1～子模块SMN的电路结构均相同，对于子模块SM1～子模块SMN，前者的电流输出端依次与后者的电流输入端相连；所述子模块SMN的电流输出端与电感L的第一端相连；所述电感L的第二端同时与直流低压侧负极和直流高压侧负极相连；N为整数；
子模块SM1包括绝缘栅双极型晶体管S1、绝缘栅双极型晶体管S2和电容C；绝缘栅双极型晶体管S1的发射极连接绝缘栅双极型晶体管S2的集电极；电容C的两端分别连接绝缘栅双极型晶体管S1的集电极、绝缘栅双极型晶体管S2的发射极；绝缘栅双极型晶体管S1的基极为电流输入端；绝缘栅双极型晶体管S2的基极电流输出端；
a相换流阀为两组，第一组a相换流阀包括晶闸管串T1a和晶闸管串T3a，第二组a相换流阀包括晶闸管串T2a和晶闸管串T4a；晶闸管串T1a、晶闸管串T3a、晶闸管串T2a和晶闸管串T4a的电路结构均相同，每个晶闸管串均由2M个反并联的晶闸管串联而成，M为整数；第一组a相换流阀的电流输出端连接第二组a相换流阀的电流输入端；所述晶闸管串T1a和晶闸管串T3a反向并联，分别与直流低压侧正极和a相电路中的子模块SM1的输入端相连；所述晶闸管串T2a和晶闸管串T4a反向并联，分别与直流高压侧正极和a相电路中的子模块SM1输入端相连；
b相换流阀为两组，第一组b相换流阀包括晶闸管串T1b和晶闸管串T3b，第二组b相换流阀包括晶闸管串T2b和晶闸管串T4b；晶闸管串T1b、晶闸管串T3b、晶闸管串T2b和晶闸管串T4b的电路结构均相同，每个晶闸管串均由2M个反并联的晶闸管串联而成，M为整数；第一组b相换流阀的电流输出端连接第二组b相换流阀的电流输入端；所述晶闸管串T1b和晶闸管串T3b反向并联，分别与直流低压侧正极和b相电路中的子模块SM1的输入端相连；所述晶闸管串T2b和晶闸管串T4b反向并联，分别与直流高压侧正极和b相电路中的子模块SM1输入端相连；
c相换流阀为两组，第一组c相换流阀包括晶闸管串T1c和晶闸管串T3c，第二组c相换流阀包括晶闸管串T2c和晶闸管串T4c；晶闸管串T1c、晶闸管串T3c、晶闸管串T2c和晶闸管串T4c的电路结构均相同，每个晶闸管串均由2M个反并联的晶闸管串联而成，M为整数；第一组c相换流阀的电流输出端连接第二组c相换流阀的电流输入端；所述晶闸管串T1c和晶闸管串T3c反向并联，分别与直流低压侧正极和c相电路中的子模块SM1的输入端相连；所述晶闸管串T2c和晶闸管串T4c反向并联，分别与直流高压侧正极和c相电路中的子模块SM1输入端相连；
其特征在于，该高压大容量DC/DC变换器在一个运行周期内有六个恒流阶段Td1～Td6；
基于高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法的步骤如下：
步骤一、检测高压大容量DC/DC变换器中每相电路中N个子模块的电容电压值；
步骤二、由步骤一所得的N个子模块的电容电压值求出每相电路的N个子模块电容电压平均值UCa、UCb、UCc，及三相电路的3N个子模块电容电压平均值UC_avg；
步骤三、将步骤二中得到的三相电路的子模块电容电压平均值UC_avg减去子模块电容电压额定值UC_ref，得到总体子模块电容电压误差△UC；
步骤四、将步骤二中得到的三相电路的子模块电容电压平均值UCa、UCb、UCc，按UCc、UCb、UCa、UCc顺次两两相减，得到三相电路的子模块电容电压平均值之间的差值△Ub、△Ua、△Uc；
步骤五、将步骤三中得到的总体子模块电容电压误差△UC经过PI调节器，得到三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref；
步骤六、将步骤四中得到的差值△Ub、△Ua、△Uc经过PI调节器，得到三相恒流阶段时长的调节量△tb、△tc、△ta；
步骤七、将步骤六中得到的三相恒流阶段时长的调节量△ta、△tb、△tc送入各自对应相的晶闸管控制逻辑运算及桥臂电流波形发生器中，将步骤五中得到的三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref与调节后的桥臂电流波形发生器相乘，得到晶闸管触发信号和桥臂电流参考信号。
2.根据权利要求1所述的一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，其特征在于，步骤二中所述的由步骤一所得的N个子模块的电容电压值求出每相电路的N个子模块电容电压平均值UCa、UCb、UCc，及三相电路的3N个子模块电容电压平均值UC_avg的计算公式为：
UCa＝(UCa1+UCa2+…+UCaN)/N；
UCb＝(UCb1+UCb2+…+UCbN)/N；
UCc＝(UCc1+UCc2+…+UCcN)/N；
UC_avg＝(UCa+UCb+UCc)/3；
其中UCa1～UCaN为a相桥臂的第1到第N个子模块；
UCb1～UCbN为b相桥臂的第1到第N个子模块；
UCc1～UCcN为c相桥臂的第1到第N个子模块。
3.根据权利要求1所述的一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，其特征在于，步骤三中所述得到总体子模块电容电压误差△UC的公式为：
ΔUC＝UC_avg-UC_ref。
4.根据权利要求1所述的一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，其特征在于，
步骤四中所述的得到三相电路的子模块电容电压平均值之间的差值△Ub、△Ua、△Uc的公式为：
ΔUa＝UCb-UCa、ΔUb＝UCc-UCb、ΔUc＝UCa-UCc。
5.根据权利要求1所述的一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，其特征在于，
步骤五中所述得到的三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref的公式为：
Figure FDA0003843939790000031
其中，Kp表示PI调节器中的比例调节系数；Ki表示PI调节器中的积分调节系数；s表示拉氏变换。
6.根据权利要求1所述的一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，其特征在于，
步骤六中所述得到三相恒流阶段时长的调节量△tb、△tc、△ta的公式为：
Figure FDA0003843939790000032
7.根据权利要求1或6所述的一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，其特征在于，
步骤六和步骤七中的恒流阶段，受晶闸管关断时间和桥臂电压变化时间影响，三相恒流阶段时长的调节量△ta、△tb、△tc存在最大值△tm的限制。
8.根据权利要求1所述的一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，其特征在于，所述高压大容量DC/DC变换器在一个运行周期内共有六个恒流阶段Td1～Td6，且在一个运行周期内，三相可调节的能量△Ea、△Eb、△Ec可分别表示为：
ΔEa＝2(Δta-Δtc)P
ΔEb＝2(Δtb-Δta)P
ΔEc＝2(Δtc-Δtb)P
其中，P为变换器传输功率，其公式为：
P＝UHIH＝ULIL；
其中，IH、UH和IL、UL分别为变换器高压侧和低压侧的电流与电压。
9.根据权利要求5所述的一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，其特征在于，通过调节三相电路的桥臂电流幅值实现总体能量平衡，得到步骤五中的三相电路的桥臂电流幅值参考值iH_ref。
10.根据权利要求6所述的一种高压大容量DC/DC变换器的低直流脉动能量平衡控制方法，其特征在于，通过调节恒流阶段时长实现相间能量平衡，则在步骤六中所述得到的△ta为恒流阶段Td1的调节量，-△tc为恒流阶段Td2的调节量，△tb为恒流阶段Td3的调节量，-△ta为恒流阶段Td4的调节量，△tc为恒流阶段Td5的调节量，-△tb为恒流阶段Td6的调节量。
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