CN115296548B - 一种超高频双向dc-dc变换器 - Google Patents

一种超高频双向dc-dc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种超高频双向DC‑DC变换器，包括双向DC‑DC变换主电路、第一调节电路、第二调节电路、第一PWM电路、第二PWM电路、数字控制器和辅助电源电路，双向DC‑DC变换主电路，用于完成直流‑直流的双向功率变换；第一调节电路用于完成正向DC‑DC变换控制时的信号调理；第一PWM电路用于完成正向DC‑DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成；第二调节电路用于完成反向DC‑DC变换控制时的信号调理；第二PWM电路用于完成反向DC‑DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成。本发明提供的超高频双向DC‑DC变换器，体积小、功率密度高；控制精度高、制作成本低；开关损耗小，变换器效率高。

Description

一种超高频双向DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及直流电能双向流动技术领域，尤其公开了一种超高频双向DC-DC变换器。
背景技术
DC-DC（Directed Current-Directed Current，直流电转换为直流电）变换器实现直流到不同电压等级、不同电流等级、或同等级隔离直流的变换。两个反向并联的单向DC-DC变换器可实现双向DC-DC变换，但变换器效率、体积、成本、控制复杂度等均不理想。
现有技术存在的不足：
1、传统DC-DC变换器只能实现单向变换，当用两套传统DC-DC变换器实现双向DC-DC变换功能时，系统所用元器件数量多，特别是功率器件多，导致成本高、体积大；
2、传统DC-DC变换器工作频率较低，需要的感性器件和容性器件的容量大，导致设备体积大，变换器功率密度不高；
3、传统DC-DC变换器的工作频率较低，感性器件参数较大，逐周期储能量较大，能量控制粒度不够精细，变换器输出精度难以提高，且动态电路的时间常数大，达到较高控制指标时的控制算法复杂；
4、传统DC-DC变换器由于开关周期较大，软开关精确实现难度大，功率开关管的开关损耗大。
因此，现有DC-DC变换器存在的上述缺陷，是一件亟待解决的技术问题。
发明内容
本发明提供了一种超高频双向DC-DC变换器，旨在解决现有DC-DC变换器存在的上述缺陷。
本发明涉及一种超高频双向DC-DC变换器，包括双向DC-DC变换主电路、第一调节电路、第二调节电路、第一PWM电路、第二PWM电路、数字控制器和辅助电源电路，其中，
双向DC-DC变换主电路，用于完成直流-直流的双向功率变换；
第一调节电路，分别与双向DC-DC变换主电路和第一PWM电路电连接，用于完成正向DC-DC变换控制时的信号调理；
第一PWM电路，分别与双向DC-DC变换主电路和第一调节电路电连接，用于完成正向DC-DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成；
第二调节电路，分别与双向DC-DC变换主电路和第二PWM电路电连接，用于完成反向DC-DC变换控制时的信号调理；
第二PWM电路，分别与双向DC-DC变换主电路和第二调节电路电连接，用于完成反向DC-DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成；
数字控制器，分别与双向DC-DC变换主电路、第一调节电路、第二调节电路、第一PWM电路、第二PWM电路和辅助电源电路电连接，用于作为双向DC-DC变换器的综合控制单元，控制辅助电源电路产生双向DC-DC变换器各组成模块电路所需要的工作电源。
进一步地，双向DC-DC变换主电路包括主功率变换电路、辅助功率变换电路、第一端口和第二端口，主功率变换电路分别与第一端口和第二端口电连接，用于实现第一端口和第二端口的双向DC-DC变换；
辅助功率变换电路，分别与第一端口关联测控电路和第二端口关联测控电路电连接，用于分别形成第一辅助电源和第二辅助电源，为第一端口关联测控电路和第二端口关联测控电路提供工作电源。
进一步地，主功率变换电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一整流滤波电路、第二整流滤波电路、第三整流滤波电路、第四整流滤波电路、第一缓冲电路、第二缓冲电路、第三缓冲电路、第四缓冲电路、变压器的第一绕组、变压器的第二绕组、变压器的第三绕组和变压器的第四绕组，变压器的第一绕组通过第一整流滤波电路和第一缓冲电路后与第一开关管电连接，变压器的第二绕组通过第二整流滤波电路和第二缓冲电路后与第二开关管电连接；变压器的第三绕组通过第三整流滤波电路和第三缓冲电路后与第三开关管电连接，变压器的第四绕组通过第四整流滤波电路和第四缓冲电路后与第四开关管电连接；
当双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，第三开关管和第四开关管关断、第一开关管和第二开关管工作，将第一端口作为直流输入端口，第二端口作为直流输出端口，第一开关管和第二开关管轮流导通和关断；当第一开关管导通、第二开关管关断时，变压器的第一绕组中有电流流过，变压器的第三绕组产生感应电动势，且变压器的第三绕组产生的感应电动势经过第三整流滤波电路的整流滤波后向第二端口输出直流；当第一开关管关断、第二开关管导通时，变压器的第二绕组中有电流流过，变压器的第四绕组产生感应电动势，且变压器的第四绕组产生的感应电动势经过第四整流滤波电路的整流滤波后向第二端口输出直流；
当双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，第一开关管和第二开头管关断、第三开关管和第四开关管工作，将第二端口作为直流输入端口，第一端口作为直流输出端口，第三开关管和第四开关管轮流导通和关断；当第三开关管导通、第四开关管关断时，变压器的第三绕组中有电流流过，变压器的第一绕组产生感应电动势，且变压器的第一绕组产生的感应电动势经过第一整流滤波电路的整流滤波后向第一端口输出直流；当第三开关管关断、第四开关管导通时，变压器的第四绕组中有电流流过，变压器的第二绕组产生感应电动势，且变压器的第二绕组产生的感应电动势经过第二整流滤波电路的整流滤波后向第一端口输出直流。
进一步地，辅助功率变换电路包括第一充电电路、第二充电电路、第一整流稳压电路、第二整流稳压电路、变压器的第五绕组和变压器的第六绕组，变压器的第五绕组通过第一充电电路与第一整流稳压电路电连接，变压器的第六绕组通过第二充电电路与第二整流稳压电路电连接；
当双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，第一端口的端口电压经第一充电电路充电后，为正向变换测控电路提供正向启动时的工作电源，启动双向DC-DC变换器正向变换工作，双向DC-DC变换器正向启动后，变压器的第五绕组和变压器的第六绕组分别产生感应电动势，变压器的第五绕组产生的感应电动势经第一整流稳压电路的整流稳压后形成第一工作电源，变压器的第六绕组产生的感应电动势经第二整流稳压电路的整流稳压后形成第二工作电源；
当双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，第二端口的端口电压经第二充电电路充电后，为反向变换测控电路提供反向启动时的工作电源，启动双向DC-DC变换器反向变换工作，双向DC-DC变换器反向启动后，变压器的第五绕组和变压器的第六绕组分别产生感应电动势，变压器的第五绕组产生的感应电动势经第一整流稳压电路的整流稳压后形成第一工作电源，变压器的第六绕组产生的感应电动势经第二整流稳压电路的整流稳压后形成第二工作电源。
进一步地，第一调节电路包括第一检测电路、第一比较电路和第一PWM脉冲调整电路，其中，
第一检测电路与双向DC-DC变换主电路电连接，用于当双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，对双向DC-DC变换主电路第一端口的电压、电流和温度进行检测和处理；
第一比较电路与第一检测电路电连接，用于将第一检测电路检测到的检测值与设定阈值进行比较；
第一PWM脉冲调整电路与第一比较电路电连接，用于根据第一比较电路的比较结果，形成用于调节第一端口的PWM脉冲宽度调节综合控制信号，动态调整PWM脉冲的宽度。
进一步地，第二调节电路包括第二检测电路、第二比较电路和第二PWM脉冲调整电路，其中，
第二检测电路与双向DC-DC变换主电路电连接，用于当双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，对双向DC-DC变换主电路第二端口的电压、电流和温度进行检测和处理；
第二比较电路与第二检测电路电连接，用于将第二检测电路检测到的检测值与设定阈值进行比较；
第二PWM脉冲调整电路与第二比较电路电连接，用于根据第二比较电路的比较结果，形成用于调节第二端口的PWM脉冲宽度调节综合控制信号，动态调整PWM脉冲的宽度。
进一步地，第一PWM电路包括第一振荡器、第一比较器、第二比较器、第一脉冲输出电路和第二脉冲输出电路，其中，
第一振荡器，用于当双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，产生第一超高频脉冲信号；
第一比较器与第一振荡器电连接，用于将第一振荡器产生的第一超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第二超高频频脉冲信号，经第一驱动芯片的驱动后形成第一输出脉冲；
第二比较器与第一振荡器电连接，用于将第一振荡器产生的第一超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第三超高频频脉冲信号，经第二驱动芯片的驱动后形成第二输出脉冲；
第一脉冲输出电路与第一比较器电连接，用于输出第一比较器形成的第一输出脉冲；
第二脉冲输出电路与第二比较器电连接，用于输出第二比较器形成的第二输出脉冲。
进一步地，第二PWM电路包括第二振荡器、第三比较器、第四比较器、第三脉冲输出电路和第四脉冲输出电路，其中，
第二振荡器，用于当双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，产生第四超高频脉冲信号；
第三比较器与第二振荡器电连接，用于将二振荡器产生的第四超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第五超高频频脉冲信号，经第三驱动芯片的驱动后形成第三输出脉冲；
第四比较器与第二振荡器电连接，用于将第二振荡器产生的第四超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第六超高频频脉冲信号，经第四驱动芯片的驱动后形成第四输出脉冲；
第三脉冲输出电路与第三比较器电连接，用于输出第三比较器形成的第三输出脉冲；
第四脉冲输出电路与第四比较器电连接，用于输出第四比较器形成的第四输出脉冲。
进一步地，数字控制器包括第一开关、第二开关和控制器，控制器分别与第一开关和第二开关电连接，用于通过设置第一开关和第二开关的开关状态来控制双向DC-DC变换器的变换方向，当第一开关断开、第二开关闭合时控制双向DC-DC变换器工作在正向变换状态；当第一开关闭合、第二开关断开时控制双向DC-DC变换器工作在反向变换状态；当第一开关闭合、第二开关闭合时控制双向DC-DC变换器停止工作；当第一开关断开、第二开关断开时控制双向DC-DC变换器工作在双向变换状态。
进一步地，数字控制器还包括过压保护电路、过流保护电路和过温保护电路，控制器分别与过压保护电路、过流保护电路和过温保护电路电连接。
本发明所取得的有益效果为：
本发明提供一种超高频双向DC-DC变换器，采用双向DC-DC变换主电路、第一调节电路、第二调节电路、第一PWM电路、第二PWM电路、数字控制器和辅助电源电路，双向DC-DC变换主电路，用于完成直流-直流的双向功率变换；第一调节电路用于完成正向DC-DC变换控制时的信号调理；第一PWM电路用于完成正向DC-DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成；第二调节电路用于完成反向DC-DC变换控制时的信号调理；第二PWM电路用于完成反向DC-DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成；数字控制器用于作为双向DC-DC变换器的综合控制单元，控制辅助电源电路产生双向DC-DC变换器各组成模块电路所需要的工作电源。
本发明提供的超高频双向DC-DC变换器，与传统DC-DC变换器相比，该超高频双向DC-DC变换器具有以下有益之处：
1、工作在超高频状态，所需感性器件和容性器件的参数小，体积小，故整个变换器体积小、功率密度高。
2、工作在超高频状态，感性器件的单周期储能能量小，控制粒度精细，故系统控制精度高。
3、工作在超高频状态，感性和容性器件参数小，系统动态时间常数小，控制算法简化，可用滑模控制方式，控制实时性易满足，可降低系统实现成本。
4、双向DC-DC变换电路高度融合，部分元器件复用，元器件用量少，尤其是功率器件用量少，变换器成本和体积降低。
5、可实现双向DC-DC变换，扩大了DC-DC变换器的应用领域。
6、在开关管由导通状态切换到关断状态时，由于缓冲电路中电容的作用，状态切换时开关管两端的瞬时电压低，开关损耗小；在开关管由关断状态切换到导通状态时，由于串联电感的作用，流过开关管的瞬时电流小，开关损耗小。故总的开关损耗小，变换器效率高。
7、控制脉冲采用振荡器产生且可调节，当开关管开关速度水平提高后，便于产品无缝升级。
8、变换器采用基础控制和综合控制的分级控制模式，便于针对不同的应用场景在数字控制器中通过软件实现个性化要求，以及提高变换器的智能性，便于进一步增大变换器的适用性和适用范围。
9、变换器在正向变换或反向变换时变压器均有两个电流方向相反的主绕组交错工作，与单端正激或反激变换器相比，变压器中直流成分极低，可传输功率大，与桥式变换器相比，不仅减少了功率管数量，而且避免了直通风险。
附图说明
图1为本发明提供的高频双向DC-DC变换器一实施例的功能框图；
图2为图1中所示的双向DC-DC变换主电路和辅助电源电路一实施例的电路原理示意图；
图3为图1中所示的双向DC-DC变换主电路一实施例的电路原理示意图；
图4为图1中所示的双向DC-DC变换主电路正向变换时一实施例的电路原理示意图；
图5为图1中所示的双向DC-DC变换主电路反向变换时一实施例的电路原理示意图；
图6为图1中所示的辅助电源电路一实施例的电路原理示意图；
图7为图1中所示的第一调节电路一实施例的电路原理示意图；
图8为图1中所示的第二调节电路一实施例的电路原理示意图；
图9为图1中所示的第一PWM电路一实施例的电路原理示意图；
图10为图1中所示的第二PWM电路一实施例的电路原理示意图。
附图标号说明：
10、双向DC-DC变换主电路；20、第一调节电路；30、第二调节电路；40、第一PWM电路；50、第二PWM电路；60、数字控制器；70、辅助电源电路。
具体实施方式
为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案做详细的说明。
如图1所示，本发明第一实施例提出一种超高频双向DC-DC变换器，包括双向DC-DC变换主电路10、第一调节电路20、第二调节电路30、第一PWM电路40、第二PWM电路50、数字控制器60和辅助电源电路70，其中，双向DC-DC变换主电路10，用于完成直流-直流的双向功率变换；第一调节电路20分别与双向DC-DC变换主电路10和第一PWM电路40电连接，用于完成正向DC-DC变换控制时的信号调理；第一PWM电路40分别与双向DC-DC变换主电路10和第一调节电路20电连接，用于完成正向DC-DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成；第二调节电路30分别与双向DC-DC变换主电路10和第二PWM电路50电连接，用于完成反向DC-DC变换控制时的信号调理；第二PWM电路50分别与双向DC-DC变换主电路10和第二调节电路30电连接，用于完成反向DC-DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成；数字控制器60分别与双向DC-DC变换主电路10、第一调节电路20、第二调节电路30、第一PWM电路40、第二PWM电路50和辅助电源电路70电连接，用于作为双向DC-DC变换器的综合控制单元，控制辅助电源电路70产生双向DC-DC变换器各组成模块电路所需要的工作电源。在本实施例中，双向DC-DC变换主电路10、第一调节电路20、第二调节电路30、第一PWM电路40、第二PWM电路50、数字控制器60和辅助电源电路70可采用现有的功能模块。在本实施例中，超高频脉冲的频率范围为500kHz~10MHz。
在上述结构中，请见图1至图10，本实施例提出的超高频双向DC-DC变换器，双向DC-DC变换主电路10包括主功率变换电路、辅助功率变换电路、第一端口和第二端口，主功率变换电路分别与第一端口和第二端口电连接，用于实现第一端口和第二端口的双向DC-DC变换；辅助功率变换电路分别与第一端口关联测控电路和第二端口关联测控电路电连接，用于分别形成第一辅助电源和第二辅助电源，为第一端口关联测控电路和第二端口关联测控电路提供工作电源。主功率变换电路包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第一整流滤波电路、第二整流滤波电路、第三整流滤波电路、第四整流滤波电路、第一缓冲电路、第二缓冲电路、第三缓冲电路、第四缓冲电路、变压器T1的第一绕组、变压器T1的第二绕组、变压器T1的第三绕组和变压器T1的第四绕组，变压器T1的第一绕组通过第一整流滤波电路和第一缓冲电路后与第一开关管Q1电连接，变压器T1的第二绕组通过第二整流滤波电路和第二缓冲电路后与第二开关管Q2电连接；变压器T1的第三绕组通过第三整流滤波电路和第三缓冲电路后与第三开关管Q3电连接，变压器T1的第四绕组通过第四整流滤波电路和第四缓冲电路后与第四开关管Q4电连接。
当双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，第三开关管Q3和第四开关管Q4关断、第一开关管Q1和第二开关管Q2工作，将第一端口作为直流输入端口，第二端口作为直流输出端口，第一开关管Q1和第二开关管Q2轮流导通和关断；当第一开关管Q1导通、第二开关管Q2关断时，变压器T1的第一绕组中有电流流过，变压器T1的第三绕组产生感应电动势，且变压器T1的第三绕组产生的感应电动势经过第三整流滤波电路的整流滤波后向第二端口输出直流；当第一开关管Q1关断、第二开关管Q2导通时，变压器T1的第二绕组中有电流流过，变压器T1的第四绕组产生感应电动势，且变压器T1的第四绕组产生的感应电动势经过第四整流滤波电路的整流滤波后向第二端口输出直流。
当双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，第一开关管Q1和第二开头管Q2关断、第三开关管Q3和第四开关管Q4工作，将第二端口作为直流输入端口，第一端口作为直流输出端口，第三开关管Q3和第四开关管Q4轮流导通和关断；当第三开关管Q3导通、第四开关管Q4关断时，变压器T1的第三绕组中有电流流过，变压器T1的第一绕组产生感应电动势，且变压器T1的第一绕组产生的感应电动势经过第一整流滤波电路的整流滤波后向第一端口输出直流；当第三开关管关断Q3、第四开关管Q4导通时，变压器T1的第四绕组中有电流流过，变压器T1的第二绕组产生感应电动势，且变压器T1的第二绕组产生的感应电动势经过第二整流滤波电路的整流滤波后向第一端口输出直流。
进一步地，参见图1至图10，本实施例提出的超高频双向DC-DC变换器，辅助功率变换电路包括第一充电电路、第二充电电路、第一整流稳压电路、第二整流稳压电路、变压器T1的第五绕组和变压器T1的第六绕组，变压器T1的第五绕组通过第一充电电路与第一整流稳压电路电连接，变压器T1的第六绕组通过第二充电电路与第二整流稳压电路电连接。
当双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，第一端口的端口电压经第一充电电路充电后，为正向变换测控电路提供正向启动时的工作电源，启动双向DC-DC变换器正向变换工作，双向DC-DC变换器正向启动后，变压器的第五绕组和变压器的第六绕组分别产生感应电动势，变压器T1的第五绕组产生的感应电动势经第一整流稳压电路的整流稳压后形成第一工作电源，变压器T1的第六绕组产生的感应电动势经第二整流稳压电路的整流稳压后形成第二工作电源。
当双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，第二端口的端口电压经第二充电电路充电后，为反向变换测控电路提供反向启动时的工作电源，启动双向DC-DC变换器反向变换工作，双向DC-DC变换器反向启动后，变压器T1的第五绕组和变压器T1的第六绕组分别产生感应电动势，变压器T1的第五绕组产生的感应电动势经第一整流稳压电路的整流稳压后形成第一工作电源，变压器T1的第六绕组产生的感应电动势经第二整流稳压电路的整流稳压后形成第二工作电源。
优选地，请见图1至图10，本实施例提出的超高频双向DC-DC变换器，第一调节电路20包括第一检测电路、第一比较电路和第一PWM脉冲调整电路，其中，第一检测电路与双向DC-DC变换主电路10电连接，用于当双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，对双向DC-DC变换主电路10第一端口的电压、电流和温度进行检测和处理；第一比较电路与第一检测电路电连接，用于将第一检测电路检测到的检测值与设定阈值进行比较；第一PWM脉冲调整电路与第一比较电路电连接，用于根据第一比较电路的比较结果，形成用于调节第一端口的PWM脉冲宽度调节综合控制信号，动态调整PWM脉冲的宽度。第二调节电路30包括第二检测电路、第二比较电路和第二PWM脉冲调整电路，其中，第二检测电路与双向DC-DC变换主电路10电连接，用于当双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，对双向DC-DC变换主电路10第二端口的电压、电流和温度进行检测和处理；第二比较电路与第二检测电路电连接，用于将第二检测电路检测到的检测值与设定阈值进行比较；第二PWM脉冲调整电路与第二比较电路电连接，用于根据第二比较电路的比较结果，形成用于调节第二端口的PWM脉冲宽度调节综合控制信号，动态调整PWM脉冲的宽度。
进一步地，参见图1至图10，本实施例提出的超高频双向DC-DC变换器，第一PWM电路40包括第一振荡器、第一比较器、第二比较器、第一脉冲输出电路和第二脉冲输出电路，其中，第一振荡器，用于当双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，产生第一超高频脉冲信号；第一比较器与第一振荡器电连接，用于将第一振荡器产生的第一超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第二超高频频脉冲信号，经第一驱动芯片的驱动后形成第一输出脉冲；第二比较器与第一振荡器电连接，用于将第一振荡器产生的第一超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第三超高频频脉冲信号，经第二驱动芯片的驱动后形成第二输出脉冲；第一脉冲输出电路与第一比较器电连接，用于输出第一比较器形成的第一输出脉冲；第二脉冲输出电路与第二比较器电连接，用于输出第二比较器形成的第二输出脉冲。第二PWM电路50包括第二振荡器、第三比较器、第四比较器、第三脉冲输出电路和第四脉冲输出电路，其中，第二振荡器，用于当双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，产生第四超高频脉冲信号；第三比较器与第二振荡器电连接，用于将二振荡器产生的第四超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第五超高频频脉冲信号，经第三驱动芯片的驱动后形成第三输出脉冲；第四比较器与第二振荡器电连接，用于将第二振荡器产生的第四超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第六超高频频脉冲信号，经第四驱动芯片的驱动后形成第四输出脉冲；第三脉冲输出电路与第三比较器电连接，用于输出第三比较器形成的第三输出脉冲；第四脉冲输出电路与第四比较器电连接，用于输出第四比较器形成的第四输出脉冲。
优选地，请见图1至图10，本实施例提出的超高频双向DC-DC变换器，数字控制器60包括第一开关K1、第二开关K2和控制器，控制器分别与第一开关K1和第二开关K2电连接，用于通过设置第一开关K1和第二开关K2的开关状态来控制双向DC-DC变换器的变换方向，当第一开关K1断开、第二开关K2闭合时控制双向DC-DC变换器工作在正向变换状态；当第一开关K1闭合、第二开关K2断开时控制双向DC-DC变换器工作在反向变换状态；当第一开关K1闭合、第二开关K2闭合时控制双向DC-DC变换器停止工作；当第一开关K1断开、第二开关K2断开时控制双向DC-DC变换器工作在双向变换状态。数字控制器60还包括过压保护电路、过流保护电路和过温保护电路，控制器分别与过压保护电路、过流保护电路和过温保护电路电连接，用于对双向DC-DC变换器进行过压保护、过流保护和过温保护。
如图1至图10所示，本实施例提出的超高频双向DC-DC变换器，其工作原理为：
（一）超高频双向DC-DC变换器组成
超高频双向DC-DC变换器组成框图如图1所示，由双向DC-DC变换主电路10、第一调节电路20、第二调节电路30、第一PWM电路40、第二PWM电路50、数字控制器60以及辅助电源电路70组成。对外有两对输入/输出端子：第一端口（V1—GND1）以及第二端口（V2—GND2），正向DC-DC变换时，V1—GND1为直流输入端子，V2—GND2为直流输出端子；反向DC-DC变换时，V2—GND2为直流输入端子，V1—GND1为直流输出端子。双向DC-DC变换主电路10完成直流-直流的双向功率变换，第一调节电路20完成正向DC-DC变换控制时的信号调理，第一PWM电路40完成正向DC-DC变换时的PWM（Pulse width modulation，脉冲宽度调制）控制超高频脉冲的形成，第二调节电路30完成反向DC-DC变换控制时的信号调理，第二PWM电路50完成反向DC-DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成，数字控制器作为双向DC-DC变换器的综合控制单元，辅助电源产生双向DC-DC变换器各组成模块电路所需要的工作电源。
在图1所示的双向DC-DC变换器组成框图中，各组成模块间的信号说明如下：
V1：为正向DC-DC变换时的直流输入“+”端，反向DC-DC变换时的直流输出“+”端。
GND1：为正向DC-DC变换时的直流输入“-”端，反向DC-DC变换时的直流输出“-”端，也是与双向DC-DC变换器第一端口关联的电压参考端。
V2：为正向DC-DC变换时的直流输出“+”端，反向DC-DC变换时的直流输入“+”端。
GND2：为正向DC-DC变换时的直流输出“-”端，反向DC-DC变换时的直流输入“-”端，也是与双向DC-DC变换器第二端口关联的电压参考端。
VCC1：为辅助电源电路70供给数字控制器60、第一调节电路20、第一PWM电路40的工作电源。
VCC2：为辅助电源电路70供给数字控制器60、第二调节电路30、第二PWM电路50的工作电源。
U1F：为DC-DC变换器第一端口的电压采样信号，由主电路输送至第一调节电路20和数字控制器60，并由第一调节电路20转送至第二调节电路30。
I1F0：为DC-DC变换器第一端口的电流采样信号，由主电路输送至第一调节电路20和数字控制器。
T1K：为DC-DC变换器第一端口的温度开关信号，由主电路输送至第一调节电路20和数字控制器60，并由第一调节电路20转送至第一PWM电路40。
U2F：为DC-DC变换器第二端口的电压采样信号，由主电路输送至第二调节电路30和数字控制器60，并由第二调节电路30转送至第一调节电路20。
I2F0：为DC-DC变换器第二端口的电流采样信号，由主电路输送至第二调节电路30和数字控制器60。
T2K：为DC-DC变换器第二端口的温度开关信号，由主电路输送至第二调节电路30和数字控制器60，并由第二调节电路30转送至第二PWM电路50。
I1F：为DC-DC变换器第一端口的电流采样信号I1F0经调理后的信号，并转送至第二调节电路30。
I2F：为DC-DC变换器第二端口的电流采样信号I2F0经调理后的信号，并转送至第一调节电路20。
Z1K：为数字控制器给第一调节电路20的控制信号，并由第一调节电路20转送至第一PWM电路40。
Z2K：为数字控制器给第二调节电路30的控制信号，并由第二调节电路30转送至第二PWM电路50。
U2K：为控制变换器第二端口输出电压的控制信号，由第一调节电路20给第一PWM电路40。
I2K：为控制变换器第二端口输出电流的控制信号，由第一调节电路20给第一PWM电路40。
I1PK：为控制变换器第一端口的峰值电流的控制信号，由第一调节电路20给第一PWM电路40。
U1K：为控制变换器第一端口输出电压的控制信号，由第二调节电路30给第二PWM电路50。
I1K：为控制变换器第一端口输出电流的控制信号，由第二调节电路30给第二PWM电路50。
I2PK：为控制变换器第二端口的峰值电流的控制信号，由第二调节电路30给第二PWM电路50。
P1、P2：为第一PWM电路40给主电路第一端口功率变换电路的控制脉冲信号，分别控制第一开关管Q1和第二开关管Q2。
P3、P4：为第二PWM电路50给主电路第二端口功率变换电路的控制脉冲信号，分别控制第三开关管Q3和第四开关管Q4。
（二）双向DC-DC变换器功率变换方案
双向DC-DC功率变换电路如图2所示，为变压器隔离型变换电路，包含主功率变换电路和辅助功率变换电路。与变压器T1的第一绕组1-2、第二绕组3-4、第四绕组9-10、第三绕组11-12相关的电路为主功率变换电路，实现第一端口和第二端口间的双向DC-DC变换。与变压器T1的第五绕组5-6、第六绕组7-8相关联的电路为辅助功率变换电路，分别形成第一辅助电源VCC1和第二辅助电源VCC2，为双向DC-DC变换器的测控电路提供工作电源。
（三）双向DC-DC变换器主功率变换电路工作原理
双向DC-DC变换器主功率变换电路如图3所示，主要由开关管Q1~Q4、整流管D1~D4、滤波电感L1~L4、滤波电容E3~E4、缓冲电路C1-D5、缓冲电路C2-D6、缓冲电路C3-D7、缓冲电路C4-D8以及变压器T1等构成，其中，二极管D5~D8根据变换器实际工作频率的高低选用相应等效结电容和反向漏电流值的器件。GND1为第一端口关联电路的参考地，V1为第一端口直流电压，U1F为第一端口电压的采样，I1F0为第一端口电流的采样，P1、P2分别为给第一开关管Q1、第二开关管Q2的控制脉冲。GND2为第二端口关联电路的参考地，V2为第二端口直流电压，U2F为第二端口电压的采样，I2F0为第二端口电流的采样，P3、P4分别为给第三开关管Q3、第四开关管Q4的控制脉冲。
双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，第三开关管Q3、第四开关管Q4关断，第一开关管Q1、第二开关管Q2工作，第一端口为直流输入端口，第二端口为直流输出端口，此时主功率变换电路的有效电路如图4所示，工作时第一开关管Q1和第二开关管Q2轮流导通和关断。第一开关管Q1导通、第二开关管Q2关断时，第一绕组1-2中有电流流过，第三绕组11-12产生感应电动势且使整流管D3正向导通，第三绕组11-12的感应电动势经二极管D3整流、LC滤波后向第二端口输出直流；第二开关管Q2导通、第一开关管Q1关断时，第二绕组3-4中有电流流过，第四绕组9-10产生感应电动势且使整流管D4正向导通，第四绕组9-10的感应电动势经二极管DC整流、LC滤波后向第二端口输出直流。
双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，第一开关管Q1、第二开关管Q2关断，第三开关管Q3、开关管Q4工作，第二端口为直流输入端口，第一端口为直流输出端口，此时主功率变换电路的有效电路如图5所示，工作时第三开关管Q3和第四开关管Q4轮流导通和关断。第三开关管Q3导通、第四开关管Q4关断时，第三绕组11-12中有电流流过，第一绕组1-2产生感应电动势且使整流管D1正向导通，第一绕组1-2的感应电动势经二极管D1整流、LC滤波后向第一端口输出直流；第四开关管Q4导通、第三开关管Q3关断时，第四绕组9-10中有电流流过，第二绕组3-4产生感应电动势且使整流管D2正向导通，第二绕组3-4的感应电动势经二极管D2整流、LC滤波后向第一端口输出直流。
（四）双向DC-DC变换器辅助电源工作原理
双向DC-DC变换器的辅助电源电路如图6所示，产生两路电气隔离的第一辅助电源VCC1和第二辅助电源VCC2分别给第一端口关联测控电路和第二端口关联测控电路提供工作电源。双向DC-DC变换器正向变换启动时，由第一端口电压V1经并联电阻R1//R2给电解电容器E1充电后为正向变换测控电路提供正向启动时的工作电源，启动DC-DC变换器正向变换工作，DC-DC启动后绕组第五绕组5-6、第六绕组7-8产生感应电动势，第五绕组5-6绕组的感应电动势经D9整流、Z1稳压后形成第一辅助电源VCC1；第六绕组7-8绕组的感应电动势经D10整流、Z2稳压后形成第二辅助电源VCC2。双向DC-DC变换器反向变换启动时，由第二端口电压V2经并联电阻R3//R4给电解电容器E2充电后为反向变换测控电路提供反向启动时的工作电源，启动DC-DC变换器反向变换工作，DC-DC启动后绕组第五绕组5-6、第六绕组7-8产生感应电动势，第五绕组5-6的感应电动势经D9整流、Z1稳压后形成第一辅助电源VCC1；第六绕组7-8的感应电动势经D10整流、Z2稳压后形成第二辅助电源VCC2。
（五）双向DC-DC变换器调节电路工作原理
调节电路对双向DC-DC变换器的功率变换主电路的电压、电流、温度等进行检测和处理，并与设定阈值进行比较，根据比较结果动态调整PWM脉冲的宽度。
双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，如图7所示的第一调节电路20起作用。第一调节电路20中，第一辅助电源VCC1经稳压器Z3稳压，再经RW1、RW2、RW3分压后分别形成输入峰值电流保护给定值I1PG、输出电流I2的过流保护给定值I2G、输出电压V2的稳压给定值U2G；第一端口电流采样值I1F0分别经U3A、U3B放大后形成峰值电流保护用的峰值电流值I1PEAK（正向变换时）以及输出电流保护用的输出电流I1F（反向变换时）。正向变换时的输出电压采样值U2F与给定值U2G比较，形成PWM脉冲宽度调节信号U2K；正向变换时的输出电流采样值I2F与给定值I2G比较，形成PWM脉冲宽度调节信号I2K；正向变换时的输入电流采样值I1PEAK与给定值I1PG比较，形成PWM脉冲宽度调节信号I1PK；第一端口温度开关输出PWM脉冲宽度调节信号T1K；手动开关K1与来自数字控制器的控制信号线与，形成PWM脉冲宽度调节综合控制信号Z1K。脉冲宽度调节信号I2K、U2K、Z1K、I1PK、T1K送至正向变换时起作用的脉冲形成电路第一PWM电路40。
双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，如图8所示的第二调节电路30起作用。第二调节电路30中，第二辅助电源VCC2经稳压器Z4稳压，再经RW4、RW5、RW6分压后分别形成输入峰值电流保护给定值I2PG、输出电流I1的过流保护给定值I1G、输出电压V1的稳压给定值U1G；第二端口电流采样值I2F0分别经U6A、U6B放大后形成峰值电流保护用的峰值电流值I2PEAK（正向变换时）以及输出电流保护用的输出电流I2F（反向变换时）。反向变换时的输出电压采样值U1F与给定值U1G比较，形成PWM脉冲宽度调节信号U1K；反向变换时的输出电流采样值I1F与给定值I1G比较，形成PWM脉冲宽度调节信号I1K；反向变换时的输入电流采样值I2PEAK与给定值I2PG比较，形成PWM脉冲宽度调节信号I2PK；第二端口温度开关输出PWM脉冲宽度调节信号T2K；手动开关K2与来自数字控制器的控制信号线与，形成PWM脉冲宽度调节综合控制信号Z2K。脉冲宽度调节信号I1K、U1K、Z2K、I2PK、T2K送至反向变换时起作用的脉冲形成电路第二PWM电路50。
（六）双向DC-DC变换器PWM电路工作原理
PWM电路给双向DC-DC变换器的功率变换主电路提供宽度动态可调的控制脉冲，其中第一PWM电路40在双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时起作用，第二PWM电路50在双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时起作用。
当双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，如图9所示的第一PWM电路40起作用。在第一PWM电路40中，由U7组成的振荡器产生占空比为50%的超高频脉冲信号，分别送至比较器U8A和U8B。送至U8A的高频脉冲信号经脉冲宽度调节信号Z1K、I2K、U2K、I1PK、T1K调节后，形成脉冲宽度根据实际工况变化的超高频脉冲信号P10，经驱动芯片U10后形成输出脉冲P1，送至功率变换主电路以动态控制第一开关管Q1的导通/关断；送至U8B的高频脉冲信号经脉冲宽度调节信号Z1K、I2K、U2K、I1PK、T1K调节后，形成脉冲宽度根据实际工况变化的超高频脉冲信号P20，经驱动芯片U11后形成输出脉冲P2，送至功率变换主电路以动态控制第二开关管Q2的导通/关断。脉冲宽度调节信号Z1K、I2K、U2K、I1PK、T1K在送至U8B前经U9A预处理，以使控制脉冲P1与P2正交交错，保证正向变换时变压器T1的第一绕组1-2、第二绕组3-4交替工作，在提高变压器T1的利用率的同时降低变压器中直流分量。
当双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，如图10所示的第二PWM电路50起作用。在第二PWM电路50中，由U12组成的振荡器产生占空比为50%的超高频脉冲信号，分别送至比较器U13A和U13B。送至U13A的高频脉冲信号经脉冲宽度调节信号Z2K、I1K、U1K、I2PK、T2K调节后，形成脉冲宽度根据实际工况变化的超高频脉冲信号P30，经驱动芯片U15后形成输出脉冲P3，送至功率变换主电路以动态控制第三开关管Q3的导通/关断；送至U13B的高频脉冲信号经脉冲宽度调节信号Z2K、I1K、U1K、I2PK、T2K调节后，形成脉冲宽度根据实际工况变化的超高频脉冲信号P40，经驱动芯片U16后形成输出脉冲P4，送至功率变换主电路以动态控制第四开关管Q4的导通/关断。脉冲宽度调节信号Z2K、I1K、U1K、I2PK、T2K在送至U13B前经U14A预处理，以使控制脉冲P3与P4正交交错，保证正向变换时变压器T1的第四绕组9-10、第三绕组11-12交替工作，在提高变压器T1的利用率的同时降低变压器中直流分量。
（七）数字控制器控制流程
本超高频双向DC-DC变换器的变换方向可由第一开关K1、第二开关K2设置，当第一开关K1断开、第二开关K2闭合时只能工作在正向变换状态；当第一开关K1闭合、第二开关K2断开时只能工作在反向变换状态；当第一开关K1闭合、第二开关K2闭合时停止工作；当第一开关K1断开、第二开关K2断开时可工作在双向变换状态，实际变换方向由数字控制器根据预先设置的控制过程或控制规则自动进行切换。
超高频双向DC-DC变换器的基础控制部分由调节电路和PWM电路完成，数字控制器在基础控制的基础上实现对DC-DC变换器的综合控制，主要包含变换方向智能切换、过压保护、过流保护、过温保护等功能。
本实施例提供的超高频双向DC-DC变换器，与传统DC-DC变换器相比，具有以下有益效果：
1、工作在超高频状态，所需感性器件和容性器件的参数小，体积小，故整个变换器体积小、功率密度高。
2、工作在超高频状态，感性器件的单周期储能能量小，控制粒度精细，故系统控制精度高。
3、工作在超高频状态，感性和容性器件参数小，系统动态时间常数小，控制算法简化，可用滑模控制方式，控制实时性易满足，可降低系统实现成本。
4、双向DC-DC变换电路高度融合，部分元器件复用，元器件用量少，尤其是功率器件用量少，变换器成本和体积降低。
5、可实现双向DC-DC变换，扩大了DC-DC变换器的应用领域。
6、在开关管由导通状态切换到关断状态时，由于缓冲电路中电容的作用，状态切换时开关管两端的瞬时电压低，开关损耗小；在开关管由关断状态切换到导通状态时，由于串联电感的作用，流过开关管的瞬时电流小，开关损耗小。故总的开关损耗小，变换器效率高。
7、控制脉冲采用振荡器产生且可调节，当开关管开关速度水平提高后，便于产品无缝升级。
8、变换器采用基础控制和综合控制的分级控制模式，便于针对不同的应用场景在数字控制器中通过软件实现个性化要求，以及提高变换器的智能性，便于进一步增大变换器的适用性和适用范围。
9、变换器在正向变换或反向变换时变压器均有两个电流方向相反的主绕组交错工作，与单端正激或反激变换器相比，变压器中直流成分极低，可传输功率大，与桥式变换器相比，不仅减少了功率管数量，而且避免了直通风险。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (8)

1.一种超高频双向DC-DC变换器，其特征在于，包括双向DC-DC变换主电路（10）、第一调节电路（20）、第二调节电路（30）、第一PWM电路（40）、第二PWM电路（50）、数字控制器（60）和辅助电源电路（70），其中，
所述双向DC-DC变换主电路（10），用于完成直流-直流的双向功率变换；
所述第一调节电路（20），分别与所述双向DC-DC变换主电路（10）和所述第一PWM电路（40）电连接，用于完成正向DC-DC变换控制时的信号调理；
所述第一PWM电路（40），分别与所述双向DC-DC变换主电路（10）和所述第一调节电路（20）电连接，用于完成正向DC-DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成；
所述第二调节电路（30），分别与所述双向DC-DC变换主电路（10）和所述第二PWM电路（50）电连接，用于完成反向DC-DC变换控制时的信号调理；
所述第二PWM电路（50），分别与所述双向DC-DC变换主电路（10）和所述第二调节电路（30）电连接，用于完成反向DC-DC变换时的PWM控制超高频脉冲的形成；
所述数字控制器（60），分别与所述双向DC-DC变换主电路（10）、所述第一调节电路（20）、所述第二调节电路（30）、所述第一PWM电路（40）、所述第二PWM电路（50）和所述辅助电源电路（70）电连接，用于作为双向DC-DC变换器的综合控制单元，控制所述辅助电源电路（70）产生双向DC-DC变换器各组成模块电路所需要的工作电源；
所述双向DC-DC变换主电路（10）包括主功率变换电路、辅助功率变换电路、第一端口和第二端口，所述主功率变换电路分别与所述第一端口和所述第二端口电连接，用于实现所述第一端口和所述第二端口的双向DC-DC变换；
所述辅助功率变换电路，分别与第一端口关联测控电路和第二端口关联测控电路电连接，用于分别形成第一辅助电源和第二辅助电源，为所述第一端口关联测控电路和所述第二端口关联测控电路提供工作电源；
所述主功率变换电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一整流滤波电路、第二整流滤波电路、第三整流滤波电路、第四整流滤波电路、第一缓冲电路、第二缓冲电路、第三缓冲电路、第四缓冲电路、变压器的第一绕组、变压器的第二绕组、变压器的第三绕组和变压器的第四绕组，所述变压器的第一绕组通过所述第一整流滤波电路和所述第一缓冲电路后与所述第一开关管电连接，所述变压器的第二绕组通过所述第二整流滤波电路和所述第二缓冲电路后与所述第二开关管电连接；所述变压器的第三绕组通过所述第三整流滤波电路和所述第三缓冲电路后与所述第三开关管电连接，所述变压器的第四绕组通过所述第四整流滤波电路和所述第四缓冲电路后与所述第四开关管电连接；
当所述双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，所述第三开关管和所述第四开关管关断、所述第一开关管和所述第二开关管工作，将所述第一端口作为直流输入端口，所述第二端口作为直流输出端口，所述第一开关管和所述第二开关管轮流导通和关断；当所述第一开关管导通、所述第二开关管关断时，所述变压器的第一绕组中有电流流过，所述变压器的第三绕组产生感应电动势，且所述变压器的第三绕组产生的感应电动势经过所述第三整流滤波电路的整流滤波后向所述第二端口输出直流；当所述第一开关管关断、所述第二开关管导通时，所述变压器的第二绕组中有电流流过，所述变压器的第四绕组产生感应电动势，且所述变压器的第四绕组产生的感应电动势经过所述第四整流滤波电路的整流滤波后向所述第二端口输出直流；
当所述双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，所述第一开关管和所述第二开头管关断、所述第三开关管和所述第四开关管工作，将所述第二端口作为直流输入端口，所述第一端口作为直流输出端口，所述第三开关管和所述第四开关管轮流导通和关断；当所述第三开关管导通、所述第四开关管关断时，所述变压器的第三绕组中有电流流过，所述变压器的第一绕组产生感应电动势，且所述变压器的第一绕组产生的感应电动势经过所述第一整流滤波电路的整流滤波后向所述第一端口输出直流；当所述第三开关管关断、所述第四开关管导通时，所述变压器的第四绕组中有电流流过，所述变压器的第二绕组产生感应电动势，且所述变压器的第二绕组产生的感应电动势经过所述第二整流滤波电路的整流滤波后向所述第一端口输出直流。
2.如权利要求1所述的超高频双向DC-DC变换器，其特征在于，所述辅助功率变换电路包括第一充电电路、第二充电电路、第一整流稳压电路、第二整流稳压电路、变压器的第五绕组和变压器的第六绕组，所述变压器的第五绕组通过所述第一充电电路与所述第一整流稳压电路电连接，所述变压器的第六绕组通过所述第二充电电路与所述第二整流稳压电路电连接；
当所述双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，所述第一端口的端口电压经所述第一充电电路充电后，为正向变换测控电路提供正向启动时的工作电源，启动所述双向DC-DC变换器正向变换工作，所述双向DC-DC变换器正向启动后，所述变压器的第五绕组和所述变压器的第六绕组分别产生感应电动势，所述变压器的第五绕组产生的感应电动势经所述第一整流稳压电路的整流稳压后形成第一工作电源，所述变压器的第六绕组产生的感应电动势经所述第二整流稳压电路的整流稳压后形成第二工作电源；
当所述双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，所述第二端口的端口电压经所述第二充电电路充电后，为反向变换测控电路提供反向启动时的工作电源，启动所述双向DC-DC变换器反向变换工作，所述双向DC-DC变换器反向启动后，所述变压器的第五绕组和所述变压器的第六绕组分别产生感应电动势，所述变压器的第五绕组产生的感应电动势经所述第一整流稳压电路的整流稳压后形成第一工作电源，所述变压器的第六绕组产生的感应电动势经所述第二整流稳压电路的整流稳压后形成第二工作电源。
3.如权利要求1所述的超高频双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第一调节电路（20）包括第一检测电路、第一比较电路和第一PWM脉冲调整电路，其中，
所述第一检测电路与所述双向DC-DC变换主电路（10）电连接，用于当所述双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，对所述双向DC-DC变换主电路（10）第一端口的电压、电流和温度进行检测和处理；
所述第一比较电路与所述第一检测电路电连接，用于将所述第一检测电路检测到的检测值与设定阈值进行比较；
所述第一PWM脉冲调整电路与所述第一比较电路电连接，用于根据所述第一比较电路的比较结果，形成用于调节第一端口的PWM脉冲宽度调节综合控制信号，动态调整PWM脉冲的宽度。
4.如权利要求3所述的超高频双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第二调节电路（30）包括第二检测电路、第二比较电路和第二PWM脉冲调整电路，其中，
所述第二检测电路与所述双向DC-DC变换主电路（10）电连接，用于当双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，对所述双向DC-DC变换主电路（10）第二端口的电压、电流和温度进行检测和处理；
所述第二比较电路与所述第二检测电路电连接，用于将所述第二检测电路检测到的检测值与设定阈值进行比较；
所述第二PWM脉冲调整电路与所述第二比较电路电连接，用于根据所述第二比较电路的比较结果，形成用于调节第二端口的PWM脉冲宽度调节综合控制信号，动态调整PWM脉冲的宽度。
5.如权利要求1所述的超高频双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第一PWM电路（40）包括第一振荡器、第一比较器、第二比较器、第一脉冲输出电路和第二脉冲输出电路，其中，
所述第一振荡器，用于当所述双向DC-DC变换器工作在正向变换状态时，产生第一超高频脉冲信号；
所述第一比较器与所述第一振荡器电连接，用于将所述第一振荡器产生的第一超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第二超高频频脉冲信号，经第一驱动芯片的驱动后形成第一输出脉冲；
所述第二比较器与所述第一振荡器电连接，用于将所述第一振荡器产生的第一超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第三超高频频脉冲信号，经第二驱动芯片的驱动后形成第二输出脉冲；
所述第一脉冲输出电路与所述第一比较器电连接，用于输出所述第一比较器形成的第一输出脉冲；
所述第二脉冲输出电路与所述第二比较器电连接，用于输出所述第二比较器形成的第二输出脉冲。
6.如权利要求5所述的超高频双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第二PWM电路（50）包括第二振荡器、第三比较器、第四比较器、第三脉冲输出电路和第四脉冲输出电路，其中，
所述第二振荡器，用于当所述双向DC-DC变换器工作在反向变换状态时，产生第四超高频脉冲信号；
所述第三比较器与所述第二振荡器电连接，用于将所述二振荡器产生的第四超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第五超高频频脉冲信号，经第三驱动芯片的驱动后形成第三输出脉冲；
所述第四比较器与所述第二振荡器电连接，用于将所述第二振荡器产生的第四超高频脉冲信号经脉冲宽带调节信号的调节后，形成脉冲宽带根据实际工况变化的第六超高频频脉冲信号，经第四驱动芯片的驱动后形成第四输出脉冲；
所述第三脉冲输出电路与所述第三比较器电连接，用于输出所述第三比较器形成的第三输出脉冲；
所述第四脉冲输出电路与所述第四比较器电连接，用于输出所述第四比较器形成的第四输出脉冲。
7.如权利要求1所述的超高频双向DC-DC变换器，其特征在于，所述数字控制器（60）包括第一开关、第二开关和控制器，所述控制器分别与所述第一开关和所述第二开关电连接，用于通过设置所述第一开关和所述第二开关的开关状态来控制双向DC-DC变换器的变换方向，当第一开关断开、第二开关闭合时控制双向DC-DC变换器工作在正向变换状态；当第一开关闭合、第二开关断开时控制双向DC-DC变换器工作在反向变换状态；当第一开关闭合、第二开关闭合时控制双向DC-DC变换器停止工作；当第一开关断开、第二开关断开时控制双向DC-DC变换器工作在双向变换状态。
8.如权利要求7所述的超高频双向DC-DC变换器，其特征在于，所述数字控制器（60）还包括过压保护电路、过流保护电路和过温保护电路，所述控制器分别与所述过压保护电路、所述过流保护电路和所述过温保护电路电连接。
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