CN115276358A - 一种多极少槽单元化永磁轮毂电机及协同控制系统和方法 - Google Patents

一种多极少槽单元化永磁轮毂电机及协同控制系统和方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种多极少槽单元化永磁轮毂电机及协同控制系统和方法，电机由沿径向截面圆周方向均匀分布的N个相同的电机单元组成，每个1/N的外转子沿轴向上分为相同的M个转子段，M个转子段沿同一旋转方向依次地旋转一个机械错位角布置；将恒转矩区分成第一区和第二区，将恒功率区分成第三区至第八区，控制系统包括两个控制模块，每个控制模块均由一个电源电子开关，一个DSP控制器和一个逆变器依次串联组成，两个电源电子开关的输入端分别连接电池的输出端，每个逆变器的输出端分别连接N/2个绕组电子开关，一个绕组电子开关控制一个电机单元中集中式绕组的通断，相互独立的绕组电子开关实现电机单元的独立控制，提高电机控制自由度和运行效率。

Description

一种多极少槽单元化永磁轮毂电机及协同控制系统和方法
技术领域
本发明属于永磁电机领域，特指一种适用于电动汽车、轮船推进、电动拖拉机等需要高效率以及多工况运行特点的永磁轮毂电机。
背景技术
永磁轮毂电机因其有高转矩密度与高功率密度等优势在电动汽车、轮船推进、电动拖拉机等直驱领域显示出潜在的应用前景。但是，永磁磁场恒定且难以调节，深度弱磁较难导致该类电机存在调速范围小，高速效率低，难以适用于电动汽车等多工况运行场所。
中国专利号为202210042232.8的文献中提出了一种凸击式混合励磁电机，该电机采用永磁磁钢与励磁电流的混合励磁方式，励磁电流可调这一特点使得电机励磁磁场弱磁难度降低，实现了电机多工况运行；但是励磁电流的引入增加了电机铜耗，降低了整机运行效率。中国专利号为201410768272.6的文献中提出了一种定子聚磁式混合永磁记忆电机，该电机中采用了低矫顽力的软磁材料与稀土永磁磁钢共同作用的励磁方式，软磁材料的磁势随着脉动绕组电流的改变而改变，励磁磁场强度也随之改变，进而降低了电机弱磁难度，实现电机多工况运行；但是软磁材料与脉动绕组的加入增加了电机的体积与重量，降低了电机功率密度，同时脉冲绕组的引入也提高了电机损耗，降低电机运行效率。
因此，如何实现多工况运行的高效性是永磁轮毂电机亟需解决的问题。
发明内容
本发明的目的是针对现有永磁轮毂电机多工况运行存在的问题，提出一种多槽少极单元化永磁轮毂电机以及针对该电机的多单元协同控制系统和方法，以满足永磁轮毂电机在多工况运行需求的前提下提高运行效率，扩宽运行高效区。
本发明一种多极少槽单元化永磁轮毂电机采用的技术方案是：其由沿径向截面圆周方向均匀分布的N个相同的电机单元组成，每个电机单元包括1/N的外转子、1/N的内定子以及1/N的集中式绕组，内定子同轴心套在外转子内部，内定子上绕有集中式绕组，每个电机单元中的集中式绕组均为三相对称且分布相同；外转子具有一个转子铁芯，2a个永磁磁钢组沿圆周方向均匀分布在转子铁芯上，每个永磁磁钢组均由第一、第二矩形永磁磁钢和弧形永磁磁钢组成，第一、第二矩形永磁磁钢结构相同且径向截面均呈矩形，内外斜向为矩形长度方向，呈开口朝向气隙侧的V型布置于弧形永磁磁钢外侧，相对于弧形永磁磁钢沿直径方向的中心线对称；第一、第二矩形永磁磁钢充磁方向垂直于自身长度方向，弧形永磁磁钢充磁方向和中心线方向一致，属于同一个永磁磁钢组的第一、第二矩形永磁磁钢及弧形永磁体充磁方向同时指向或背离气隙，相邻两个永磁磁钢组充磁方向相反；转子极对数Pr、定子槽数Ns、电机相数m、电机槽距角τ以及N需同时满足：Pr＞Ns、Pr＝Na、Ns＝mNb、
Figure BDA0003810790410000021
cτ＝d*2π、
Figure BDA0003810790410000022
N＝2i，i,a,b,c,d,e均是正整数。
每个所述的1/N的外转子，沿轴向上分为相同的M个转子段，M个转子段沿同一旋转方向依次地旋转一个机械错位角布置，20mm≤lef/M≤120mm，lef为电机轴向长度。
进一步地，每个弧形永磁磁钢在径向截面上均由一条弧形永磁磁钢外长边，一条弧形永磁磁钢内长边以及两条弧形永磁磁钢短边围成，弧形永磁磁钢外长边和弧形永磁磁钢内长边的弧形中心与外转子中心相同，弧形永磁磁钢短边和外转子的直径方向一致，弧形永磁磁钢内长边为正弦曲线f1(θ1)＝f1maxsin(θ1)，θ1∈[π,2π]，f1max为幅值，当θ1为3π/2时，点f1(3π/2)位于外转子内表面上。
进一步地，每个第一、第二矩形永磁磁钢在靠近气隙侧的端部设有内磁障，远离气隙侧的端部设有外磁障，每个弧形永磁磁钢的切向两端各设有一个成为气隙一部分的虚拟槽。
本发明所述的多极少槽单元化永磁轮毂电机的协同控制系统采用的技术方案是：其包括一个电池、两个控制模块和N个绕组电子开关，一个绕组电子开关控制一个电机单元中集中式绕组的通断，每个控制模块均由一个电源电子开关，一个DSP控制器和一个逆变器依次串联组成，两个电源电子开关的输入端分别连接电池的输出端，每个逆变器的输出端分别连接N/2个绕组电子开关，集中式绕组输出端经整流器连接电池。
本发明所述的协同控制系统的控制方法采用的技术方案是：
闭合两个电源电子开关与N个绕组电子开关，以横坐标为电机转速，纵坐标为电机输出转矩，仿真获得电机的外特性曲线g；再断开其中一个电源电子开关，仿真获得电机的外特性曲线f；以外特性曲线f上最高转矩对应的最高转速作为临界转速nb，当电机运行点的转速np≤nb，为恒转矩区；
将所述的恒转矩区分成第一区和第二区，当运行点的转矩Tp≤Tb，为第一区，当Tp＞Tb，为第二区，Tb为临界转矩Tb，是一个电机单元(1)峰值转矩Tx的N-2倍；第二区的运行点转矩的最大值不超过外特性曲线g对应的转矩；
当运行点在第一区，两个电源电子开关均闭合，与每个控制模块连接的N/2电机单元中至少闭合
Figure BDA0003810790410000031
个绕组电子开关，Tp1为第一区运行点的转矩；两个逆变器输出同幅值不同相位的电流；当运行点在第二区，两个电源电子开关和N个绕组电子开关均闭合。
当电机运行点转速np＞nb，为恒功率区；
将所述的恒功率区分成第三至第八区，当运行点的效率ηp≥ηb，则为第四区，ηb为单一控制模块运行时电机的边界效率；由横坐标轴、外特性曲线g与经过第四区速度最高点E的一条垂直于横坐标的直线j所围的区域为第八区；转矩小于第四区速度最低点D的转矩且转速小于点D的转速的区域为区域S31，由横坐标、经过点D的一条垂直于横坐标的直线k、第四区点D、E下半周边界线、直线j所围成的区域为区域S32，S31与S32的并集为第三区；转速与第四区转速相同且转矩是第四区转矩的两倍的区域是第六区，第六区的速度最高点G在直线j上，速度最低点F在直线k上；转矩小于点F的转矩、高于点D的转矩且转速小于点F转速的区域为区域S51，由直线k、直线j、第四区点D、E上半周边界、第六区点F、G下半周边界所围成的区域为区域S52，S51与S52的并集为第五区；恒功率区中的剩余区域为第七区；
当运行点在第三区，两个电源电子开关有且仅有一个闭合，N个绕组电子开关均闭合，且采用不改变电机转速的同时提高转矩的升功率运行；当运行点在第四区，两个电源电子开关有且仅有一个闭合，N个绕组电子开关均闭合；当运行点在第五区，两个电源电子开关均闭合，N个绕组电子开关均闭合且升功率运行；当运行点在第六区，两个电源电子开关均闭合，N个绕组电子开关均闭合；当运行点在第七区，两个电源电子开关均闭合，N个绕组电子开关均闭合，两个逆变器输出的电流不同；当运行点在第八区，两个电源电子开关均闭合，N个绕组电子开关均闭合。
进一步地，仿真计算K个绕组电子开关时电机输出转矩波形和两个逆变器输出的过渡电流，傅里叶分解所述的输出转矩波形，求取主要谐波分量的谐波次数r，计算出电流错位角
Figure BDA0003810790410000032
则两个逆变器输出的三相电流幅值Imax＝1.05Imax0，Imax0为过渡电流幅值，第一个逆变器输出的三相电流相位超前过渡电流相位β/2，第二个逆变器输出的三相电流相位滞后过渡电流相位β/2。
进一步地，第三区的升功率运行是：与第三区运行点P3(np3,Tp3)转速相同的过渡点P3’(np3,Tp3’)，当满足条件
Figure BDA0003810790410000033
时形成集合SP3，集合SP3中属于第三区或第四区且转矩大于或等于TP3的运行点为升功率运行点H3(nH3,TH3)，仿真获得电机运行于升功率运行点H3(nH3,TH3)时的逆变器输出的三相电流，将多余能量回馈至电池；第五区的升功率运行与第三区的升功率运行雷同；np3、Tp3和ηp3分别为运行点P3(np3,Tp3)的转速、转矩和效率，Tp3’和ηp3’分别为过渡点的转矩和效率，ηpg为发电效率。
进一步地，在第七区，与第七区运行点转速相等有两个过渡点，两个过渡点转矩之和等于第七区运行点转矩，计算出所述的两个过渡点的系统消耗总功率之和，当有两个运行点的系统消耗总功率之和等于所述的两个过渡点系统消耗总功率之和的最小值时，则所述的两个运行点分别由对应的两个控制模块控制运行。
本发明采用上述技术方案后具备以下有益效果：
1.本发明采用了多单元设计的概念进行单元化电机结构设计，空间上不重合的单元化设计使所有电机单元相互独立，每个电机单元可独立运行、独立控制，大大提高了电机的运行与控制的自由度，其多单元的不同组合形式与工作模式使得永磁轮毂电机具备多工况运行的能力。
2.本发明采用了多极少槽的结构，解放了传统单元化电机对极槽配比的高要求，为单元化电机提供了新的极槽配比，提高了转子极对数，使得永磁轮毂电机获得了低速大转矩的性能特点，更加满足轮毂电机的性能需求。
3.本发明中的转子在轴向上采用分段斜极结构，有利于调整转子转矩谐波相位分布，实现第一段转子转矩谐波相位与第二段转子转矩谐波相位相互补偿，消除输出转矩最高幅值谐波，从而大幅度降低电机转矩脉动，提高转矩品质。
4.本发明中的弧形永磁磁钢靠近气隙侧长边采用正弦曲线设计，一方面有利于调整电机凸极率，提高电机弱磁能力；另一方面，提高永磁磁势正弦度，降低永磁磁场谐波复杂度，有利于降低电机铁芯损耗，在提高电机运行效率的同时降低电机转矩脉动，提高电机输出性能综合质量。
5.本发明中的矩形永磁磁钢靠近气隙端设置有漏磁磁路，使得随着q轴电流的变化，电机永磁磁场能够实现“轻载多漏磁，重载无漏磁”，即电机重载时，永磁磁通均为有效磁通，有利于提高电机转矩输出能力，实现电机重载工况运行；电机高速时，q轴电流减少，永磁磁场减弱，有利于拓宽电机转速范围，实现电机高速运行。
6.本发明提出的多单元协同控制系统，相互独立的绕组电子开关实现电机单元的独立控制，提高电机控制自由度的同时，提高电机容错率；相互独立的电源电子开关解耦了电机两个控制模块，提高电机控制自由度，为实现电机高性能运行提供硬件基础的同时，提高了电机轻载区域的运行可靠性。
7.本发明提出当电机工作于第一区低速负载区时，两个逆变器输出同频同幅值不同相位的电流，两个模块的电机单元工作在同一运行点，此时两个控制器对应的输出转矩主要谐波相位差为180°，两者相互补偿，从而降低电机转矩脉动。
8.本发明提出当电机工作于第三区高速低载区时，第一电源电子开关与第二电源电子开关有且仅有一个闭合的同时所有绕组电子开关闭合，对应所控制的电机单元升功率运行，此时，电机运行效率提高，且多余能量通过整流器回馈至电池，有利于提高电机系统效率。
9.本发明提出当电机工作于第五区高速负载区时，所有电源电子开关均闭合的同时所有绕组电子开关闭合，电机单元升功率运行，此时，电机运行效率提高，且多余能量通过整流器反馈至电池，有利于提高电机和控制系统效率。
10.本发明提出当电机工作于第七区高速过载区时，所有电源电子开关均闭合的同时所有绕组电子开关闭合，两个模块的单元电机工作在不同运行点，输出转矩代数叠加的同时，损耗也代数叠加，协同工作模式下，由于所有电机单元均工作在高效区，电机总损耗降低，因此提高了电机运行效率。
附图说明
图1为本发明多极少槽单元化永磁轮毂电机的径向结构及单元化分解示意图；
图2为图1中一个电机单元1的结构放大图；
图3为本发明多极少槽单元化永磁轮毂电机的两段转子轴向安装结构示意图；
图4为图3中的径向视图；
图5为图4中机械错位角α的计算流程图；
图6为图3中两段转子输出转矩图；
图7为图6中两段转子转矩合成图；
图8为图2中的转子结构放大图及永磁体充磁方式标注图；
图9为图8中一个永磁磁钢组的结构放大图及几何尺寸标注图；
图10为图9中弧形永磁磁钢的结构放大图及其几何尺寸标注图；
图11为图8中第一矩形永磁磁钢、内磁障与外磁障的结构放大图及其几何尺寸标注图；
图12为图8中三个永磁磁钢组的结构放大图及几何尺寸标注图；
图13为图12中转子虚拟槽的形成结构放大示意图；
图14为图2中的定子结构放大图；
图15为本发明多极少槽单元化永磁轮毂电机在轻载时的工作磁路示意图；
图16为本发明多极少槽单元化永磁轮毂电机在重载时的工作磁路示意图；
图17为本发明多极少槽单元化永磁轮毂电机的多单元协同控制系统结构框图；
图18为多单元协同控制系统工作时根据临界转速划分的恒转矩区和恒功率区的曲线图；
图19为对图18中的恒转矩区划分出的两个子区域分布图；
图20为对图18中的恒功率区划分出的八个子区域分布图。
图1中：1.电机单元；2.外转子；3.内定子；4.集中式绕组；5.转轴；
2.1.第一转子段；2.2.第二转子段；2.3.转子铁芯；2.4.永磁磁钢组；2.5.内磁障；2.6.外磁障；2.7.虚拟槽；
2.4.1.第一矩形永磁磁钢；2.4.2.第二矩形永磁磁钢；2.4.3.弧形永磁磁钢；2.4.3.1.弧形永磁磁钢外长边；2.4.3.2.弧形永磁磁钢内长边；2.4.3.3.弧形永磁磁钢短边；
2.5.1.内磁障第一边；2.5.2.内磁障第二边；2.5.3.内磁障第三边；2.5.4.内磁障第四边；2.5.5.内磁障第五边；
2.6.1.外磁障第一边；2.6.2.外磁障第二边；2.6.3.外磁障第三边；2.6.4.外磁障第四边；2.6.5.外磁障第五边；
3.1.导磁环；3.2.定子凸极；3.3.定子极靴。
具体实施方式
参见图1和图2所示，本发明多极少槽单元化永磁轮毂电机由沿径向截面圆周方向均匀分布的N个完全相同的电机单元1组成，为保证N个电机单元1可以被两个控制模块独立操控，电机单元1的数量N应当满足N＝2i，i为正整数。每个电机单元1在径向截面上所对应的圆心角βN＝2π/N。
每个电机单元1由沿径向截面圆周方向上1/N的外转子2、1/N的内定子3、1/N的集中式绕组4以及1/N的转轴5组成，因此，N个电机单元1组成的永磁轮毂电机由一个外转子2、一个内定子3、一套集中式绕组4以及一个转轴5组成。内定子3与外转子2同轴心，套在外转子2内部，内定子3的中心用于安放转轴5，内定子3上绕有集中式绕组4。外转子2内壁与内定子3外壁之间具有气隙，气隙的厚度与电机的功率等级、所选取的永磁材料以及外转子2、内定子3加工和装配工艺有关，外转子2与内定子3都是由0.35mm厚度的硅钢片叠压而成，叠压系数为0.95。
参见图3与图4，每个电机单元1的1/N的外转子2，沿轴向上划分为完全相同的M段，形成M个转子段，依次为第一转子段、第二转子段，……，第M转子段。考虑到降低转矩脉动的同时降低外转子2的加工难度，M数量应当满足：20mm≤lef/M≤120mm，其中lef为电机轴向长度。M个转子段沿同一旋转方向依次地旋转一个机械错位角度α布置安装，相邻两个转子段相差一个机械错位角度α。图3中，以M＝2为例，仅示出了两个转子段，即第一转子段2.1和第二转子段2.2。如图4所示，第一转子段2.1和第二转子段2.2交错α角度，机械错位角度α为图3中的第一转子转2.1相对于第二转子段2.2逆时针旋转的α角度。
为降低单元化永磁轮毂电机的转矩脉动，机械错位角α按以下方法确定，如图5所示：
步骤1：赋值初始机械错位角α0为0。
步骤2：运用有限元软件，仿真获得机械错位角为α0时的a电机输出转矩T(t)波形，计算机械错位角为α0时的电机转矩脉动，该电机转矩脉动为初始转矩脉动Trip0。其中，初始转矩脉动Trip0计算方法为：先计算出输出转矩T(t)平均值，将输出转矩T(t)的最大值与最小值作差，该差值占输出转矩T(t)平均值的百分比即是初始转矩脉动Trip0。
步骤3：对所述的电机输出转矩T(t)波形进行快速傅里叶分解，求取最高幅值谐波分量的谐波次数k。电机输出转矩T(t)波形经快速傅里叶分解为直流分量T0、最高幅值谐波分量Tkcos(kwt+θk)以及剩余谐波分量
Figure BDA0003810790410000071
之和。其中，Tk为最高幅值谐波分量幅值，θk为相位；s为剩余谐波分量次数，其幅值为Ts，相位为θs。因此，电机输出转矩T(t)的快速傅里叶分解表达式为：
Figure BDA0003810790410000072
其中，t为时间，w为电机输出转矩T(t)的旋转速度。
步骤4：基于步骤3中所获得的最高幅值谐波分量的谐波次数k，根据下式计算出过渡机械错位角α1：
Figure BDA0003810790410000073
其中，Pr为电机转子极对数，M是转子段数量。
步骤5：运用有限元软件仿真机械错位角为过渡机械错位角α1时电机的输出转矩波形，计算此时电机转矩脉动，即获得过渡转矩脉动Trip1。过渡转矩脉动Trip1的计算方法和步骤2中的初始转矩脉动Trip0的计算方法雷同。
步骤6：将过渡转矩脉动Trip1和步骤2中的初始转矩脉动Trip0作比较，判断出过渡机械错位角α1是否能有效减小转矩脉动。若过渡转矩脉动Trip1小于初始转矩脉动Trip0，则判断过渡机械错位角α1能有效减小转矩脉动，则执行步骤9；反之，若过渡转矩脉动Trip1大于或等于初始转矩脉动Trip0，则判断过渡机械错位角α1不能有效减小转矩脉动，则执行步骤7。
步骤7：将过渡机械错位角α1赋值到初始机械错位角α0。
步骤8：基于步骤7的赋值后的初始机械错位角α0，运用有限元软件，仿真获得机械错位角为赋值后的初始机械错位角α0时的电机输出转矩T(t)波形；然后循环步骤3-步骤6，直至在步骤6中过渡转矩脉动Trip1小于初始转矩脉动Trip0，判断结果为能有效减小转矩脉动执行步骤9为止。
步骤9：将过渡机械错位α1赋值给机械错位角α并输出。
此时，第一转子段2.1产生的输出转矩T2.1(t)为直流分量
Figure BDA0003810790410000081
最高幅值谐波分量
Figure BDA0003810790410000082
以及剩余谐波分量
Figure BDA0003810790410000083
之和，表达式为：
Figure BDA0003810790410000084
第二转子段2.2相对于第一转子段2.1，相位θk和θs发生改变，第二转子段2.2产生的输出转矩T2.2(t)为直流分量
Figure BDA0003810790410000085
最高幅值谐波分量
Figure BDA0003810790410000086
以及剩余谐波分量
Figure BDA0003810790410000087
之和，表达式为：
Figure BDA0003810790410000088
依次类推，相位θk和θs依次发生改变，M个转子段的第j段转子段2.j，j为正整数且j≤M，第j段转子段2.j产生的输出转矩T2.j(t)为直流分量
Figure BDA0003810790410000089
最高幅值谐波分量
Figure BDA00038107904100000810
以及剩余谐波分量
Figure BDA00038107904100000811
之和，表达式为：
Figure BDA00038107904100000812
由此可知，对于M个转子段，其输出转矩波形中的k次谐波的相位，依次相差
Figure BDA0003810790410000091
也就是说，当所有转子段输出转矩波形合成后，k次谐波将会形成补偿，其合成谐波的幅值为0。即电机磁势的输出转矩T’(t)为直流分量
Figure BDA0003810790410000092
与剩余谐波分量
Figure BDA0003810790410000093
之和，表达式为：
Figure BDA0003810790410000094
由于k为最高幅值谐波分量的谐波次数，因此随着k次谐波的消失，转矩脉动将会降低。
参见图6，以M＝2为例，展示转子引入机械错位角α的效果。横坐标为转子位置，单位为电角度；纵坐标为齿槽转矩，单位为Nm。图6中点线为第一转子段2.1的齿槽转矩波形，虚线为第二转子段2.2的齿槽转矩波形。当转子位置在电角度0-360°变化时，第一转子段2.1和第二转子段2.2的齿槽转矩均在[-6.4,6.1]之间均匀震荡，且在第一转子段2.1的齿槽转矩取最大值时，第二转子段2.2的齿槽转矩取最小值，反之亦然。由此可知，第一转子段2.1的输出转矩与第二转子段2.2的输出转矩实现了峰谷补偿，这有利于消除最高幅值谐波分量，降低电机转矩脉动，提升电机转矩品质。
参见图7，其横坐标为转子位置，单位为电角度；纵坐标为齿槽转矩，单位为Nm。图7中实线曲线为第一转子段2.1输出转矩与第二转子段2.2输出转矩复合后的实际转子转矩曲线。当转子位置在电角度0-360°变化时，转子转矩在[-1.1,1]之间均匀震荡。相较于图6中的转矩曲线，图7中的转矩曲线的峰值大幅度降低，因此，本发明采用的机械错位角α能大幅度降低电机的转矩脉动，提高转矩品质。
参见图8，永磁轮毂电机的外转子2由一个转子铁芯2.3、2a个永磁磁钢组2.4、4a个内磁障2.5、4a个外磁障2.6以及4a个虚拟槽2.7构成，其中a为正整数。2a个永磁磁钢组2.4沿圆周方向均匀分布在整个转子铁芯2.3上。
参见图9，每个永磁磁钢组2.4均由一个第一矩形永磁磁钢2.4.1、一个第二矩形永磁磁钢2.4.2以及一个弧形永磁磁钢2.4.3构成。2a个弧形永磁磁钢2.4.3嵌于外转子2的内表面的内部，2a个弧形永磁磁钢2.4.3沿圆周方向均匀布置，每个弧形永磁磁钢2.4.3在径向截面上的中心线与直径方向一致，永磁磁钢组2.4中心线与弧形永磁磁钢2.4.3的中心线重合一致。第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2的结构相同，径向截面均呈矩形，均位于弧形永磁磁钢2.4.3的外侧，属于同一个永磁磁钢组2.4中的第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2相对于永磁磁钢组2.4中心线对称放置，第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2也相对于弧形永磁磁钢2.4.3的中心对称放置。属于同一个永磁磁钢组2.4中的第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2呈开口朝向气隙侧的“V”型布置方式，内外斜向为矩形的长度方向。弧形永磁磁钢2.4.3放置在第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2形成的V形开口中间，三个永磁磁钢相互之间不接触。
如图8，属于同一个永磁磁钢组2.4中的第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2的充磁方向垂直于磁钢自身的长边，与自身宽度方向一致，弧形永磁磁钢2.4.3充磁方向和中心线方向一致，指向或背离圆心。属于同一个永磁磁钢组2.4的第一矩形永磁磁钢2.4.1、第二矩形永磁磁钢2.4.2以及弧形永磁体2.4.3充磁方向同时指向或背离气隙，相邻两个永磁磁钢组2.4的充磁方向相反。
第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2靠近气隙侧和远离气隙侧的端部各设有一个磁障，即矩形永磁磁钢的内端部和外端部各设有一个磁障。分别是：每个第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2的内端部各具有一个内磁障2.5，因此，共有4a个内磁障2.5；每个第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2的外端部各设有一个外磁障2.6，因此，共有4a个外磁障2.6。沿外转子2的内侧面上，在每个弧形永磁磁钢2.4的沿切线方向的两端各设有一个虚拟槽2.7，因此，共有4a个虚拟槽2.7，虚拟槽2.7和气隙相通，与气隙成为一体，成为气隙的一部分。
参见图9，为了兼顾永磁轮毂电机弱磁扩速能力与电机峰值转矩输出能力，第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2之间形成的V型夹角βpm应当满足：40°≤βpm≤65°。另外，为坚固第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2强度以及加工工艺难度与应力分布情况，第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2的长边长度wpm与宽边长度hpm应当满足：2≤wpm/hpm≤4。
参见图10，每个弧形永磁磁钢2.4.3均由一条弧形永磁磁钢外长边2.4.3.1，一条弧形永磁磁钢内长边2.4.3.2以及两条沿弧形永磁磁钢2.4.3中心对称的弧形永磁磁钢短边2.4.3.3围成。弧形永磁磁钢外长边2.4.3.1的弧形中心与外转子2中心相同。弧形永磁磁钢内长边2.4.3.2所对应的圆心角与弧形永磁磁钢外长边2.4.3.1所对应的圆心角相同。弧形永磁磁钢短边2.4.3.3和外转子2的直径方向一致，在外转子2的一条半径上。弧形永磁磁钢内长边2.4.3.2为半个周期的正弦曲线，正弦曲线的自变量θ1范围为[π,2π]，即弧形永磁磁钢内长边2.4.3.2的正弦曲线函数为：
f1(θ1)＝f1maxsin(θ1)，θ1∈[π,2π]，
其中f1max为正弦曲线幅值，由电机具体性能要求决定。当θ1为3π/2时，对应的正弦曲线上的点f1(3π/2)正好位于外转子2的内表面上，因此，弧形永磁磁钢2.4.3整体嵌于外转子2的内表面这一侧的内部，在θ1为3π/2时的点f1(3π/2)与外转子2的内表面相重合。
弧形永磁磁钢内长边2.4.3.2的正弦曲线形状的设计，改变了弧形永磁磁钢2.4.3的磁势波形。弧形永磁磁钢2.4.3的磁势波形由原本的方波向矩形波与正弦的叠加波形转变，这改变了弧形永磁磁钢2.4.3的磁势谐波分布，提高弧形永磁磁钢2.4.3的磁势波形的正弦性，使得磁势基波幅值提高，有利于电机转矩输出能力的提升。同时，这一正弦曲线形状的设计还降低了永磁磁势基波幅值，有利于电机铁芯损耗的降低。
参见图10，为增强电机永磁磁场的同时，减少主磁路磁阻以提高电机峰值转矩，弧形永磁磁钢沿径向上的最小宽度hpmin应当满足：6≤hpm/hpmin≤8。此外，为减小永磁磁场谐波降低电机铁耗的同时，减小电机平均气隙宽度，降低主磁路磁阻，弧形永磁磁钢2.4.3的最小宽度hpmin与弧形永磁磁钢2.4.3的最大宽度hpmax应当满足：1.5≤hpmax/hpmin≤2。
参见图11与图12，第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2靠近气隙的端部分别设置的内磁障2.5结构相同且沿永磁磁钢组2.4的中心线对称分布。以第一矩形永磁磁钢2.4.1端部的内磁障2.5为例说明：内磁障2.5的径向截面为“五边形”，由内磁障第一边2.5.1、内磁障第二边2.5.2、内磁障第三边2.5.3、内磁障第四边2.5.4以及内磁障第五边2.5.5围成。内磁障第一边2.5.1为第一矩形永磁磁钢2.4.1靠近气隙侧长边的延长边，内磁障第二边2.5.2为与电机外转子2同轴心的圆弧边。为在构建永磁磁场漏磁磁路，拓宽电机调速范围和提高电机高速区域运行效率的同时控制电机漏磁程度，提高电机低速轻载区域转矩输出能力，内磁障第二边2.5.2与外转子2的内表面之间的距离hb1应当满足：0.75≤hb1/hpm≤0.9。内磁障第三边2.5.3位于外转子2的半径上。内磁障第四边2.5.4平行于内磁障第一边2.5.1，且位于内磁障第一边2.5.1外侧，即远离气隙侧。为确保降低第一矩形永磁磁钢2.4.1和第二矩形永磁磁钢2.4.2不可控漏磁的同时保证其安装的可靠性，内磁障第一边2.5.1与内磁障第四边2.5.4之间的距离hb2小于第一矩形永磁磁钢2.4.1和第二矩形永磁磁钢2.4.2的宽度，应当满足：0.8hpm≤hb2≤0.9hpm。内磁障第五边2.5.5与第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2靠近气隙侧的短边重合。
第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2远离气隙的端部分别设置外磁障2.6，两个外磁障2.6结构相同且沿永磁磁钢组2.4的中心线对称分布。以第一矩形永磁磁钢2.4.1端部的外磁障2.6为例说明：外磁障2.6的径向截面也是“五边形”，由外磁障第一边2.6.1、外磁障第二边2.6.2、外磁障第三边2.6.3、外磁障第四边2.6.4以及外磁障第五边2.5.5围成。外磁障第一边2.6.1位于第一矩形永磁磁钢2.4.1靠近气隙侧长边的延长线上，外磁障第二边2.6.2位于外转子2的半径上。外磁障第三边2.6.3为一条与外转子2同轴心的圆弧边。为了在降低第一矩形永磁磁钢2.4.1和第二矩形永磁磁钢2.4.2不可控漏磁的同时降低q轴磁阻，实现转矩最大化，外磁障第三边2.6.3与外转子2的外表面之间的距离hb3应当满足：0.2(Rro-Rri)≤hb3≤0.35(Rro-Rri)，其中Rro为外转子2的外径，Rri为外转子2的内径。外磁障第四边2.6.4平行于外磁障第一边2.6.1，且位于外磁障第一边2.6.1外侧，即远离气隙侧。为降低第一矩形永磁磁钢2.4.1和第二矩形永磁磁钢2.4.2漏磁的同时保证其安装可靠性，外磁障第一边2.6.1与外磁障第四边2.6.4之间的距离hb4小于第一矩形永磁磁钢2.4.1和第二矩形永磁磁钢2.4.2的宽度，应当满足：0.8hpm≤hb4＝hb1≤0.9hpm。外磁障第五边2.5.5与第一矩形永磁磁钢2.4.1与第二矩形永磁磁钢2.4.2远离气隙侧的短边重合参见图13，为提高气隙磁密正弦度，降低电机铁耗与转矩脉动，在弧形永磁磁钢2.4.3的两端沿弧形永磁磁钢2.4.3中心线对称设有两个虚拟槽2.7。每个虚拟槽2.7为一段正弦曲线，在径向截面上，虚拟槽2.7与弧形永磁磁钢2.4.3的弧形永磁磁钢内长边2.4.3.2的端部交点为点A，也是弧形永磁磁钢内长边2.4.3.2与弧形永磁磁钢短边2.4.3.3的交点。内磁障第二边2.5.2与内磁障第三边2.5.3交点为点B，过点B的一条半径与外转子2内表面的交点为点C。则由点A至点C是一段正弦曲线，形成一个虚拟槽2.7。虚拟槽2.7的这段正弦曲线，其自变量θ2范围为[π/2,π]，虚拟槽2.7正弦曲线函数为：
Figure BDA0003810790410000121
其中，f2max为该函数幅值，由电机具体性能要求决定。当θ2为π/2时，在正弦曲线上的点f2(π/2)与点A重合，当θ2为π时，在正弦曲线上的点f2(π)与点C重合。
虚拟槽2.7能改变外转子2的磁导波形与永磁磁场的气隙磁势波形，磁导由原本的方波向方波与正弦的叠加波形转变，同时实现永磁磁钢组2.4的永磁磁势波形的削极处理，提高弧形永磁磁钢2.4.3的磁势波形的正弦性，使得磁势基波幅值提高，有利于电机转矩输出能力的提升，同时，虚拟槽2.7的设计降低了永磁磁势基波幅值，有利于电机铁芯损耗的降低。
参见图14，永磁轮毂电机的内定子3由一个导磁环3.1、B个定子凸极3.2以及2B个定子极靴3.3组成，其中B＝mj，m为电机相数，此处的j为正整数。每个定子凸极3.2的外端向切向两边延伸一个定子极靴3.3。定子凸极3.2在径向截面为矩形，沿导磁环3.1外表面圆周方向均匀分布。同时，在定子凸极3.2外端部的切向两边分别设有完全相同的一个定子极靴3.3。导磁环3.1的径向宽度、定子凸极3.2的径向长度与切向宽度，以及定子极靴3.3的切向宽度的大小由电机功率大小决定。
本发明所述的多极少槽单元化永磁轮毂电机整机的转子极对数Pr，定子槽数Ns，电机相数m，电机单元1的数量N应当满足以下条件：(1)多极少槽：转子极对数Pr大于定子槽数Ns；电机槽距角τ为转子极对数Pr除以定子槽数Ns之商与2π的乘积。(2)转子单元化：单元化电机要求转子可以分为N份，即转子极对数Pr应当为电机单元1的数量N的整数倍；(3)定子单元化：要求定子可以分为N份，则定子槽数Ns应该是相数m的整数倍，同时为电机单元1的数量N的整数倍；(4)控制模块单元化：为提高单元化电机控制的自由度，提高电机整体运行效率与运行性能，本发明所述的多极少槽单元化永磁轮毂电机配备了两个控制模块。则要求电机单元1的数量N为2的整数倍；(5)集中式绕组：绕组为集中式绕组4，即绕组跨距应当为1；(6)绕组单元化：在定子单元化的基础上，需要满足每个电机单元1中的绕组均为三相对称且分布相同，即存在正整数i,a,b,c,d,e使如下方程组同时成立：
Figure BDA0003810790410000131
针对本发明所述的多极少槽单元化永磁轮毂电机，定义其轻载运行的条件为电机输出转矩T满足：T≤0.6Trated，其中Trated为电机额定输出转矩；重载运行条件为电机输出转矩T满足：T＞0.6Trated。并且定义低速运行的条件为电机转速n满足条件：n≤nrated，其中nrated为电机额定转速；高速运行的条件为电机转速n满足条件：n＞nrated。
参见图15，当本发明所述的多极少槽单元化永磁轮毂电机在轻载运行时，此时电机中的两条磁路是主磁路I与漏磁路II，并且主磁路I与漏磁路II并联。主磁路I的磁通路径如下：从第一个永磁磁钢组2.4中的第一矩形永磁磁钢2.4.1出发，依次经过转子铁芯2.3、第一个弧形永磁磁钢2.4.3、气隙、内定子3、气隙、与第一个弧形永磁磁钢2.4.3相邻的第二个弧形永磁磁钢2.4.3、转子铁芯2.3、与第一个永磁磁钢组2.4相邻的第二个永磁磁钢组2.4中的第二矩形永磁磁钢2.4.2、转子铁芯2.3，最终回到第一矩形永磁磁钢2.4.1，形成闭合磁路。由于漏磁磁路的存在，电机中存在区别与传统磁路的漏磁路II，漏磁路II的磁通路径为：从第一个永磁磁钢组2.4中的第一矩形永磁磁钢2.4.1出发，依次经过转子铁芯2.3、与第一个弧形永磁磁钢2.4.3相邻的第二个弧形永磁磁钢2.4.3、转子铁芯2.3，与第一个永磁磁钢组2.4相邻的第二个永磁磁钢组2.4中的第二矩形永磁磁钢2.4.2、转子铁芯2.3，最终回到第一矩形永磁磁钢2.4.1，在外转子2中形成闭合磁路。由此可知主磁路I与漏磁路II并联。
参见图16，当本发明所述的多极少槽单元化永磁轮毂电机在重载运行时，电机中存在主磁路I与q轴磁路III这两条磁路，主磁路I与q轴磁路III并联运行。主磁路I与图15中的轻载运行时的主磁路I相同，q轴磁路III的磁通路径为：从内定子3出发，依次经过气隙、弧形永磁磁钢2.4.3、转子铁芯2.3、相邻的弧形永磁磁钢2.4.3、气隙、最后回到内定子3，形成闭合磁路。由此可知主磁路I与q轴磁路III并联。
结合图15与图16可以看出，漏磁路II与q轴磁路III存在部分路段重合且重合路段磁阻较大，极易饱和。当本发明所述的多极少槽单元化永磁轮毂电机在低速轻载运行时，电机转速与转矩均较低，因此集中式绕组4输出的电流幅值I较小，则q轴电流分量iq较小。也就是q轴磁路III磁通较弱，漏磁路II与q轴磁路III重合路段被漏磁路II的磁通饱和。当电机在高速轻载运行时，由于此时电机转矩较高，集中式绕组4输出电流幅值I较大的同时其电流角较大，q轴电流分量iq较小，其磁路分布与低速轻载运行时相同。同时，由于q轴磁路III磁通较弱，漏磁路II磁通较强，电机励磁磁场减弱，这一现象使得相对于传统电机来说，本发明电机在高速区域铜耗更低。此外，当本发明电机在重载运行时，随着q轴电流分量iq的增大，电机q轴磁路III磁通增强，漏磁路II磁通会逐渐减弱直至消失。此时，永磁磁钢组2.4所有磁通均经由主磁路I形成有效磁通，进而提高电机转矩输出能力。
参见图17，针对本发明所述的多极少槽单元化永磁轮毂电机，采用协同控制系统对其进行控制。该协同控制系统包括一个电池、两个控制模块和N个绕组电子开关，其中，一个绕组电子开关连接一个电机单元1中的集中式绕组4，以控制一个电机单元1中集中式绕组4的通断。每个控制模块均由一个电源电子开关，一个DSP控制器以及一个逆变器依次串联组成，两个电源电子开关的输入端均分别连接电池的输出端，每个逆变器的输出端分别连接N/2个绕组电子开关，即第一控制模块由第一电源电子开关，第一DSP控制器以及第一逆变器依次串联组成，第二控制模块由第二电源电子开关，第二DSP控制器以及第二逆变器依次串联组成。两个控制模块中的电源电子开关相互独立，两个控制模块相互独立，结构相同，各控制N/2个电机单元1，降低了两个模块之间的耦合，提高了多极少槽单元化永磁轮毂电机控制的自由度与控制品质。
N个绕组电子开关分为相互独立的两组，每组绕组电子开关控制N/2个电机单元1。N个绕组电子开关分为两组分别连接到两个控制模块上。如第一绕组电子开关与第一个电机单元1相连接，第二绕组电子开关与第二个电机单元1相连接，第N/2绕组电子开关与第N/2个电机单元1相连接，第N/2+1绕组电子开关与第N/2+1个电机单元1相连接，第N绕组电子开关与第N个电机单元1相连接。将第一绕组电子开关直至第N/2绕组电子开关共N/2个绕组电子开关的输入端分别与第一个控制模块中的第一逆变器相连接。将第N/2+1绕组电子开关直至第N绕组电子开关共N/2个绕组电子开关的输入端分别与第二个控制模块中的第二逆变器相连接。这样，每个电机单元1都可通过相应的绕组电子开关独立控制通断，电机总电枢磁场强度可实现多级变换，有利于调节电机磁场，实现电机多工况运行。对相互独立的电机单元1的控制能进一步提高多极少槽单元化永磁轮毂电机的运行自由度，为提高电机及其协同控制系统的工作效率提供了硬件基础。
另外，所有电机单元1的集中式绕组4输出端都经回馈模块连接电池，回馈模块主要部件为整流器，回馈模块针对电机在升功率运行模式下，电机运行所产生的能量高于轮毂驱动所需要的能量时，剩余能量通过回馈模块回收到电池中。
协同控制系统采用以下控制策略对本发明所提出的多极少槽单元化轮毂永磁电机实施控制：
步骤1：运用有限元软件仿真获得控制模块工作时电机的外特性曲线。
将两个电源电子开关与N个绕组电子开关均闭合，采用有限元软件仿真获得电机的外特性曲线g，如图18所示。保持N个绕组电子开关均闭合，使第一电源电子开关与第二电源电子开关有且仅有一个闭合，即断开其中一个电源电子开关，只有一个控制模块工作，采用有限元软件，仿真获得此时电机的外特性曲线f；横坐标为电机转速n，单位为rpm；纵坐标为电机输出转矩T，单位为Nm。
步骤2：基于获得的外特性曲线，划分电机的恒转矩区与恒功率区。
步骤2.1：首先计算临界转速nb。从外特性曲线f得到最高转矩Tmax，临界转速nb为最高转矩Tmax对应的最高转速，也就是：
Figure BDA0003810790410000161
其中，ni为电机输出峰值转矩下工作点的转速集合。
步骤2.2：根据所述的临界转速nb，划分恒转矩区与恒功率区。设点P(np,Tp)为电机任一运行点，np为该点转速，Tp为该点转矩。当该点转速np满足np≤nb时，则该点属于恒转矩区，即恒转矩区电机运行点的转速np≤nb；若该点转速np满足np＞nb时，该点属于恒功率区。如图18中的垂直的虚线h即为恒转矩区与恒功率区的分界线，在分界线处的转速np＝nb。
步骤3：再针对恒转矩区分区，根据临界转矩分出第一区低速负载区和第二区低速过载区。
步骤3.1：基于有限元软件仿真，计算出一个电机单元1的峰值转矩Tx。在第一电源开关与第二电源电子开关均闭合的前提下，也就是第一控制模块和第二控制模块均工作，有且仅有任意一个绕组电子开关闭合，用有限元软件仿真此时的电机峰值转矩，该转矩为一个电机单元1的峰值转矩Tx；
根据一个电机单元1的峰值转矩Tx计算出临界转矩Tb。临界转矩Tb为一个电机单元1的峰值转矩Tx的N-2倍，也就是：
Tb＝(N-2)Tx。
步骤3.3：参见图19，横坐标为电机转速，单位为rpm；纵坐标为电机输出转矩，单位为Nm。基于所述的临界转矩Tb，确定出两个区，分别是第一区低速负载区和第二区低速过载区。若运行点P(np,Tp)满足条件：Tp≤Tb，np≤nb时，则此时运行点P(np,Tp)属于第一区低速负载区，即在恒转矩区内，如果运行点P(np,Tp)的转矩Tp等于或者小于临界转矩Tb，则运行点P(np,Tp)属于第一区低速负载区S1；反之，P(np,Tp)满足条件：Tp＞Tb，np≤nb时，则此时点P属于第二区低速过载区S2。第二区低速过载区S2的运行点P(np,Tp)的转矩Tp最大值不超过外特性曲线g的转矩。恒转矩区的分化结果为：
Figure BDA0003810790410000162
图19中的水平直线j为第一区低速负载区与第二区低速过载区的分界线，其函数表达式为：
T(n)＝Tb,n∈[0,nb]。
恒转矩区所分的两个子域用不同标记展现在图19中：网格区域为第一区低速负载区，左斜线区域为第二区低速低载区。
步骤4：基于步骤3中的恒转矩区的分区结果，确定出第一区低速负载区的控制方法。第一区低速负载区的主要控制原则为转矩脉动最小原则：第一电源电子开关与第二电源电子开关均闭合，第一逆变器与第二逆变器输出同幅值不同相位的电流，调整两个控制模块的输出转矩相位，使其实现谷峰相叠，消除高次幅值的谐波。对于第一区低速负载区中任意一运行点P1(np1,Tp1)，np1为该点转速，Tp1为该点转矩，控制方法按以下步骤实现：
步骤4.1：根据电机需求的输出转矩Tp1，计算出与每个控制模块相连接的绕组电子开关的闭合个数K，1≤K≤N/2。
由于在运行点P1(np1,Tp1)，电机需求的输出转矩为Tp1，所以单一控制模块的需求转矩输出为Tp1/2。又由步骤3.1获得的单一电机单元1的峰值转矩为Tx，因此与每个控制模块连接的N/2电机单元1中，至少需要闭合的绕组电子开关个数K为(Tp1/2Tx)。为保证电机的转矩输出能力，这里每个控制模块中绕组电子开关闭合个数K采用“进一法”取整，也就是：
Figure BDA0003810790410000171
步骤4.2：基于4.1的绕组电子开关的闭合个数K，采用有限元软件仿真计算出绕组电子开关的闭合个数为K时的输出转矩T2(t)时两个逆变器输出的过渡电流。
第一电源电子开关与第二电源电子开关均闭合，在第一绕组电子开关到第N/2绕组电子开关中任意闭合K个开关，且在第(N/2+1)绕组电子开关到第N个绕组电子开关中任意闭合K个开关。此时，两个逆变器输出电流完全相同，利用有限元软件仿真计算出此时电机输出转矩波形T2(t)和两个逆变器输出的过渡电流，为过渡电流幅值为Imax0，过渡电流相位为θ0的正弦函数，表达式为：
Figure BDA0003810790410000172
Figure BDA0003810790410000181
其中
Figure BDA0003810790410000182
分别为第一逆变器输出的过渡电流；
Figure BDA0003810790410000183
分别为第二逆变器输出的过渡电流，np为运行点P(np,Tp)的转速，Pr为转子极对数。
步骤4.3：基于步骤4.2的结果，快速傅里叶分解所获得的输出转矩T2(t)的波形，求取主要谐波分量的谐波次数r。
输出转矩T2(t)的波形经快速傅里叶分解为直流分量T20，主要谐波分量Trcos(rw2t+θr)以及剩余谐波分量
Figure BDA0003810790410000184
之和，其中，主要谐波分量Trcos(rw2t+θr)的幅值为Tr，相位为θr；剩余谐波分量
Figure BDA0003810790410000185
次数为v，其幅值为Tv，相位为θv。因此，输出转矩T2(t)的快速傅里叶分解表达式为：
Figure BDA0003810790410000186
其中，w2为输出转矩T2(t)的旋转速度。
步骤4.4：基于所述的主要谐波分量Tr cos(rw2t+θr)的谐波次数r，计算出电流错位角β。电流错位角β为两个逆变器输出的电流相位的角度差，其计算方法为π/2与主要谐波分量的谐波次数r的商，即：
Figure BDA0003810790410000187
步骤4.5：基于步骤4.2中的两个逆变器输出的过渡电流
Figure BDA0003810790410000188
Figure BDA0003810790410000189
以及与步骤4.4计算出的电流错位角β，确定出两个逆变器输出的ABC三相电流。
为了保证电机转矩输出能力，电流幅值Imax在过渡电流幅值Imax0的基础上增加5％，即即Imax＝1.05 Imax0。第一逆变器输出的ABC三相电流相位超前所述的过度电流
Figure BDA00038107904100001810
Figure BDA0003810790410000191
相位β/2，第二逆变器输出的ABC三相电流相位滞后所述的过度电流
Figure BDA0003810790410000192
Figure BDA0003810790410000193
相位β/2，即表达式为：
Figure BDA0003810790410000194
其中，I1A，I1B以及I1C为第一逆变器输出的ABC三相电流；I2A，I2B以及I2C为第二逆变器输出的ABC三相电流，np为运行点P(np,Tp)的转速，Pr为转子极对数。
将三相电流I1A，I1B以及I1C，I2A，I2B以及I2C分别保存在第一、第二DSP控制器中，经第一、第二DSP控制器分别控制第一逆变器与第二逆变器输出三相电流。
步骤5：基于步骤3中的恒转矩区的分区结果，确定第二区低速过载区控制方法。由于第二区低速过载区要求对电机转矩要求较高，因此使所有的电机单元1共同作用，即对于第二区低速过载区中任意一运行点P2(np2,Tp2)，所有的电源电子开关和所有的绕组电子开关均闭合，然后利用有限元软件仿真计算出电机运行于点P2(np2,Tp2)时两个逆变器输出的ABC三相电流。
步骤6：在步骤3同时的，基于步骤2中的结果，对恒功率区进行详细分区处理。针对恒功率区运行工况较为复杂这一现状，将恒转矩区分为6个子区域，分成第三直至第八区。其中，第三区为高速低载区，记作S3；第四区为高速高效区，记作S4；第五区为高速负载区，记作S5；第五区为双倍高效区，记作S6；第七区为高速过载区，记作S7；第八区为高速弱磁区，记作S8。恒功率区的运行点P(np,Tp)转矩的最大值不超过外特性曲线g对应的转矩。
步骤6.1：确定第四区高速高效区范围。
步骤6.1.1：仿真计算单一控制模块运行的效率map图。此时，第一电源电子开关与第二电源电子开关有且仅有一个开关闭合，所有的绕组电子开关均闭合。在此前提下，利用有限元软件仿真获得电机运行的效率map图，根据效率map图确定出单一控制模块运行的电机最大效率ηmax。
步骤6.1.2：基于单一控制模块运行的电机最大效率ηmax，计算出边界效率ηb：边界效率ηb为单一控制模块运行的电机最大效率的95％，即：
ηb＝0.95ηmax。
步骤6.1.3：基于边界效率ηb确定第四区高速高效区的范围。第四区高速高效区即为边界效率ηb所包围的恒功率区范围。即，当恒功率区中的任意运行点P(np，Tp)的效率ηp满足条件：ηp≥ηb，则点P(np，Tp)属于第四区高速高效区，也就是：
S4＝{P(np,Tp)|ηp≥ηb且np＞nb}。
第四区高速高效区确定后，便获得第四区高速高效区的速度最高点E和速度最低点D，如图20所示。
步骤6.2：基于步骤6.1的结果，确定第八区高速弱磁区的范围。
步骤6.2.1：第四区高速高效区的速度最高点E不唯一，则取所有速度最高点中的转矩最低点为所需速度最高点E，得到经过所需速度最高点E的一条垂直于横坐标的直线j。
步骤6.2.2：确定第八区高速弱磁区的范围。由横坐标轴、曲线g与直线j所围区域为第八区高速弱磁区，第八区高速弱磁区的转速均高于所需速度最高点E的转速nE。
步骤6.3：基于步骤6.1与步骤6.2中的结果，确定第三区高速低载区范围。
步骤6.3.1：基于步骤6.1中的结果，若第四区高速高效区中速度最低点D(nD,TD)不唯一，其中，nD和TD分别为速度最低点D(nD,TD)的转速和转矩，则取所有速度最低点D(nD,TD)中转矩最低点为所需速度最低点D，得到经过所需速度最低点D的一条垂直于横坐标的直线k。
步骤6.3.2：基于步骤6.3.1中的结果，确定转速小于点D的区域内第三区高速低载区的范围，记作S31。在恒功率区内，转矩小于点D转矩TD且转速小于点D转速nD的区域属于第三区高速低载区。即当点P(nP,TP)满足条件：np＜nD且TP＜TD时，点P(nP,TP)归属于第三区高速低载区，也就是：
S31＝{P(np,Tp)|nb＜np＜nD,0≤Tp＜TD}。
步骤6.3.3：确定转速大于点D(nD,TD)且小于点E(nE,TE)的区域内第三区高速低载区的范围，记作S32。S32为横坐标轴、直线k、第四区高速高效区下半周边界线(点E和点D之间下半周连接线)与直线j所围成的区域。
步骤6.3.4：基于步骤6.3.2与步骤6.3.3，确定第三区高速低载区的范围。第三区高速低载区为S31与S32的并集，也就是：
S3＝S31∪S32。
值得注意的是，上述第三区高速低载区S31与S32的大小会随着电机特性的改变而改变，对于部分电机可能会出现其中部分集合为空集的情况。
步骤6.4：与步骤6.3同时的，基于步骤6.1中确定的第四区高速高效区，确定第六区双倍高校区。第六区双倍高校区为第四区高速高效区的双倍扩展区域，其扩展方法为转速不变，转矩扩展为原本的两倍；也就是，第六区双倍高校区的转速与第四区高速高效区的转速相同，第六区双倍高校区的速度最高点G在直线j上，速度最低点F在直线k上；对于第六区双倍高校区的每一个运行点P6(nP6,TP6)，其转矩均是第四区高速高效区中的相同速度nP6运行点的转矩的两倍。对于第六区双倍高校区中的任意一点P6(nP6,TP6)均为第四区高速高效区中某一点的双倍拓展点。即当点P(nP,TP)归属于第六区双倍高效区时，点P需满足条件：
Figure BDA0003810790410000211
且
Figure BDA0003810790410000212
P'为第四区高速高效区某一点，也就是：
Figure BDA0003810790410000213
步骤6.5：基于步骤6.1与步骤6.4中的结果，确定第五区高速负载区范围。
步骤6.5.1：转矩小于点F的转矩TF且高于D点的转矩且转速小于点F转速nF的区域属于第五区高速负载区，记作S51。即当点P(nP,TP)满足条件：np＜nF且TD≤TP＜TF时，点P(nP,TP)归属于第五区高速负载区，也就是：
S51＝{P(np,Tp)|nb＜np＜nF,TD≤Tp≤TF}。
步骤6.5.2：确定转速大于点F(nF,TF)且小于点G(nG,TG)的区域内第五区高速负载区的范围，记作S52。S52为直线k、直线j、第四区高速高效区上半周边界与第六区双倍高效区下半周边界所构成的区域。
步骤6.5.3：基于步骤6.5.1与步骤6.5.2，确定第五区高速负载区的范围。第五区高速负载区为S51与S52的并集，也就是：
S5＝S51∪S52。
值得注意的是，上述第五区高速负载区S51与S52的大小会随着电机特性的改变而改变，对于部分电机可能会出现S51与S52中存在一个或两个为空集的情况。
步骤6.6：基于步骤6.1～步骤6.5中的结果，确定第七区高速过载区范围。
第七区范围为恒功率区中不属于第三、四、五、六、八区的范围，即恒功率区的剩余区域为第七区。当点P(nP,TP)满足条件：
Figure BDA0003810790410000221
则点P(nP,TP)归属于第七区高速过载区，也就是：
Figure BDA0003810790410000222
参见图20，恒功率区所分的6个子区域用不同标记展现在图中。右斜线区域为第三区高速低载区，深灰色区域为第四区高速高效区，斜网格区域为第五区高速负载区，白色区域为第六区双倍高效区，点区域为第七区高速过载区，浅灰色为第八区高速弱磁区。
步骤7：基于步骤6中的恒功率区的分区结果，确定第三区高速低载区控制方法。由于第三区高速低载区的转矩相较于第五区、第六区以及第七区都较低，同时转速也低于第八区，对于第三区高速低载区中任意一点P3(np3,Tp3)，np3和Tp3分别为第三区高速低载区中任意一点的转速和转矩，第一电源电子开关与第二电源电子开关有且仅有一个闭合的同时所有绕组电子开关闭合。另外，第三区高速低载区的主要控制原则为系统效率最高原则，方法是采用电机升功率运行的方法，即不改变电机转速的同时，提高输出转矩，电机运行于升功率运行点H3(nH3,TH3)，多余能量回馈至电池，从而提高电机系统效率。对于第三区高速低载区中任意一点P3(np3,Tp3)，控制方法确定分为以下步骤：
步骤7.1：计算第三区高速低载区中任意一点P3(np3,Tp3)系统消耗总功率W3。当电机运行于点P3(np3,Tp3)时，其效率为ηp3，则点P3(np3,Tp3)系统消耗总功率W3为转速转矩之积除以60效率的值的2π倍，即：
Figure BDA0003810790410000223
步骤7.2：与步骤7.1同时，计算过渡点P3’(np3,Tp3’)系统消耗总功率W3’，过渡点P3’(np3,Tp3’)为点P3(np3,Tp3)转速相同的任意一点。当电机运行于过渡点P3’(np3’,Tp3’)时，其效率为ηp3’，发电效率为ηpg，则过渡点P3’(np3’,Tp3’)系统消耗的总功率为此时电机运行消耗的消耗减去回馈至电池的效率，即：
Figure BDA0003810790410000224
步骤7.3：基于步骤7.1与7.2，建立升功率运行的数学模型。升功率运行的数学模型为过渡点P3’系统消耗总功率W3’减去P3点系统消耗总功率W3，即为：
Figure BDA0003810790410000231
步骤7.4：基于步骤7.3，确定集合SP3。令升功率运行的数学模型大于0，则由上式
Figure BDA0003810790410000232
可以得到下式：
Figure BDA0003810790410000233
则所有满足条件
Figure BDA0003810790410000234
的过渡点P3’(np3,Tp3’)的集合为SP3。
需要注意的是，对于部分点P3(np3,Tp3)，SP3可能为空集，这主要取决于电机功率与电机具体性能。当SP3为空集时，就不采用电机升功率运行方法，而是直接运行。
步骤7.5：基于步骤7.4，在SP3可能为非空集采用电机升功率运行时，再进一步在集合SP3中确定出升功率运行点H3(nH3,TH3)。
为在电机单元1正常运行范围内最大化提高电机系统效率，升功率运行点H3(nH3,TH3)需要属于SP3的同时需要属于第三区高速低载区或第四区高速高效区，还需要满足升功率运行点H3的转矩TH3大于或等于TP3。也就是说升功率运行点H3(nH3,TH3)需要满足：
Figure BDA0003810790410000235
需要注意的是，若SP3中存在符合上述条件的点H3(nH3,TH3)不唯一，则取满足条件的点中升功率数学模型函数最大值f(Tp3')点。
步骤7.6：采用有限元软件仿真获得电机运行于点H3(nH3,TH3)时的逆变器输出ABC三相电流。
步骤8：与步骤7同时，基于步骤6的分区结果，确定第四区高速高效区的控制方法。由于第四区高速高效区的转矩相较于第五区、第六区以及第七区都较低，同时转速也低于第八区，对于第四区高速高效区中任意一点P4(np4,Tp4)，第一电源电子开关与第二电源电子开关有且仅有一个闭合的同时所有绕组电子开关闭合。另外，第四区高速高效区的主要控制原则为系统效率最高原则，由于第四区高速高效区运行点效率高于第三区、第五区、第七区以及第八区，因此运行点P4(np4,Tp4)正常工作。采用有限元软件仿真获得电机运行于P4(np4,Tp4)时的逆变器输出的ABC三相电流。
步骤9：与步骤8同时，基于步骤6的分区结果，确定第五区高速负载区的控制方法。由于第五区高速负载区转矩高于第三区与第四区，对于第五区高速负载区中任意一点P5(np5,Tp5)，所有电源电子开关均闭合的同时所有绕组电子开关闭合。另外，第五区高速负载区的主要控制原则为系统效率最高原则，主要方法是采用电机升功率运行的方法，即不改变电机转速的同时，提高输出转矩，电机运行于升功率运行点H5(nH5,TH5)多余能量回馈至电池，从而提高电机系统效率。对于第五区高速负载区中任意一点P5(np5,Tp5)，控制方法为以下步骤：
步骤9.1：计算点P5(np5,Tp5)系统消耗总功率W5。当电机运行于点P5(np5,Tp5)时，效率为ηp5，则点P5(np5,Tp5)系统消耗总功率W5为转速np5和转矩Tp5之积除以60效率的值的2π倍，即：
Figure BDA0003810790410000241
步骤9.2：与步骤9.1同时的，计算过渡点P5’(np5,Tp5’)系统消耗总功率W5’，过渡点P5’(np5,Tp5’)为点P5(np5,Tp5)转速相同的任意一点。当电机运行于点P5’(np5,Tp5’)时，其效率为ηp5，则过渡点P5’(np5,Tp5’)系统消耗的总功率为此时电机运行消耗的消耗减去回馈至电池的效率，即：
Figure BDA0003810790410000242
步骤9.3：基于步骤9.1与9.2，建立升功率运行的数学模型。升功率运行的数学模型为过渡点P5’点系统消耗总功率W5’减去P5点系统消耗总功率W5，即为：
Figure BDA0003810790410000243
步骤9.4：基于步骤9.3，确定集合SP5。令升功率运行的数学模型f(Tp5')大于0，获得下式：
Figure BDA0003810790410000244
过渡点P5’(np5,Tp5’)应当满足上式条件，将满足条件的过渡点P5’(np5,Tp5’)的形成集合SP5。需要注意的是，对于部分点P5(np5,Tp5)，SP5可能为空集，这主要取决于电机功率与电机具体性能。当SP5为空集时，第五区高速负载区就不采用电机升功率运行方法，而是直接运行。
步骤9.5：当集合SP5为非空集采用电机升功率运行时，在集合SP5中确定出升功率运行点H5(nH5,TH5)。为在电机单元正常运行范围内，最大化提高电机系统效率，升功率运行点H5(nH5,TH5)需要属于SP5的同时需要属于第五区高速负载区或第六区双倍高效区，此外，需要满足TH5大于等于TP5。也就是说升功率运行点H5(nH5,TH5)需要满足：
Figure BDA0003810790410000251
需要注意的是，若集合SP5存在符合条件的点H5(nH5,TH5)不唯一，则取满足条件的点中升功率数学模型函数f(Tp5')最大值点。
步骤9.6：基于步骤9.5中的结果，采用有限元软件仿真获得电机运行于点H5(nH5,TH5)时的逆变器输出的ABC三相电流。
步骤10：与步骤9同时的，基于步骤6的分区结果，确定第六区双倍高效区的控制方法。由于第六区双倍高效区的转矩高于第三区、第四区以及第五区，对于第六区双倍高效区中任意一点P6(np6,Tp6)，所有电源电子开关均闭合的同时所有绕组电子开关闭合。另外，第六区双倍高效区的主要控制原则为系统效率最高原则，由于第六区双倍高效区运行点效率高于第三区、第五区、第七区以及第八区，因此运行点P6(np6,Tp6)正常工作。采用有限元软件仿真获得电机运行于P6(np6,Tp6)时的逆变器输出的ABC电流，由DSP控制器控制逆变器的输出。
步骤11：与步骤10同时的，基于步骤6的分区结果，确定第七区高速过载区的控制方法。由于第七区高速过载区的转矩高于第三区、第四区以及第五区，对于第七区高速过载区中任意一点运行点P7(np7,Tp7)，所有电源电子开关均闭合的同时所有绕组电子开关闭合。另外，第七区高速过载区的主要控制原则为系统效率最高原则，因此第七区控制策略为两个控制模块协调工作，即第一逆变器与第二逆变器输出的电流不同，两个N/2的电机单元1工作在两个运行点，则第一控制模块使电机工作在点P71(np71,Tp71)；第二控制模块使电机工作在点P72(np72,Tp72)。对于第七区高速过载区中任意一点P7(np7,Tp7)，控制方法为以下步骤：
步骤11.1：建立协同运行功率函数。第七区高速过载区有两个不同点，分别为第一过渡点P71’(np71’,Tp71’)与第二过渡点P72’(np72’,Tp72’)，该两个过过渡点转速均与第七区运行点P7(np7,Tp7)相等且转矩之和为TP7，即：
Figure BDA0003810790410000261
满足条件的过渡点集合记作SP7。
第一过渡点P71’(np71’,Tp71’)系统消耗总功率W71’为转速np71’和转矩Tp71’之积除以60效率的值的2π倍，即：
Figure BDA0003810790410000262
相似地，第二过渡点P72’(np72’,Tp72’)系统消耗总功率W72’为转速转矩之积除以60效率的值的2π倍，即：
Figure BDA0003810790410000263
协同运行功率函数为第一过渡点P71’(np71’,Tp71’)系统消耗总功率W71’与第二过渡点P72’(np72’,Tp72’)系统消耗总功率W72’之和，即：
Figure BDA0003810790410000264
步骤11.2：基于步骤11.1中确定的协同运行功率函数W7(Tp71',Tp72')，确定两个运行点P71(np71,Tp71)与P72(np72,Tp72)。
第一运行点P71(np71,Tp71)的系统消耗总功率为W71，第二运行点P72(np72,Tp72)的系统消耗总功率为W72，则两个运行点P71(np71,Tp71)和P72(np72,Tp72)的协同运行功率函数W7(Tp71,Tp72)＝W71+W72，当两个运行点符合其协同运行功率函数W7(Tp71,Tp72)等于所述的两个过渡点P71’(np71’,Tp71’)和P72’(np72’,Tp72’)的协同运行功率函数W7(Tp71',Tp72')的最小值时，则电机工作在该两个运行点P71(np71,Tp71)和P72(np72,Tp72)，运行点P71(np71,Tp71)和P72(np72,Tp72)分别由第一控制模块和第二控制模块控制运行。
步骤11.3：基于步骤11.2中确定的点P71(np71,Tp71)，确定第一逆变器输出电流。此时所有绕组电子开关闭合的同时有且仅有第一电源电子开关闭合，利用有限元软件仿真获得第一逆变器的输出电流。
同时，确定第二逆变器输出的电流。此时所有绕组电子开关闭合的同时有且仅有第二电源电子开关闭合，利用有限元软件仿真获得第二逆变器的输出电流。
步骤12：与步骤11同时的，基于步骤6的分区结果，确定第八区高速弱磁区的控制策略。由第八区高速弱磁区的转速高于其余所有子区域，对于第八区高速弱磁区中任意一点P8(np8,Tp8)，所有电源电子开关均闭合的同时所有绕组电子开关闭合，采用有限元软件仿真获得电机运行于P8(np8,Tp8)时的逆变器输出电流。
综上所述，电机根据子区域特点，分为8个工作模式：
1、当电机运行于第一区低速负载区时，第一电源电子开关与第二电源电子开关均闭合，在第一绕组电子开关到第N/2电源电子开关中任意闭合K个开关，且在第(N/2+1)绕组电子开关到第N个电源电子开关中任意闭合K个开关。两个逆变器输出同频同幅值不同相位的电流，两个部分的电机单元1工作在同一运行点，转矩波形波谷补偿，大幅度降低此子区域内电机的转矩脉动，提高转矩质量。
2、当电机运行于第二区低速过载区时，所有的电源电子开关与绕组电子开关均闭合。两个逆变器输出同频同幅值同相位的电流，两个部分的电机单元1工作在同一运行点，电机单元1输出的转矩代数叠加，有效提高电机峰值转矩，增强电机转矩输出能力。
3、当电机运行于第三区高速低载区时，第一电源电子开关与第二电源电子开关有且仅有一个闭合的同时所有绕组电子开关闭合。电机单元1升功率运行，有效提高了电机工作效率与整机运行效率。
4、当电机运行于第四区高速高效区时，第一电源电子开关与第二电源电子开关有且仅有一个闭合的同时所有绕组电子开关闭合。N/2个单元电机正常运行，此时电机运行效率较高。
5、当电机运行于第五区高速负载区时，所有电源电子开关均闭合的同时所有绕组电子开关闭合，所有电机单元1升功率运行，有效提高了电机工作效率与电机系统运行效率。
6、当电机运行于第六区双倍高效区时，所有电源电子开关均闭合的同时所有绕组电子开关闭合，所有电机单元1正常运行，电机高效运行。
7、当电机运行于第七区双倍高效区时，所有电源电子开关均闭合的同时所有绕组电子开关闭合。两个逆变器输出电流，两个部分的电机单元1工作在不同运行点，输出转矩代数叠加，大幅度提高电机运行效率。
8、当电机运行于第八区高速弱磁区时，所有电源电子开关均闭合的同时所有绕组电子开关闭合，所有电机单元1正常运行，电机高速运行。
上文所列出的一系列的详细说明仅是针对本发明的可行性实施方式的具体说明，它们并非用以限制本发明的保护范围，凡未脱离本发明技术所创的等效方式或变更均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (17)

1.一种多极少槽单元化永磁轮毂电机，其特征是：其由沿径向截面圆周方向均匀分布的N个相同的电机单元(1)组成，每个电机单元(1)包括1/N的外转子(2)、1/N的内定子(3)以及1/N的集中式绕组(4)，内定子(3)同轴心套在外转子(2)内部，内定子(3)上绕有集中式绕组(4)，每个电机单元(1)中的集中式绕组(4)均为三相对称且分布相同；外转子(2)具有一个转子铁芯(2.3)，2a个永磁磁钢组(2.4)沿圆周方向均匀分布在转子铁芯(2.3)上，每个永磁磁钢组(2.4)均由第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)和弧形永磁磁钢(2.4.3)组成，第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)结构相同且径向截面均呈矩形，内外斜向为矩形长度方向，呈开口朝向气隙侧的V型布置于弧形永磁磁钢(2.4.3)外侧，相对于弧形永磁磁钢(2.4.3)沿直径方向的中心线对称；第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)充磁方向垂直于自身长度方向，弧形永磁磁钢(2.4.3)充磁方向和中心线方向一致，属于同一个永磁磁钢组(2.4)的第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)及弧形永磁体(2.4.3)充磁方向同时指向或背离气隙，相邻两个永磁磁钢组(2.4)充磁方向相反；转子极对数Pr、定子槽数Ns、电机相数m、电机槽距角τ以及N需同时满足：Pr＞Ns、Pr＝Na、Ns＝mNb、
Figure FDA0003810790400000011
cτ＝d*2π、
Figure FDA0003810790400000012
N＝2i，i,a,b,c,d,e均是正整数。
2.根据权利要求1所述的一种多极少槽单元化永磁轮毂电机，其特征是：每个所述的1/N的外转子(2)，沿轴向上分为相同的M个转子段，M个转子段沿同一旋转方向依次地旋转一个机械错位角布置，20mm≤lef/M≤120mm，lef为电机轴向长度。
3.根据权利要求2所述的一种多极少槽单元化永磁轮毂电机，其特征是：所述的一个机械错位角的确定方法是：
步骤1)：先赋值初始机械错位角为0；
步骤2)：仿真电机输出的转矩波形，计算出初始转矩脉动；
步骤3)：对所述的转矩波形傅里叶分解，求取最高幅值谐波分量的谐波次数k，计算出过渡机械错位角
Figure FDA0003810790400000013
再仿真过渡机械错位角α1时的转矩波形，计算出过渡转矩脉动；
步骤4)：比较所述的过渡转矩脉动和所述的初始转矩脉动，若过渡转矩脉动小于初始转矩脉动，则过渡机械错位角α1即是转子段旋转的一个机械错位角，反之，则将过渡机械错位角α1赋值到初始机械错位角后循环步骤2)-3)。
4.根据权利要求1所述的一种多极少槽单元化永磁轮毂电机，其特征是：每个弧形永磁磁钢(2.4.3)在径向截面上均由一条弧形永磁磁钢外长边(2.4.3.1)，一条弧形永磁磁钢内长边(2.4.3.2)以及两条弧形永磁磁钢短边(2.4.3.3)围成，弧形永磁磁钢外长边(2.4.3.1)和弧形永磁磁钢内长边(2.4.3.2)的弧形中心与外转子(2)中心相同，弧形永磁磁钢短边(2.4.3.3)和外转子(2)的直径方向一致，弧形永磁磁钢内长边(2.4.3.2)为正弦曲线f1(θ1)＝f1maxsin(θ1)，θ1∈[π,2π]，f1max为幅值，当θ1为3π/2时，点f1(3π/2)位于外转子(2)内表面上。
5.根据权利要求4所述的一种多极少槽单元化永磁轮毂电机，其特征是：每个第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)在靠近气隙侧的端部设有内磁障(2.5)，远离气隙侧的端部设有外磁障(2.6)，每个弧形永磁磁钢(2.4)的切向两端各设有一个成为气隙一部分的虚拟槽(2.7)。
6.根据权利要求5所述的一种多极少槽单元化永磁轮毂电机，其特征是：所述的内磁障(2.5)径向截面为五边形，五边形的第一边为第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)靠近气隙侧长边的延长边，第二边为与外转子(2)同轴心的圆弧边，第三边位于外转子(2)半径上，第四边平行于第一边且位于第一边外侧，第一边与第四边间的距离小于第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)的宽度，第五边与第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)靠近气隙侧的短边重合。
7.根据权利要求5所述的一种多极少槽单元化永磁轮毂电机，其特征是：所述的外磁障(2.6)径向截面是五边形，五边形的第一边为第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)靠近气隙侧长边的延长线，第二边位于外转子(2)半径上，第三边为与外转子(2)同轴心的圆弧边，第四边平行于第一边且位于第一边外侧，第一边与第四边间的距离小于第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)的宽度，第五边与第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)远离气隙侧的短边重合。
8.根据权利要求6所述的一种多极少槽单元化永磁轮毂电机，其特征是：所述的虚拟槽(2.7)在径向截面上是一段正弦曲线f2(θ2)＝f2maxsin(θ2)，θ2为[π/2,π]，f2max为幅值，θ2为π/2时，点f2(π/2)是弧形永磁磁钢内长边(2.4.3.2)与弧形永磁磁钢短边(2.4.3.3)的交点，θ2为π时，点f2(π)是经过内磁障(2.5)的第二边与第三边的交点的一条半径与外转子(2)内表面的交点。
9.根据权利要求1所述的一种多极少槽单元化永磁轮毂电机，其特征是：所述的第一、第二矩形永磁磁钢(2.4.1、2.4.2)形成V型夹角βpm满足：40°≤βpm≤65°，长边长度wpm与宽边长度hpm满足：2≤wpm/hpm≤4。
10.根据权利要求1所述的一种多极少槽单元化永磁轮毂电机，其特征是：所述的弧形永磁磁钢2.4.3沿径向上的的最小宽度hpmin与最大宽度hpmax满足：1.5≤hpmax/hpmin≤2。
11.一种如权利要求1所述的多极少槽单元化永磁轮毂电机的协同控制系统，其特征是：包括一个电池、两个控制模块和N个绕组电子开关，一个绕组电子开关控制一个电机单元(1)中集中式绕组(4)的通断，每个控制模块均由一个电源电子开关，一个DSP控制器和一个逆变器依次串联组成，两个电源电子开关的输入端分别连接电池的输出端，每个逆变器的输出端分别连接N/2个绕组电子开关，集中式绕组(4)输出端经整流器连接电池。
12.一种如权利要求11所述的协同控制系统的控制方法，其特征是包括以下步骤：
步骤1)：闭合两个电源电子开关与N个绕组电子开关，以横坐标为电机转速，纵坐标为电机输出转矩，仿真获得电机的外特性曲线g；再断开其中一个电源电子开关，仿真获得电机的外特性曲线f；以外特性曲线f上最高转矩对应的最高转速作为临界转速nb，当电机运行点的转速np≤nb，为恒转矩区；
步骤2)：将所述的恒转矩区分成第一区和第二区，当运行点的转矩Tp≤Tb，为第一区，当Tp＞Tb，为第二区，Tb为临界转矩Tb，是一个电机单元(1)峰值转矩Tx的N-2倍；第二区的运行点转矩的最大值不超过外特性曲线g对应的转矩；
步骤3)：当运行点在第一区，两个电源电子开关均闭合，与每个控制模块连接的N/2电机单元(1)中至少闭合
Figure FDA0003810790400000031
个绕组电子开关，Tp1为第一区运行点的转矩；两个逆变器输出同幅值不同相位的电流；当运行点在第二区，两个电源电子开关和N个绕组电子开关均闭合。
13.根据权利要求12所述的控制方法，其特征是：步骤3)中，仿真计算K个绕组电子开关时电机输出转矩波形和两个逆变器输出的过渡电流，傅里叶分解所述的输出转矩波形，求取主要谐波分量的谐波次数r，计算出电流错位角
Figure FDA0003810790400000032
则两个逆变器输出的三相电流幅值Imax＝1.05Imax0，Imax0为过渡电流幅值，第一个逆变器输出的三相电流相位超前过渡电流相位β/2，第二个逆变器输出的三相电流相位滞后过渡电流相位β/2。
14.一种如权利要求11所述的协同控制系统的控制方法，其特征是包括以下步骤：
步骤(Ⅰ)：闭合两个电源电子开关与N个绕组电子开关，以横坐标为电机转速，纵坐标为电机输出转矩，仿真获得电机的外特性曲线g；再断开其中一个电源电子开关，仿真获得电机的外特性曲线f；以外特性曲线f上最高转矩对应的最高转速作为临界转速nb，当电机运行点转速np＞nb，为恒功率区；
步骤(Ⅱ)：将所述的恒功率区分成第三区至第八区，当运行点的效率ηp≥ηb，则为第四区，ηb为单一控制模块运行时电机的边界效率；由横坐标轴、外特性曲线g与经过第四区速度最高点E的一条垂直于横坐标的直线j所围的区域为第八区；转矩小于第四区速度最低点D的转矩且转速小于点D的转速的区域为区域S31，由横坐标、经过点D的一条垂直于横坐标的直线k、第四区点D、E下半周边界线、直线j所围成的区域为区域S32，S31与S32的并集为第三区；转速与第四区转速相同且转矩是第四区转矩的两倍的区域是第六区，第六区的速度最高点G在直线j上，速度最低点F在直线k上；转矩小于点F的转矩、高于点D的转矩且转速小于点F转速的区域为区域S51，由直线k、直线j、第四区点D、E上半周边界、第六区点F、G下半周边界所围成的区域为区域S52，S51与S52的并集为第五区；恒功率区中的剩余区域为第七区；
步骤(Ⅲ)：当运行点在第三区，两个电源电子开关有且仅有一个闭合，N个绕组电子开关均闭合，且采用不改变电机转速的同时提高转矩的升功率运行；当运行点在第四区，两个电源电子开关有且仅有一个闭合，N个绕组电子开关均闭合；当运行点在第五区，两个电源电子开关均闭合，N个绕组电子开关均闭合且升功率运行；当运行点在第六区，两个电源电子开关均闭合，N个绕组电子开关均闭合；当运行点在第七区，两个电源电子开关均闭合，N个绕组电子开关均闭合，两个逆变器输出的电流不同；当运行点在第八区，两个电源电子开关均闭合，N个绕组电子开关均闭合。
15.根据权利要求14所述的控制方法，其特征是：步骤(Ⅲ)中第三区的升功率运行是：与第三区运行点P3(np3,Tp3)转速相同的过渡点P3’(np3,Tp3’)，当满足条件
Figure FDA0003810790400000041
时形成集合SP3，集合SP3中属于第三区或第四区且转矩大于或等于TP3的运行点为升功率运行点H3(nH3,TH3)，仿真获得电机运行于升功率运行点H3(nH3,TH3)时的逆变器输出的三相电流，将多余能量回馈至电池；第五区的升功率运行与第三区的升功率运行雷同；np3、Tp3和ηp3分别为运行点P3(np3,Tp3)的转速、转矩和效率，Tp3’和ηp3’分别为过渡点的转矩和效率，ηpg为发电效率。
16.根据权利要求14所述的控制方法，其特征是：步骤(Ⅲ)中，在第七区，与第七区运行点转速相等有两个过渡点，两个过渡点转矩之和等于第七区运行点转矩，计算出所述的两个过渡点的系统消耗总功率之和，当有两个运行点的系统消耗总功率之和等于所述的两个过渡点系统消耗总功率之和的最小值时，则所述的两个运行点分别由对应的两个控制模块控制运行。
17.根据权利要求16所述的控制方法，其特征是：N个绕组电子开关闭合且仅有第一个电源电子开关闭合，仿真获得第一个逆变器的输出电流，控制两个运行点中的第一个运行点；N个绕组电子开关闭合且仅有第二个电源电子开关闭合，仿真获得第二逆变器的输出电流，控制两个运行点中的第二个运行点。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3888663B2 (ja) * 2000-11-10 2007-03-07 本田技研工業株式会社 永久磁石式回転電機およびその駆動装置
CN2862483Y (zh) * 2005-10-31 2007-01-24 上海日立电器有限公司 异步起动永磁同步电机转子结构
JP4440275B2 (ja) * 2007-02-02 2010-03-24 三菱電機株式会社 三相回転電機
CN110365180A (zh) * 2019-07-22 2019-10-22 宁波华表机械制造有限公司 一种斜磁极式永磁同步电机
CN110556931B (zh) * 2019-09-24 2021-07-06 哈尔滨工业大学 模块化多相交流容错电机
CN112332735B (zh) * 2020-09-16 2022-06-21 江苏大学 一种3×3相永磁辅助同步磁阻电机的容错控制方法
CN112928842B (zh) * 2021-01-28 2022-05-03 重庆长安新能源汽车科技有限公司 一种转子冲片、转子、永磁同步电机及车辆
CN113922541A (zh) * 2021-10-22 2022-01-11 上海特波电机有限公司 外转子内置式永磁同步电机

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