CN115298521A - 超声波流量计和超声波流量计量方法 - Google Patents

Abstract

超声波流量计包括：第一换能器(11)和第二换能器(12)、包括可变阻抗的第一阻抗电路(41)和第二阻抗电路(42)、经由第一阻抗电路(41)和第二阻抗电路(42)耦合到第一换能器(11)和第二换能器(12)的第一端子(13)和第二端子(14)、信号发生器(16)和信号评估电路(20)。信号发生器(16)和信号评估电路(20)耦合到第一端子(13)和第二端子(14)。信号评估电路(20)包括时间至数字转换器(22)和将信号输入(21)耦合到时间至数字转换器(22)的第一比较器(23)。控制电路(32)根据时间至数字转换器(22)在上行模式(A)和下行模式(B)下产生的第一上行时间信号(SD1UP)和第一下行时间信号(SD1DO)来设置可变阻抗的阻抗值。

Description

超声波流量计和超声波流量计量方法

本公开涉及一种超声波流量计和一种用于超声波流量计量的方法。

本专利申请要求欧洲专利申请EP 20164632.0的优先权，其公开内容通过引用并入本文。

例如，超声波流量计能够用来测量各种参数，例如诸如流体或气体的介质的流速、流率或流量。典型地，超声波流量计包括时间至数字转换器，该时间至数字转换器测量超声波信号在超声波源与超声波检测器所位于的两个点之间的飞行时间ToF。测量依赖于对沿流动的上行(up-stream)和/或下行(down-stream)方向引入介质中的超声波信号的ToF的比较。超声波流量计的换能器能够用作超声波源，并且也能够用作超声波检测器。超声波流量计通常包括第一换能器和第二换能器，第一换能器和第二换能器可能在它们的特性中显示出小的不匹配。

目的是提供一种超声波流量计和一种用于超声波流量计量的方法，其减少了换能器特性差异的影响。

这些目的通过独立权利要求的主题来实现。在从属权利要求中描述了其他发展和示例性实施例。

除非另有说明，否则上述定义也适用于以下描述。

在示例性实施例中，超声波流量计包括：第一换能器和第二换能器、包括可变阻抗的第一阻抗电路和第二阻抗电路、经由第一阻抗电路耦合到第一换能器的第一端子、经由第二阻抗电路耦合到第二换能器的第二端子、具有信号输出端的信号发生器和具有信号输入端的信号评估电路。信号输出端和信号输入端耦合到第一端子和第二端子。信号评估电路包括时间至数字转换器和第一比较器，该第一比较器将信号输入端耦合到时间至数字转换器的第一输入端。

此外，超声波流量计包括耦合到信号发生器、信号评估电路和可变阻抗的控制电路。控制电路被配置成将超声波流量计设置处于上行模式和下行模式，并且将可变阻抗的阻抗值设置为由处于上行模式的时间至数字转换器产生的第一上行时间信号和处于下行模式的时间至数字转换器产生的第一下行时间信号的函数。

有利地，能够选择可变阻抗的阻抗值以增加第一换能器与第二换能器的匹配。有利地，可变阻抗提高了上行模式与下行模式之间接收信号的对称性。接收信号在信号输入端处接收。因此，实现了超声波流量计的接收信号优化。

在超声波流量计的示例性实施例中，可变阻抗被配置为从第一数量L个阻抗值中获得一个阻抗值。该阻抗值在校准阶段确定并在校准阶段之后的测量阶段使用。

在超声波流量计的示例性实施例中，控制电路优化可变阻抗的阻抗值，使得第一上行时间信号和第一下行时间信号在测量阶段彼此相似并且主要区别在于时间差DIFTOF。时间差DIFTOF对应于要在测量阶段确定的流速或流率的值。

在超声波流量计的示例性实施例中，在零流量的情况下，时间差为零或近似为零。超声波流量计实现了零流量下的零时间差。

在超声波流量计的示例性实施例中，在上行模式下，第一比较器产生具有第二数量K的脉冲的第一比较器信号，并且时间至数字转换器(简称转换器或TDC)产生第一上行时间信号，该第一上行时间信号具有与第一比较器信号的第二数量K个脉冲对应的第二数量K的值TOF_k_C1_l_UP。索引k从1到K。索引l指示第一数量L个阻抗值中的阻抗值，并且可以具有1到L的值。

在超声波流量计的示例性实施例中，在下行模式下，第一比较器产生具有第二数量K的脉冲的第一比较器信号，并且时间至数字转换器产生第一下行时间信号，该第一下行时间信号具有与第一比较器信号的第二数量K个脉冲对应的第二数量K的值TOF_k_C1_l_DOWN。

在超声波流量计的示例性实施例中，控制电路确定时间差DIFTOF和第一数目L个可能的阻抗值中的第l个阻抗值，在该第l个阻抗值处以下总和f(l)获得最小值：

其中，TOF_k_C1_l_UP是在上行模式下使用可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的第l个阻抗值在第一比较器信号的第二数量K的脉冲的第k个脉冲处产生的第一上行时间信号的值，并且其中，TOF_k_C1_l_UP_DOWN是在下行模式下使用可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的的第l个阻抗值在第一比较器信号的第二数量K的脉冲的第k个脉冲处产生的第一下行时间信号。有利地，在总和f(l)的最小值处实现在上行模式下和下行模式下接收信号的最佳拟合，并且产生所述最小值的阻抗是最佳阻抗。

在超声波流量计的示例性实施例中，信号发生器产生具有第三数量N的脉冲的方波或脉冲信号。

在超声波流量计的示例性实施例中，信号评估电路包括至少第二比较器，该第二比较器将信号输入端耦合到时间至数字转换器的至少第二输入端。

在超声波流量计的示例性实施例中，信号评估电路包括第四数量M的比较器。控制电路确定时间差DIFTOF和第一数量L个可能的阻抗值中的第l个阻抗值，在该第l个阻抗值处，以下总和f(l)获得最小值：

其中，TOF_k_Cm_l_UP是在上行模式下使用可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的第l个阻抗值在第m个比较器信号的第二数量K的脉冲中的第k个脉冲处产生的第一上行时间信号的值。TOF_k_Cm_l_DOWN是在下行模式下使用可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的第l个阻抗值在第m个比较器信号的第二数量K的脉冲中的第k个脉冲处产生的第一下行时间信号的值。索引k从1到K。索引m从1到M(因此Cm从C1到CM)。索引l可以具有1到L的值。第四数量M的比较器将信号输入端耦合到时间至数字转换器的第四数量M的输入端或第四数量M的时间至数字转换器。第一数量L个阻抗值中的一个值是低失配的最佳值。

在超声波流量计的示例性实施例中，第一阻抗电路和第二阻抗电路中的一个包括具有由控制电路设置的阻抗值的可变阻抗，并且第一阻抗电路和第二阻抗电路中的另一个没有具有可变阻抗值的阻抗。例如，第一阻抗电路包括具有由控制电路设置的阻抗值的可变阻抗，并且第二阻抗电路具有拥有恒定阻抗值的阻抗。可选地，第二阻抗电路包括具有由控制电路设置的阻抗值的可变阻抗，并且第一阻抗电路具有拥有恒定阻抗值的阻抗。恒定阻抗值意味着阻抗不随时间变化和/或不由控制信号设置。可变阻抗具有第一数量L个不同的阻抗值。

在超声波流量计的替选示例性实施例中，第一阻抗电路包括具有由控制电路设置的阻抗值的可变阻抗。第二阻抗电路包括具有由控制电路设置的其他阻抗值的其他可变阻抗。第一阻抗电路的不同值和第二阻抗电路的不同值能够被组合。因此，可变阻抗和其他可变阻抗一起具有第一数量L个不同的阻抗值。

在超声波流量计的示例性实施例中，第一阻抗电路包括第一电容器，第一电容器具有连接到第一换能器的第一端子的第一电极和连接到第一换能器的第二端子的第二电极。第二阻抗电路包括第二电容器，第二电容器具有连接到第二换能器的第一端子的第一电极和连接到第二换能器的第二端子的第二电极。第一电容器和/或第二电容器可以实现为可变阻抗。第一电容器和/或第二电容器的阻抗值可以由控制电路设置。例如，在第一电容器能够获得l_1个不同的电容值并且第二电容能够获得l_2个不同的电容值的情况下，第一数量L等于l_1·l_2。

第一换能器可以是上行换能器并且第二换能器可以是下行换能器。

在示例性实施例中，超声波流量计包括开关电路。信号发生器的信号输出端与信号发生器的信号输入端通过开关电路耦合到第一端子与第二端子。

在示例性实施例中，一种用于超声波流量计量的方法包括：通过将信号发生器的信号输出端和信号评估电路的信号输入端耦合到第一端子和第二端子并且通过控制电路根据在上行模式下由时间至数字转换器产生的第一上行时间信号和在下行模式下由时间至数字转换器产生的第一下行时间信号设置可变阻抗的阻抗值，来在上行模式下和在下行模式下操作超声波流量计。第一阻抗电路和第二阻抗电路包括可变阻抗。第一端子经由第一阻抗电路耦合到第一换能器，并且第二端子经由第二阻抗电路耦合到第二换能器。信号评估电路包括时间至数字转换器和第一比较器，该第一比较器将信号输入端耦合到时间至数字转换器的第一输入端。

用于超声波流量计量的方法可以例如通过根据以上定义的示例性实施例之一的超声波流量计来实现。仅结合超声波流量计描述的特征和示例性实施例也可以通过该方法实现，反之亦然。

在该方法的示例性实施例中，在校准阶段，由控制电路根据在上行模式下由时间至数字转换器产生的第一上行时间信号和在下行模式下由时间至数字转换器产生的第一下行时间信号来确定可变阻抗的阻抗值。更具体地说，在校准阶段，执行一系列具有可变阻抗的不同阻抗值的第一上行时间信号和第一下行时间信号以确定最佳阻抗值。在校准阶段之后的测量阶段，控制电路通过执行上行模式下的测量和下行模式下的测量来设置最佳阻抗值并确定时间差。

在该方法的示例性实施例中，在上行模式下，开关电路将信号输出端耦合到第一端子并且将信号输入端耦合到第二端子。在下行模式下，开关电路将信号输出端耦合到第二端子并且将信号输入端耦合到第一端子。开关电路是可选的，因为不一定需要这样的开关电路。

在示例性实施例中，超声波流量计可以应用于例如燃气表和水表。有利地，超声波流量计改进了信号对称性，从而减少了零流量偏移并简化了生产校准。超声波流量计是在没有频域信号处理的情况下实现的。超声波流量计自动执行接收信号优化。

在示例性实施例中，超声波流量计基于上行飞行时间测量(TOF)和下行飞行时间(ToF)测量值的比较。对于这样的超声波流量计，使用对称信号传输是有利的，远远超出了可行的信号换能器配对。原因是，对于最佳零流量偏移行为来说，上行ToF信号和下行ToF信号的差异低至信号的10％可能是令人感兴趣的。超声波流量计通过直接比较所述ToF信号内的多个专用ToF值来改进对称行为以优化相同接收突发形状的接收信号。

在示例性实施例中，超声波流量计优化了在零流量下流量计管道的自然互易性的利用。超声波流量计通过调整例如信号路径中的电阻器和/或电容来优化信号传输。使用ToF测量的超声波流量计优化了时域中接收信号的形状。ToF系统典型地包含时间至数字转换器(TDC)，时间至数字转换器测量接收信号曲线中的特定点，通常是接收电压曲线与参考或比较器电平或电压相交的点。

在超声波流量计的示例性实施例中，施加几个参考电平或电压并且比较来自上行测量和下行测量的对应点。尽管存在时间上的一般偏移，即称为DIFTOF的ToF的实际时间差，但应将上行测量和下行测量的对应点的差异减小到零，以实现对称的信号形状。剩余的公共时间差DIFTOF是实际的仪表信号，其应该在零流量下消失。然而，该方法通过允许ToF的该时间差并且仅优化对应测量点之间的时间差的偏差而在任何流量下工作。接近消失的差异并且因此接近对称信号形状的方法是调谐信号传输路径的可变阻抗。该阻抗使用并联和串联阻抗，如电容器和电阻器。超声波流量计自动优化其参数设置。

在示例性实施例中，超声波流量计在流量计前端执行阻抗调谐。超声波流量计利用模拟信号路径调谐。它基于纯时域方法执行此操作，该方法非常节能。有利地，实现了零流量偏移性能并且超声波流量计在非常低的电流下操作。对用户有利的是简化校准和在非常低的电流消耗下降低零流量偏移。

在示例性实施例中，超声波流量计改进了接收信号的对称性，其中调谐方法是在时域中并且基于ToF测量结果。调谐目标是优化计算的时域信号以获得最佳接收信号形状对称性。ToF值在1……M个不同的参考电压电平下产生的。信号平衡是通过前端阻抗调谐来实现的。时域方法非常适合时间至数字控制器。超声波流量计被配置成改变发送和接收阻抗以实现上行接收信号和下行接收信号的相同时域特性。

以下对示例性实施例的附图的描述可以进一步说明和解释超声波流量计和用于超声波流量计量的方法的方面。具有相同结构和相同效果的设备和电路部件分别以等效的附图标记出现。因为设备或电路部件在其功能方面在不同图中彼此对应，因此对于以下图中的每一个不再重复其描述。

图1A和图1B示出了超声波流量计及其信号的示例性实施例；

图2A和图2B示出了超声波流量计及其信号的另一示例性实施例；

图3A和图3B示出了超声波流量计及其信号的又一示例性实施例；以及

图4A至图4D示出了超声波流量计及其信号的其他示例性实施例。

图1A示出了包括第一换能器11和第二换能器12的超声波流量计10(简称仪表)的示例性实施例。第一换能器11和第二换能器12被实现为超声波换能器，例如压电换能器或电容式换能器。超声波换能器将交流电流或交流电压转换为超声波，反之亦然。施加电压时，诸如压电晶体的压电换能器会改变大小和形状；交流电压使它们振荡并产生超声波。电容式换能器使用两个电极例如导电隔膜与背板之间的静电场。此外，仪表10包括第一端子13和第二端子14。第一端子13耦合到第一换能器11，并且第二端子14耦合到第二换能器12。第一换能器11和第二换能器12还耦合到参考电位端子15。因此，第一端子13耦合到第一换能器11的第一端子。第一换能器11的第二端子连接到参考电位端子15。相应地，第二端子14耦合到第二换能器12的第一端子。第二换能器12的第二端子连接到参考电位端子15。

此外，仪表10包括具有信号输出端17的信号发生器16。信号输出端17耦合到第一端子13和第二端子14。信号发生器16具有连接到参考电位端子15的另一端子。另外，信号发生器16具有控制输入端18。

仪表10包括具有信号输入端21的信号评估电路20。信号输入端21耦合到第一端子13和第二端子14。信号评估电路20包括时间至数字转换器22(简称转换器或TDC)和第一比较器23。第一比较器23的第一输入端24耦合到信号输入端21。第一比较器23的输出端25耦合到转换器22的第一输入端26。评估电路20的第一参考电压源27将第一比较器23的第二输入端28耦合到参考电位端子15。此外，评估电路20包括将参考电压端子31耦合到信号输入端21的预充电开关30。

此外，仪表10包括控制电路32。控制电路32可以通过未示出的连接线耦合到信号发生器16的控制输入端18。控制电路32可以耦合到转换器22的开始输入端33。控制电路32可以包括微处理器或微控制器。

可选地，仪表10包括将信号输出端17耦合到第一端子13和第二端子14并且还将信号输入端21耦合到第一端子13和第二端子14的开关电路35。因此，信号输出端17替选地耦合到第一端子13或第二端子14，并且信号输入端21替选地连接到第一端子13或第二端子14，即连接到两个端子13、14中的在该时间点未连接到信号输出端17的端子。

开关电路35包括第一转换开关36，第一转换开关36具有连接到信号输出端17的输入端和连接到第一端子13和第二端子14的两个输出端。此外，开关电路35包括第二转换开关37，第二转换开关37具有连接到信号输入端21的输出端和连接到第一端子13和第二端子14的两个输入端。在上行模式A下，第一转换开关36将信号输出端17连接到第一端子13，并且第二转换开关37将第二端子14连接到信号输入端21。在下行模式B下，第一转换开关36将信号输出端17连接到第二端子14，并且第二转换开关37将第一端子13连接到信号输入端21。

信号发生器16在信号输出端17处产生输出信号SOUT。在信号输入端21处能够分接接收信号SIN。在参考电位端子15处分接参考电位GND。控制电路32将发生器控制信号SGEN提供给信号发生器16的控制输入端18。通过控制电路32，第一控制信号SCI被提供给第一转换开关36的控制端子，并且第二控制信号SC2被提供给第二转换开关37的控制端子。根据第一控制信号SC1，输出信号SOUT经由第一转换开关36提供给第一端子13或第二端子14。根据第二控制信号SC2，在第一端子13处分接的电压或在第二端子14处分接的电压经由第二转换开关37提供给信号输入端21，并且因此提供给第一比较器23的第一输入端24。

第一比较器23的第一输入端24被实现为非反相输入端并且第一比较器23的第二输入端28被实现为反相输入端。第一比较器信号SCOM1由第一比较器23在第一比较器23的输出端25处提供，并且被施加到转换器22的第一输入端26。

第一参考电压VR1由第一参考电压发生器27产生并被施加到第一比较器23的第二输入端28。开始参考电压VREF被施加到参考端子31。如果预充电开关30被控制电路32设置处于导通状态下，则开始参考电压VREF被提供给第一比较器23的第一输入端24。例如，该状态可以在仪表10开始操作之前实现。

仪表10也可能没有开关电路35。

图1B示出了图1A中描述的仪表10的示例性信号。信号被示为时间t的函数。图1B的上面三行示出了上行模式A下的信号，上行模式A可以是上行测量模式。下面的三行示出了下行模式B下的信号，下行模式B可以是下行测量模式。如图1A中的箭头F所指示的，介质可以沿从第一换能器11到第二换能器12的方向流动。在上行模式A下，第一换能器11接收输出信号SOUT并且第二换能器12产生接收信号SIN。在下行模式B下，第一换能器11产生接收信号SIN，并且第二换能器12接收输出信号SOUT。图1B中的第一行和第四行示出了输出信号SOUT，第二行和第五行示出了接收信号SIN，并且第三行和第六行示出了第一比较器信号SCOM1。

控制电路32可以在第一阶段将仪表10设置为上行模式A，并且然后在第二阶段将仪表10设置为下行模式B。第二阶段在第一阶段之后。替选地，控制电路32可以在第一阶段将仪表10设置为下行模式B，并且然后在第二阶段将仪表10设置为上行模式A。

第一比较器信号SCOM1和输出信号SOUT被实现为脉冲信号。第一比较器信号SCOM1包括第二数量K个脉冲。输出信号SOUT包括第三数量N个脉冲。图1B中所示的第三数量N是四。然而，第三数量N可以是一、二、三或大于四。例如，脉冲的第三数量N可以在1≤N≤100或10≤N≤40的范围之外。输出信号SOUT的每个脉冲可以具有50％的占空比。输出信号SOUT的一系列脉冲可以称为“火爆”。输出信号SOUT的一系列脉冲的开始可以由发生器控制信号SGEN触发。转换器22的操作的开始由从控制电路32提供给开始输入端33的开始信号STA触发。在输出信号SOUT的一系列脉冲开始时，转换器22也启动，在图1B中用t0指示。因此，转换器22启动的时间点t0可以等于输出信号SOUT的第一脉冲的上升沿。

接收信号SIN也可以称为“接收波”。由于超声波在介质中的传输，因此输出信号SOUT在t0处的开始与接收信号SIN的可用值的开始之间存在延迟。在第一换能器11产生的脉冲被第二换能器12检测到之前，接收信号SIN中可能存在一些扰动。由于流体提供的阻尼以及由于第一换能器11和第二换能器12的特性，接收信号SIN不具有尖脉冲的形式，而是替代地具有类似于正弦波的波，所述波在一系列波的开始处具有增大的幅度并且在一系列波的结束处具有减小的幅度。

第一比较器23使用接收信号SIN和第一参考电压VR1作为输入来产生脉冲形式的第一比较器信号SCOM1。第一比较器信号SCOM1能够称为“TOF命中(ToF hit)”。典型地，第一比较器信号SCOM1的脉冲的第二数量K高于输出信号SOUT的脉冲的第三数量N。在上行模式A下，第一比较器信号SCOM1的第一脉冲的上升沿相对于输出信号SOUT的第一脉冲的上升沿具有第一延迟TOFA。在上行模式A下，第一延迟TOFA可以被称为“飞行时间值”(简称ToF值)。

在下行模式B下，输出信号SOUT可以具有与上行模式A下的输出信号SOUT相同数量的脉冲。在第二换能器12产生的脉冲到达第一换能器11之前，接收信号SIN首先示出了一些干扰波并且能够在接收信号SIN中检测到波。输出信号SOUT可以被命名为“火爆”。第一比较器信号SCOM1的第一脉冲的上升沿相对于输出信号SOUT的第一脉冲的上升沿具有第二延迟TOFB。在下行模式B下，第二延迟TOFB可以称为“飞行时间值”。在沿该方向或箭头F流动的情况下，第二延迟TOFB大于第一延迟TOFA。因此，能够根据下式计算时间差DIFTOF：

DIFTOF＝TOFB-TOFA

时间差DIFTOF随着流速或流率的值的增加而增加(例如线性地依赖于所述值)。时间差DIFTOF也可以称为时间偏差或时间偏移。在理想情况下，时间差DIFTOF可以直接与流速或流率的值成正比。此外，在理想情况下，时间差DIFTOF可以在零流率的情况下为零或近似为零。

仪表10基于ToF测量并且使用TDC 22来测量接收信号SIN的过零。在仪表10的示例性实施例中，对测量的过零(“命中”)取平均值，可以计算测量上行与下行之间的差异，即所谓的时间差DIFTOF。该时间差DIFTOF是对要确定的流量值的良好测量。第一比较器信号SCOM1的多个正斜率能够被定义为命中并取平均以及用于时间差DIFTOF的计算。

图2A示出了仪表10的另一示例性实施例，其是图1A中所示示例性实施例的进一步发展。仪表10另外包括第一阻抗电路41和第二阻抗电路42。第一阻抗电路41耦合在第一端子13与第一换能器11之间。第二阻抗电路42耦合在第二端子14与第二换能器12之间。因此，第一阻抗电路41的一个端子连接到第一端子13，并且第一阻抗电路41的另一个端子连接到第一换能器11的第一端子。相应地，第二阻抗电路42的一个端子连接到第二端子14并且第二阻抗电路42的另一个端子连接到第二换能器12的第一端子。第一阻抗电路41的另一端子和第二阻抗电路42的另一端子可以连接到参考电位端子15。第一阻抗电路41可以实现为可变阻抗。第二阻抗电路42也可以实现为可变阻抗。

因此，第一阻抗控制信号SI1可以被施加到第一阻抗电路41的控制端子。类似地，第二阻抗控制信号SI2可以被提供给第二阻抗电路42的控制端子。有利地，通过第一阻抗电路41和/或第二阻抗电路42能够降低第一换能器11与第二换能器12之间的失配的影响。第一阻抗控制信号SI1和/或第二阻抗控制信号SI2由控制电路32产生。

图2B示出了可以在图1A或图2A的仪表10处分接的信号的示例性实施例。第一参考电压源27可以产生具有两个不同值的第一参考电压VR1，即VR或VR+ΔV。在第一接收阶段R1，第一参考电压VR1具有值VR+ΔV，并且在第二接收阶段R2，第一参考电压VR1具有值VR。值VR可以等于零(或等于参考电位GND)。值ΔV是不同于零的电压差，并且可以取小的正值。

在输出信号SOUT开始之后，第一参考电压源27向第一参考电压VR1提供值VR+ΔV。在第一比较器信号SCOM1获得第二脉冲上升沿的时间点tR处，第一接收阶段R1结束并且第二接收阶段R2开始。在第一接收阶段R1中，通过使用第一参考电压VR1＝VR+ΔV，接收信号SIN中的干扰对第一比较器信号SCOM1的影响被降低。由于在第二接收阶段R2，接收信号SIN的值由于信号发生器16产生的脉冲的传输而较高，因此干扰的影响保持为低并且第一参考电压VR1能够等于参考电位GND。

在图2B中，示出了超声波流中典型接收信号SIN和典型第一比较器信号SCOM1的示意图。完整的测量序列的特征在于两个这样的测量量，对上行和下行计量。具有TDC 22的仪表10的特征在于优化功能，该优化功能使上行和下行接收的时域命中的模式彼此相似(仅剩余提及的时间差DIFTOF)。第一比较器电平VR1增加到零以上以抑制噪声信号，尤其是在开始时。

替选地，第一接收阶段R1与第二接收阶段R2之间的转变的时间点tR可以设置在第一比较器信号SCOM1的第一脉冲的结束处或另一时间点处。

图3A示出了仪表10的另一示例性实施例，其是图1A和图2A中所示的示例性实施例的进一步发展。第一阻抗电路41包括第一电容器45。第二阻抗电路42包括第二电容器46。第一电容器45将第一端子13耦合到参考电位端子15。类似地，第二电容器46将第二端子14耦合到参考电位端子15。因此，第一电容器45并联连接到第一换能器11。类似地，第二电容器46并联连接到第二换能器12。

第一电容器45和/或第二电容器46可以具有可控的可变电容。第一阻抗控制信号SI1可以被提供给第一电容器45的控制端子。第二阻抗控制信号SI2可以被提供给第二电容器46的控制端子。通过第一电容器45和第二电容器46，第一换能器11和第二换能器12的谐振频率能够被调节。第一电容器45和第二电容器46被实现为可变阻抗。第一电容器45和/或第二电容器46的电容值由控制电路32设置。

图3B示出了如图3A所示的仪表10的信号的示例性实施例。第一参考电压VR1能够称为“过零电平”。在图3B中示出了接收信号SIN、另一接收信号SIN'、第一比较器信号SCOM1和另一比较器信号SCOM1'。另一比较器信号SCOM1'由第一比较器23根据另一接收信号SIN1'产生。两个不同的接收信号SIN和SIN'均是在例如上行模式A下产生的。两个接收信号SIN和SIN'之间的差异是由在两次测量之间第一电容器45和/或第二电容器46的电容值的变化引起的。接收信号SIN包括比另一接收信号SIN'多的脉冲。这可能是由于以下情况而引起的：与产生另一接收信号SIN'相比，在产生接收信号SIN的情况下，由第一阻抗电路41和第二阻抗电路41实现第一换能器11和第二换能器12的较好的匹配。第一阻抗电路41和第二阻抗电路42可以实现简单但有效的谐振频率调谐。

图4A示出了仪表10的另一示例性实施例，其是上述示例性实施例的进一步发展。信号发生器16经由第一端子13和第一阻抗电路41耦合到第一换能器11。另外，第二换能器12经由第二阻抗电路42和第二端子14耦合到信号输入端21。仪表10没有开关电路。信号发生器16被实现为交流电压发生器。输出信号SOUT具有正弦波的形式。第一换能器11可以被称为“熄火换能器”并且第二换能器12可以被称为“点火换能器”。

信号评估电路20包括第四数量M的比较器23、51、52。在图4A所示的示例性实施例中，比较器的第四数量M是三个。替选地，比较器的第四数量M也可以是如图1A、图2A和图3A所示的一个或两个或大于三个。信号评估电路20另外包括第四数量M的参考电压源27、53、54。第四数量M的比较器23、51、52中的每一个在其第一输入端处连接到信号输入端21。第四数量M的比较器23、51、52中的每一个在其第二输入端处连接到第四数量M的参考电压源27、53、54之一。第四数量M的比较器23、51、52的输出端连接到转换器22的第四数量M的输入端26、55、56。因此，第二比较器51在其输出侧连接到转换器22的第二输入端55。第三比较器52在其输出侧连接到转换器22的第三输入端56。

第四数量M的参考电压源27、53、54提供具有不同值的第四数量M的参考电压VR1、VR2、VR3。第一参考电压VR1可以具有如图2B所示的值。在第二参考电压源53处分接的第二参考电压VR2不同于参考电位GND。第三参考电压VR3不同于参考电位GND，并且可以具有与第二参考电压VR2相同的符号，或者可以具有相反的符号。在第四数量M为三或大于三的情况下，第四数量M的参考电压VR1至VR3的可以具有相反的符号。

第四数量M的比较器23、51、52产生第四数量M的比较器信号SCOM1至SCOM3。有利地，正半波和负半波触发不同比较器信号SCOM1至SCOM3中的脉冲。转换器22在第一比较器信号SCOM1的每个脉冲处，例如在第一比较器信号SCOM1的脉冲的每个上升沿或每个下降沿处，产生第一时间信号SD1。第一时间信号SD1的值代表开始信号STA与第一比较器信号SCOM1的脉冲之间的时间。另外，转换器22产生第二时间信号SD2，该第二时间信号SD2包括在接收到第二比较器信号SCOM2的脉冲之后产生的值。此外，转换器22产生第三时间信号SD3，第三时间信号SD3包括在接收到第三比较器信号SCOM3的脉冲之后产生的值。第一时间信号SD1、第二时间信号SD2和第三时间信号SD3被提供给控制电路32。时间信号SD1到SD3是数字信号。

如图4A中所示的点指示的，信号评估电路20可以包括另外的比较器和另外的参考电压发生器。所提出的方法能够与任何数量的比较器一起工作，并且可以受益于例如大数量的比较器；示出三个比较器仅是为了说明。单个TDC 22能够用于检测不同电平或参考电压VR1到VR3下的命中。

也可以将信号发生器16实现为如图1A、图2A和图3A所示的脉冲发生器。

图4B示出了仪表10的替选示例性实施例，其是上述示例性实施例的进一步发展。信号评估电路20包括第四数量M的时间至数字转换器22、60、61。第四数量M的比较器23、51、52在它们的输出侧连接到第四数量M的时间至数字转换器22、60、61。例如，信号评估电路20包括第二时间至数字转换器60和第三时间至数字转换器61。第二时间至数字转换器60在其输入侧连接到第二比较器51的输出端。类似地，第三时间至数字转换器60在其输入侧连接到第三比较器52的输出端。第四数量M的时间至数字转换器22、60、61中的每一个具有开始输入端33并接收相同的开始信号STA。

第一阻抗电路41包括将第一换能器11的第一端子耦合到参考电位端子15的第一电容器45。此外，第一阻抗电路41包括将第一换能器11的第一端子耦合到第一端子13的第一电阻器62。相应地，第二阻抗电路42包括将第二换能器12的第一端子耦合到参考电位端子15的第二电容器46。此外，第一阻抗电路41包括将第二换能器12的第一端子耦合到第二端子14的第二电阻器63。

另外，第一阻抗电路41包括将第一换能器11的第一端子耦合到参考电位端子15的第三电阻器64。第二阻抗电路42包括将第二换能器12的第一端子耦合到参考电位端子15的第四电阻器65。

此外，第一阻抗电路41包括将第一换能器11的第一端子耦合到第一端子13的第三电容器66。第二阻抗电路42包括将第二换能器12的第一端子耦合到第二端子14的第四电容器67。

第一至第四电容器45、46、66、67可以由控制电路32产生的阻抗控制信号控制。第一至第四电阻器62至65可以由控制电路32产生的阻抗控制信号控制。

因此，第一阻抗电路41的可变阻抗由包括第一电容器45和第三电容器66以及第一电阻器62和第三电阻器64的组中的至少一个元件实现。第二阻抗电路42的可变阻抗由包括第二电容器45和第四电容器67以及第二电阻器63和第四电阻器65的另一组中的至少一个元件实现。

第一阻抗电路41和第二阻抗电路42允许调谐两倍八个变量。图4B示出了在发送侧和接收侧均具有可调电容器45、46、66、67和可调电阻器62至65的可能实现方式。优化变量是八个可调元件，所述可调元件在上行情况下(如图所示)和在下行情况下(然后交换换能器和调谐元件)可能具有不同的值。优化目标是在上行和下行情况下几乎相同的接收突发形状。

图4B只是一种可能的实现方式；调谐元件的数量、类型和连接能够任意变化。使用的TDC和比较器的第四数量M也不是固定的，该方法能够使用仅一个TDC和仅一个比较器来工作。仪表10使用一种方法来确定最佳阻抗：通过优化接收突发形状的相似性，尽管存在剩余时间差DIFTOF。该时间差DIFTOF是实际测量结果。

因此，在测量阶段，控制电路32可以在上行模式A下设置可变阻抗的第一值，并且在下行模式B下设置可变阻抗的第二值。替选地，在测量阶段，控制电路32可以在上行模式A和下行模式B下设置相同的可变阻抗值。

仅第一阻抗电路41和第二阻抗电路42的一些电路元件可控也是可以的；其他电路元件是不变的。

图4C示出了由图4A或图4B所示的仪表10产生的信号的示例性实施例。第二参考电压VR2相对于参考电位GND具有正值，并且第三参考电压VR3相对于参考电位GND具有负值。在图4C中，示出了接收信号SIN和第四数量M的比较器信号SCOM1到SCOM3。在仪表10的示例性实施例中，第四数量M是三。接收信号SIN中的波的数量大于输出信号SOUT的第三脉冲数N。第一换能器11连同第一阻抗电路41、第二换能器12连同第二阻抗电路42以及两个换能器11、12之间的介质形成振荡系统。从图4C中能够看出，与第二比较器信号SCOM2和第三比较器信号SCOM3相比，第一比较器信号SCOM1具有较大数量的脉冲。这是由于接收信号SIN在接收信号SIN的第一个波处以及在最后一个波处的低模拟值造成的。

评估三个比较器信号SCOM1至SCOM3的正斜率和负斜率。从评估中排除噪声是有利的，例如通过将第一比较器23的电平增加到过零电平以上。其他措施也是可能的，例如在其他比较器51、52之一接收到阶跃信号之后使用延迟用于开窗或开始评估。

图4D示出了图4C中所示信号的详细视图。在图4D中，示出了第一比较器信号至第三比较器信号SCOM1至SCOM3以及上行模式A下的接收信号SIN和下行模式B下的接收信号SIN*。因此，虚线信号是相反测量方向的接收信号SIN*的草图，特征在于时间差DIFTOF。时间差DIFTOF只获得较小的值。图4D阐明了可以如何明确地命名三个比较器信号SCOM1到SCOM3的边沿的示例性实施例。

时间至数字转换器22在第一至第三比较器信号SCOM1、SCOM2、SCOM3的每个脉冲的每个上升沿和每个下降沿确定第一至第三时间信号SD1、SD2、SD3的值。第一比较器信号SCOM1具有第二数量K的脉冲。使用从k＝0到k＝K的变量k。在上行模式A下，第一时间信号SD1是第一上行时间信号SD1UP。参考脉冲上升沿的第一时间信号SD1UP的值用P标记。脉冲的下降沿也转换为第一时间信号SD1UP的值并用M标记。在图4D中在脉冲的对应下降沿或上升沿写入变量或名称例如第一时间信号SD1UP的TOF_1_C1_1_UP_P、TOF_1_C1_1_UP_M。在下行模式B下，第一时间信号SD1为第一下行时间信号SD1DO。

转换器22在第一比较器信号SCOM1的每个脉冲上升沿处(在图4D中，第一脉冲的值被命名为TOF_1_C1_1_UP_P，第二脉冲的值被命名为TOF_2_C1_1_UP_P等)或第一比较器信号SCOM1的每个脉冲下降沿处(在图4D中，第一脉冲的值被命名为TOF_1_C1_1_UP_M，第二脉冲的值被命名为TOF_2_C1_1_UP_M等)产生第一时间信号SD1UP。相应地，在图4D中，将第二比较器信号SCOM2的每个脉冲上升沿处的第二时间信号SD2UP的值针对第一脉冲命名为TOF_1_C2_1_UP_P、针对第二脉冲命名为TOF_2_C2_1_UP_P等；并且将在第二比较器信号SCOM2的每个脉冲下降沿处的第二时间信号SD2UP的值针对第一脉冲命名为TOF_1_C2_1_UP_M、针对第二脉冲命名为TOF_2_C2_1_UP_M等。第三时间信号SD3UP的值被相应地命名。这些值被指示用于上行模式A。

在图4D中，第一时间信号SD1DO的两个值TOF_1_C1_1_DOWN_P、TOF_1_C1_1_DOWN_M被指示用于下行模式B。图4D中所示的所有值都是使用可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的第一阻抗值来确定的，因此l＝1。

如图4D所示的ToF测量可以例如通过六个TDC通道(例如通过TDC22的六个输入端)来完成。查看偏移的虚线信号，该接收信号SIN*的特征在于在时间上全局偏移了时间差DIFTOF的对应的ToF测量结果。然而，在现实世界的系统中，上行测量和下行测量的信号形状并不完美符合期望的皮秒级。因此，上行接收信号SIN和下行接收信号SIN*的对应点之间的差异不等于时间差DIFTOF，而是由于缺乏信号形状对称性而偏离了时间差DIFTOF。换句话说，在任意选取的点对的示例中，

(TOF_2_C1_1_UP-TOF_2_C1_1_DOWN-DIFTOF)²>0

其中，TOF_2_C1_1_UP是在上行模式A(UP)下使用第一比较器23(C1)、针对第二脉冲(k＝2)的第一时间信号SD1UP的值，并且TOF_2_C1_1_DOWN是在下行模式A(DOWN)下使用第一比较器23(C1)、针对第二脉冲(k＝2)的第一时间信号SD1DO的值。对于这两个值，使用可变阻抗的第一阻抗值(1＝1)。在理想情况下，左侧的项将为零。

然而，手头有不同的方法来增加信号对称性，例如：在接收情况下将(可调)并联电容45、46添加到接收换能器11、12(如图3A和图4B所示)，或通过调整电阻器改变电阻发送阻抗和/或接收阻抗(如图4B所示)。此列表并不详尽；通常，仪表10通过将调谐参数(并联和/或串联阻抗、频率)应用于信号路径来实现较对称的信号形状。仪表10自动调整所应用的参数。通过任何优化算法来实现合适的参数调整，目标是最小化对应ToF值的所有差异的总和f(l)。

如果仪表10正好包括一个比较器，则能够在校准阶段使用下式：

其中，TOF_k_C1_1_UP为针对第一比较器信号SCOM1的第k个脉冲的第一上行时间信号SD1UP的值(在上行模式A下测量)，TOF_k_C1_1_DOWN为针对第一比较器信号SCOM1的第k个脉冲的第一下行时间信号SD1DO的值(在下行模式A下测量)，并且k是指示数量为K的脉冲序列中的脉冲的索引并且从1到K。此外，1是指示可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的第1个阻抗值的索引。

在校准阶段，针对由第一阻抗电路41和第二阻抗电路42提供的可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的每个可能值或若干值来确定上述总和f(1)。第一阻抗电路41和第二阻抗电路42的最佳值是在校准阶段总和f(l)获得其最小值并且将在校准阶段之后的测量阶段使用的值。

在仪表10包括第四数量M的比较器的情况下，能够在校准阶段使用下式：

其中，TOF_k_Cm_l_UP是针对第m个比较器信号SCOMm的第k个脉冲的第m个上行时间信号SDmUP的值(在上行模式A下测量)，TOF_k_Cm_l_DOWN是针对第m个比较器信号SCOMm的第k个脉冲的第m个下行时间信号SDmDO的值(在下行模式B下测量)，k是指示数量为K的脉冲序列中的脉冲的索引并且从1到K，并且m是指示第四数量M的比较器中的比较器并且指示对应时间信号SDmUP、SDmDO的索引，并且从1到M(因此标识符从C1到CM)。索引l的值是1到L。

优化过程的参数是上面提到的可调谐硬件部件的值和全局时间差DIFTOF。在最佳点处，优化的时间差DIFTOF是期望的测量值，而调谐阻抗补偿了系统的不对称性，并且因此接近对称的接收信号形状。通过更好的信号对称性，时间差DIFTOF的优化值的特征尤其在于比未优化系统中的对应测量值低的偏移值。该方法不限于DIFTOF＝0的情况，它能够在任何流量下使用。

因此，第一阻抗电路41和第二阻抗电路42可以获得第一数量L个可能的阻抗值。在校准阶段，控制电路32确定时间差DIFTOF和第一数量L个可能阻抗值中的最佳阻抗值，在该最佳阻抗值处总和f(l)获得最小值。在校准阶段，控制电路32存储关于随后在测量阶段中使用的第一抗控制信号SI1和第二阻抗控制信号SI2(其可以是总线信号)的信息。

在上式中使用以_P指示的上升沿处的第一时间信号SD1UP、SD1DO的值或_M指示的下降沿处的值，或使用这两个值。第二时间信号、第三时间信号或另外的时间信号SD2Up、SD2DO、SD3UP、SD3DO的值能够以相同的方式使用。

有利地，可以完全在时域中完成优化，无需模数转换器或快速傅里叶变换。这种信号平衡方法是基于时域中的TDC测量有效地完成的。

如所述的图1至图4D中所示的实施例代表改进的超声波流量计(简称仪表)的示例性实施例；因此，它们不构成根据改进的仪表的所有实施例的完整列表。例如，实际的超声波流量计配置可能在电路部件、结构、形状、大小和数量方面与所示的示例性实施例不同。

附图标记

10 超声波流量计

11 第一换能器

12 第二换能器

13 第一端子

14 第二端子

15 参考电位端子

16 信号发生器

17 信号输出端

18 控制输入端

20 信号评估电路

21 信号输入端

22 时间至数字转换器

23 第一比较器

24 第一输入端

25 输出端

26 第一输入端

27 第一参考电压源

28 第二输入端

30 预充电开关

31 参考电压端子

32 控制电路

33 开始输入端

35 开关电路

36 第一转换开关

35 开关电路

36 第一转换开关

37 第二转换开关

41 第一阻抗电路

42 第二阻抗电路

45 第一电容器

46 第二电容器

51、52 比较器

53、54 参考电压源

55、56 输入端

60、61 时间至数字转换器

62到65 电阻器

66、67 电容器

A 上行模式

B 下行模式

DIFTOF 时间差

F 箭头

GND 参考电位

R1、R2 接收阶段

SC1、SC2 控制信号

SCOM1 第一比较器信号

SCOM2 第二比较器信号

SCOM3 第三比较器信号

SD1DO 第一下行时间信号

SD1UP 第一上行时间信号

SGEN 发生器控制信号

SIN、SIN' 接收信号

SIN* 接收信号

SI1、SI2 阻抗控制信号

SOUT 输出信号

STA 开始信号

t 时间

TOFA 第一延迟

TOFB 第二延迟

tR、t0 时间点

VR 参考电压值

VR1、VR2、VR3 参考电压

VRE 开始参考电压

ΔV 差电压。

Claims (14)

1.一种超声波流量计，包括：

第一换能器(11)和第二换能器(12)，

包括可变阻抗的第一阻抗电路(41)和第二阻抗电路(42)，

经由所述第一阻抗电路(41)耦合到所述第一换能器(11)的第一端子(13)，

经由所述第二阻抗电路(42)耦合到所述第二换能器(12)的第二端子(14)，

具有信号输出端(17)的信号发生器(16)和具有信号输入端(21)的信号评估电路(20)，其中，所述信号输出端(17)和所述信号输入端(21)耦合到所述第一端子(13)和所述第二端子(14)，其中，所述信号评估电路(20)包括时间至数字转换器(22)和第一比较器(23)，所述第一比较器(22)将所述信号输入端(21)耦合到所述时间至数字转换器(22)的第一输入端(26)，以及

控制电路(32)，其被耦合到所述信号发生器(16)、所述信号评估电路(20)和所述可变阻抗，并且被配置成将超声波流量计(10)设置处于上行模式(A)和下行模式(B)，并根据所述时间至数字转换器(22)在上行模式(A)下产生的第一上行时间信号(SD1UP)和所述时间至数字转换器(22)在下行模式(B)下产生的第一下行时间信号(SD1DO)来设置所述可变阻抗的阻抗值。

2.根据权利要求1所述的超声波流量计，

其中，所述可变阻抗配置成从第一数量L个阻抗值中获得一个阻抗值。

3.根据权利要求1或2所述的超声波流量计，其中，所述控制电路(32)配置成优化所述可变阻抗的阻抗值，使得所述第一上行时间信号(SD1UP)和所述第一下行时间信号(SD1DO)彼此相似并且主要不同在于时间差(DIFTOF)。

4.根据权利要求1至3中的一项所述的超声波流量计，其中，在所述上行模式(A)下，所述第一比较器(23)被配置成产生具有第二数量K个脉冲的第一比较器信号(SCOM1)，并且所述时间至数字转换器(22)被配置成产生第一上行时间信号(SD1UP)，所述第一上行时间信号(SD1UP)具有与所述第一比较器信号(SCOM1)的第二数量K个脉冲对应的第二数量K的值TOF_k_C1_l_UP，并且

其中，在所述下行模式(B)下，所述第一比较器(23)被配置成产生具有第二数量K个脉冲的第一比较器信号(SCOM1)，并且所述时间至数字转换器(22)被配置成产生第一下行时间信号(SD1DO)，所述第一下行时间信号(SD1DO)具有与所述第一比较器信号(SCOM1)的第二数量K个脉冲对应的第二数量K的值TOF_k_C1_l_DOWN。

5.根据权利要求4所述的超声波流量计，

其中，所述控制电路(32)被配置成确定时间差(DIFTOF)和第一数量L个可能阻抗值中的第l个阻抗值，在所述第l个阻抗值处，以下总和f(l)获得最小值：

其中，TOF_k_C1_l_UP是在所述上行模式(A)下，使用所述可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的第l个阻抗值在所述第一比较器信号(SCOM1)的第二数量K个脉冲中的第k个脉冲处产生的第一上行时间信号(SD1UP)的值，并且

其中，TOF_k_C1_l_DOWN是在所述下行模式(B)下，使用所述可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的第l个阻抗值在所述第一比较器信号(SCOM1)的第二数量K个脉冲中的第k个脉冲处产生的第一下行时间信号(SD1DO)的值。

6.根据权利要求1至5中的一项所述的超声波流量计，其中，所述信号发生器(16)被配置成产生具有第三数量N个脉冲的方波信号(SOUT)。

7.根据权利要求1至6中的一项所述的超声波流量计，其中，所述信号评估电路(20)至少包括将所述信号输入端(21)耦合到所述时间至数字转换器(22)的至少第二输入端(55，56)的第二比较器(51，52)。

8.根据权利要求1至7中的一项所述的超声波流量计，其中，所述信号评估电路(20)包括第四数量M个比较器(23，51，52)，

其中，所述控制电路(32)被配置成确定时间差(DIFTOF)和第一数量L个可能阻抗值中的第l个阻抗值，在所述第l个阻抗值处，以下总和f(l)获得最小值：

其中，TOF_k_Cm_l_UP是在所述上行模式(A)下，使用所述可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的第l个阻抗值在第m个比较器信号(SCOM1-SCOM3)的第二数量K个脉冲中的第k个脉冲处产生的第一上行时间信号(SD1UP)的值，并且

其中，TOF_k_Cm_l_DOWN是在所述下行模式(B)下，使用所述可变阻抗的第一数量L个阻抗值中的第l个阻抗值在第m个比较器信号(SCOM1-SCOM3)的第二数量K个脉冲中的第k个脉冲处产生的第一下行时间信号(SD1DO)的值。

9.根据权利要求1至8中的一项所述的超声波流量计，其中，所述第一阻抗电路(41)和所述第二阻抗电路(42)之一有具有由所述控制电路(32)设置的阻抗值的可变阻抗，并且所述第一阻抗电路(41)和所述第二阻抗电路(42)中的另一者没有具有可变阻抗值的阻抗，或者

其中，所述第一阻抗电路(41)包括具有由所述控制电路(32)设置的阻抗值的可变阻抗，并且所述第二阻抗电路(42)包括具有由所述控制电路(32)设置的另一阻抗值的另一可变阻抗。

10.根据权利要求1至9中的一项所述的超声波流量计，其中，所述第一阻抗电路(41)包括第一电容器(45)，所述第一电容器(45)具有连接到所述第一换能器(11)的第一端子的第一电极和连接到所述第一换能器(11)的第二端子的第二电极，并且

其中，所述第二阻抗电路(42)包括第二电容器(46)，所述第二电容器(46)具有连接到所述第二换能器(12)的第一端子的第一电极和连接到所述第二换能器(12)的第二端子的第二电极。

11.根据权利要求1至10中的一项所述的超声波流量计，其中，所述第一换能器(11)是上行换能器，并且所述第二换能器(12)是下行换能器。

12.根据权利要求1至11中的一项所述的超声波流量计，其中，所述超声波流量计(10)包括开关电路(35)，并且

其中，所述信号输出端(17)和所述信号输入端(21)通过所述开关电路(35)耦合到所述第一端子(13)和所述第二端子(14)。

13.一种超声波流量计量的方法，包括：

-通过将信号发生器(16)的信号输出端(17)和信号评估电路(20)的信号输入端(21)耦合到第一端子(13)和第二端子(14)来以上行模式(A)和下行模式(B)操作超声波流量计(10)，

-控制电路(32)根据所述时间至数字转换器(22)在上行模式(A)下产生的第一上行时间信号(SD1UP)和所述时间至数字转换器(22)在下行模式(B)下产生的第一下行时间信号(SD1DO)来设置可变阻抗的阻抗值，

其中，第一阻抗电路(41)和第二阻抗电路(42)包括可变阻抗，

其中，所述第一端子(13)经由所述第一阻抗电路(41)耦合到第一换能器(11)，并且所述第二端子(14)经由所述第二阻抗电路(42)耦合到第二换能器(12)，

其中，所述信号评估电路(20)包括所述时间至数字转换器(22)和第一比较器(23)，所述第一比较器(23)将所述信号输入端(21)耦合到所述时间至数字转换器(22)的第一输入端(26)。

14.根据权利要求13所述的方法，

其中，在所述上行模式(A)下，开关电路(35)将所述信号发生器(16)的所述信号输出端(17)耦合到所述第一端子(13)并且将所述信号评估电路(20)的所述信号输入端(21)耦合到所述第二端子(14)，并且

其中，在所述下行模式(B)下，所述开关电路(35)将所述信号发生器(16)的所述信号输出端(17)耦合到所述第二端子(14)并且将所述信号评估电路(20)的所述信号输入端(21)耦合到所述第一端子(13)。

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