CN115267686A - 具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法 - Google Patents

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CN115267686A CN202211177668.4A CN202211177668A CN115267686A CN 115267686 A CN115267686 A CN 115267686A CN 202211177668 A CN202211177668 A CN 202211177668A CN 115267686 A CN115267686 A CN 115267686A
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Abstract

本发明公开了一种具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，涉及雷达通信一体化领域的调制方法。在该方法中，将用户待传输的数据分成p位波形选择映射组和q位波形状态映射组；将所述p位波形选择映射组的每个数据组合分别映射为从N个传输波形中选取由Z个传输波形组成的波形组合；将所述q位波形状态映射组中的每个数据组合分别映射为由所述Z个传输波形组成的幅值状态波形排序组合，并将所映射的幅值状态波形排序组合中的每个幅值状态波形的积分形式，分别作为非线性调频信号的附加相位，形成调制信号。本发明所公开的技术方案，降低了雷达通信一体化调制信号的峰均比，提高了系统的信息传输能力和功率利用率。

Description

具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法
技术领域
本发明涉及雷达通信一体化领域的调制方法，尤其涉及一种具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法。
背景技术
在现有技术中，雷达通信一体化设计的核心是调制信号产生，即在满足雷达探测目标的前提下，同时携带用户数据。在现有技术中，雷达通信一体化波形设计具有两种类型。一是，采用常规数字调制，如BPSK调制或MSK调制，加载待传输信息，然后再与雷达信号进行结合，形成一体化信号。该类一体化调制信号的优点是调制信号包络恒定，雷达系统的功率利用率高，目标探测距离远，但这种方法的信息携带能力较差，频带利用率较低，只能适用于低速系统。另一类，是基于OFDM设计雷达通信一体化波形，利用OFDM调制信号的高信息传输率来提高系统的传输速率，同时，OFDM调制信号也是一种大时宽带宽积信号，用于雷达系统中时，也能够满足雷达探测目标的距离高分辨率和速度高分辨率需求。但由于OFDM调制信号的多载波特性使其具有高峰均比特点，而雷达功放系统的线性工作区范围有限，高峰均比使其功放系统的功率利用率大幅下降，从而降低了雷达系统对目标探测的距离，严重影响了雷达系统的工作性能。
因此，如何在保持雷达系统探测性能的前提下，提高一体化调制信号的信息传输效率，同时降低调制信号的峰均比，提高系统的功率利用率，是现有雷达通信一体化设计需要解决的难点问题。
发明内容
发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种技术方案，在保持雷达系统探测性能的前提下，降低调制信号的峰均比，提高系统的信息传输能力，以实现雷达通信一体化设计。
技术方案：为实现上述目的，本发明的一种具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法。在该方法中，产生调制信号包括以下步骤：
步骤一：将用户待传输的数据D进行分组，所述分组包括p位波形选择映射组Y=
Figure 258457DEST_PATH_IMAGE001
和q位波形状态映射组A=
Figure 714846DEST_PATH_IMAGE002
；
步骤二：进行波形选择映射：按照一一映射关系，将所述p位波形选择映射组的每个数据组合分别映射为从N个传输波形中选取由Z个传输波形组成的波形组合，所述Z为大于等于1且小于N的正整数；所述p位波形选择映射组中的每一个数据组合仅能与一个波形组合相对应，且任意两个数据组合所对应的波形组合各不相同；所述波形组合中的波形仅与各传输波形的序数有关，与传输波形的幅值状态和出现顺序无关；
步骤三：进行波形状态映射：所述N个传输波形中的每个波形都具有M个幅值状态；按照一一映射关系，将所述q位波形状态映射组中的每个数据组合分别映射为由所述Z个传输波形组成的幅值状态波形排序组合，所述q位波形状态映射组中的每一个数据组合仅能与一个幅值状态波形排序组合相对应，且任意两个波形状态映射组的数据组合所对应的幅值状态波形排序组合各不相同；在所述幅值状态波形排序组合中，每个幅值状态波形都对应于所述Z个传输波形中的某个波形的幅值状态，所述幅值状态波形排序组合中的任意两个幅值状态波形所对应的波形序数各不相同；
步骤四：将所述q位波形状态映射组中的数据组合所映射的幅值状态波形排序组合中的每个幅值状态波形的积分形式，分别作为非线性调频信号的附加相位，形成雷达通信一体化调制信号，所述调制信号为：
Figure 204733DEST_PATH_IMAGE003
；
其中，f c 为调制信号载波频率，B为信号带宽因子，T为信号时间因子，W为傅里叶级数的项数，F i 为傅里叶级数系数，Z为所述幅值状态波形排序组合中的波形个数，
Figure 187601DEST_PATH_IMAGE004
为具有第k个幅值状态的第j个幅值状态波形，k=1，2，…，M。
进一步，在本发明所公开的技术方案中，所述N个传输波形的产生方法为：基于长球面波函数产生N个偶数阶或奇数阶长球面波函数；按频域能量聚集性由大到小的顺序取前N个偶数阶或奇数阶长球面波函数；按照长球面波函数的频谱对称性，分别截取所述N个偶数阶或奇数阶长球面波函数的一半频谱，根据频域到时域的变换关系，再分别转换为时域波形，从而形成N个传输波形
Figure 737531DEST_PATH_IMAGE005
，j=0，1，2，…，N-1。
优选的，在本发明所公开的技术方案中，所述波形的幅值状态数M的取值为2的整数次幂。
进一步，在本发明所公开的技术方案中，所述波形选择映射组的数据位数p与传输波形总个数N以及波形组合中的波形个数Z三者满足关系式，符号
Figure 556583DEST_PATH_IMAGE006
表示向下取整，
Figure 584582DEST_PATH_IMAGE007
表示组合数：
Figure 297323DEST_PATH_IMAGE008
。
进一步，在本发明所公开的技术方案中，所述波形状态映射组的数据位数q与幅值状态波形排序组合中的波形个数Z以及波形的幅值状态数M三者满足关系式，其中
Figure 408367DEST_PATH_IMAGE009
表示向下取整，
Figure 573769DEST_PATH_IMAGE010
表示从传输波形的M个幅值状态中选择其中一个幅值状态的组合数，
Figure 546404DEST_PATH_IMAGE011
表示从Z个波形中选择Z个波形所构成的排列组合数：
Figure 848073DEST_PATH_IMAGE012
。
进一步，在本发明所公开的技术方案中，所述传输波形总个数N与波形组合中的波形个数Z两者满足关系式：Z=N-1。
进一步，在本发明所公开的技术方案中，所述傅里叶级数的项数W=7，傅里叶级数系数分别为F 1 =-0.1145，F 2 =0.0396，F 3 =-0.0202，F 4 =0.0118，F 5 =-0.0082，F 6 =0.0055，F 7 =-0.004。
进一步，在本发明所公开的技术方案中，所述传输波形为基于长球面波函数按频域能量聚集性由大到小的顺序分别取0阶、2阶、4阶和6阶长球面波函数设计4个传输波形，从所述4个传输波形中选取由3个传输波形组成的波形组合，所述波形组合中的每个传输波形都具有2种幅值状态。
优选的，在本发明所公开的技术方案中，将用户待传输的数据D进行分组，所述分组包括2bit波形选择映射组和5bit波形状态映射组。
本发明的一种，至少具有以下技术效果：
（1）降低了调制信号的峰均比，提高了系统的功率利用率。
在本发明所公开的技术方案中，所述完成数据加载的传输波形采用积分形式作为非线性调频信号的附加相位，实现雷达通信一体化波形设计，使得一体化调制信号具有恒包络特性。因此，相对于现有技术来说，可有效提高雷达系统的功率利用率，增强对目标探测的作用距离，同时，也能够达到较高的信息传输速率。
（2）提高了信息传输效率。
在本发明所公开的技术方案中，抛弃了传统的仅采用幅度参数加载信息的方式，拓展了传输波形加载信息的途径，采用波形选择映射和波形状态映射两种方式同时加载信息；进一步，用于加载信息的传输波形，基于频谱对称特性，仅使用其一半频谱，有效提高了频谱利用率，从而提高了系统的信息传输效率。
（3）提高了调制信号传输的可靠性。
在现有技术中，在雷达通信一体化信号设计时，常采用线性调频信号进行设计，该信号具有较大的旁瓣，在通过匹配滤波器或窗函数进行抑制旁瓣时，会导致调制信号产生较严重的波形崎变，从而降低信号在信道传输过程中的抗干扰能力。在本发明所公开的技术方案中，采用频域非线性加权的方式，并通过多项傅里叶级数展开式逼近加权窗，以构建非线性调频信号，使雷达调制信号的频域变化呈现非线性特性，以达到降低调制信号旁瓣幅值的目的，减小旁瓣抑制时所产生的信号畸变，使其在信道传输过程中具有较强的抗电磁干扰能力，从而也拓展了其适用的应用场境，提高了调制信号传输的可靠性。
本发明的其他优点和特征将部分通过下面的说明体现，部分还将通过对本发明的研究和实践而为本领域的技术人员所理解。
附图说明
图1是本发明实施例所公开的频谱截取示意图，其中（a）为奇对称频谱，（b）为截取一半后的频谱，（c）为偶对称频谱，（d）为截取一半后的频谱。
具体实施方式
以下结合图1对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。
在现有技术中，雷达通信一体化波形设计具有两种类型。一是，采用常规数字调制，如BPSK调制或MSK调制，加载待传输信息，然后再与雷达信号进行结合，形成一体化信号。该类一体化调制信号的优点是调制信号包络恒定，雷达系统的功率利用率高，目标探测距离远，但这种方法的信息携带能力较差，频带利用率较低，只能适用于低速系统。
另一类，是基于OFDM设计雷达通信一体化波形，利用OFDM调制信号的高信息传输率来提高系统的传输速率，同时，OFDM调制信号也是一种大时宽带宽积信号，用于雷达系统中时，也能够满足雷达探测目标的距离高分辨率和速度高分辨率需求。但由于OFDM调制信号的多载波特性使其具有高峰均比特点，而雷达功放系统的线性工作区范围有限，高峰均比使其功放系统的功率利用率大幅下降，从而降低了雷达系统对目标探测的距离，严重影响了雷达系统的工作性能。虽然采用降低峰均比的方法能够在一定程度上缓解调制信号的峰均比，但调制信号的峰均比仍在较大范围内波动变化，从而无法从根本上解决该问题。
因此，在现有技术中，雷达通信一体化调制信号设计方法，难以在高信息传输率和低峰均比两个方面同时达到，通常只能牺牲某个方面的性能来获得另一方面的性能，不能两个方面做到兼顾。
在现有技术中，相对于脉冲调制信号来说，线性调频信号由于具有较宽的频谱带宽，用于探测目标时可提高分辨率。因此，在雷达通信一体化信号设计时，常采用线性调频信号。但是，线性调频信号具有较大的频谱旁瓣，在通过匹配滤波器或窗函数进行抑制旁瓣时，会导致调制信号产生较严重的波形崎变，从而使信号的SNR（信噪比）下降，降低了信号在信道传输过程中的抗干扰能力，使其应用环境较为受限。
为了解决该问题，在本发明实施例所公开的技术方案中，对调制信号采用频域非线性加权的方式，并通过多项傅里叶级数展开式逼近加权窗，以构建非线性调频雷达调制信号，即
Figure 739805DEST_PATH_IMAGE013
，
其中，f c 为调制信号载波频率，B为信号带宽因子，T为信号时间因子，W为傅里叶级数的项数，F i 为傅里叶级数系数。使所述雷达调制信号的频域变化呈现非线性特性，以达到降低所述雷达调制信号旁瓣幅值的目的，减小所述雷达信号在通过天线滤波辐射时所产生的信号畸变，从而提高所述雷达调制信号的SNR（信噪比），使其在信道传输过程中具有较强的抗电磁干扰能力，从而也拓展了其适用的应用环境。
在本发明实施例所公开的技术方案中，所述傅里叶级数的项数W=7，傅里叶级数系数分别为F 1 =-0.1145，F 2 =0.0396，F 3 =-0.0202，F 4 =0.0118，F 5 =-0.0082，F 6 =0.0055，F 7 =-0.004。
因此，本发明实施例采用非线性调频信号作为雷达信号，可以提高其传输的可靠性，在此基础上，再与通信调制信号进行一体化设计，以达到较好的雷达探测性能和数据传输性能。
在现有通信领域中，进行信息传输时，仅限于通过传输波形的幅度、频率、相位参数加载信息，提升的空间受信息加载方式的约束性较大。
为了进一步提高系统的频带利用率，发明人抛弃了传统参数加载信息的方式，拓展传输波形加载信息的途径。采用映射方式加载信息。所述映射方式包括两个部分，波形选择映射和波形状态映射两种方式。波形选择映射即是从多个传输波形中选择部分波形传输信息，利用波形选择所产生的波形组合传输信息，即将多个数据的数据组合映射为波形组合。波形状态映射是指利用传输波形的状态参数（如幅度参数、波形顺序参数）所构建的波形排序组合实现信息传输，将多个数据的数据组合映射为多个传输波形的状态组合。这样，可充分利用波形选择、波形幅度、波形顺序等参数同时携带数据，从而提高了系统的信息传输效率。进一步，为了降低调制信号的峰均比，摒弃了多波形时域叠加的方式，采用传输波形串行传输，每个传输波形的积分形式分别作为非线性调频信号的附加相位，以进一步降低调制信号的峰均比，提高系统的功率利用率。
在本发明实施例所公开的技术方案中，公开了一种具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，在该方法中，产生调制信号包括以下步骤：
步骤一：将用户待传输的数据D进行分组，所述分组包括p位波形选择映射组Y=
Figure 782717DEST_PATH_IMAGE014
和q位波形状态映射组A=
Figure 152518DEST_PATH_IMAGE015
；
步骤二：进行波形选择映射：按照一一映射关系，将所述p位波形选择映射组的每个数据组合分别映射为从N个传输波形中选取由Z个传输波形组成的波形组合，所述Z为大于等于1且小于N的正整数；所述p位波形选择映射组中的每一个数据组合仅能与一个波形组合相对应，且任意两个数据组合所对应的波形组合各不相同；所述波形组合中的波形仅与各传输波形的序数有关，传输波形的序数即为传输波形的序号，与传输波形的幅值状态和出现顺序无关；
步骤三：进行波形状态映射：所述N个传输波形中的每个波形都具有M个幅值状态；按照一一映射关系，将所述q位波形状态映射组中的每个数据组合分别映射为由所述Z个传输波形组成的幅值状态波形排序组合，所述q位波形状态映射组中的每一个数据组合仅能与一个幅值状态波形排序组合相对应，且任意两个波形状态映射组的数据组合所对应的幅值状态波形排序组合各不相同；在所述幅值状态波形排序组合中，每个幅值状态波形都对应于所述Z个传输波形中的某个波形的幅值状态，所述幅值状态波形排序组合中的任意两个幅值状态波形所对应的波形序数各不相同；
步骤四：将所述q位波形状态映射组中的数据组合所映射的幅值状态波形排序组合中的每个幅值状态波形的积分形式，分别作为非线性调频信号的附加相位，形成雷达通信一体化调制信号，所述调制信号为：
Figure 839851DEST_PATH_IMAGE016
；
其中，f c 为调制信号载波频率，B为信号带宽因子，T为信号时间因子，W为傅里叶级数的项数，F i 为傅里叶级数系数，Z为所述幅值状态波形排序组合中的波形个数，
Figure 777851DEST_PATH_IMAGE017
为具有第k个幅值状态的第j个幅值状态波形，k=1，2，…，M。
在本发明实施例所公开的技术方案中，加载信息的传输波形以附加相位的方式与非线性调频雷达信号相结合，使所述非线性调频信号具有恒包络特性，送往信道发射时，雷达系统的功率利用率高，探测目标距离远，解决了现有技术中高峰比降低雷达性能的问题。
在现有技术中，长球面波函数（Prolate Spheroidal Wave Functions，PSWFs在给定时间区间[-T/2，T/2]内，满足如下积分方程：
Figure 917846DEST_PATH_IMAGE018
，
其中，
Figure 356917DEST_PATH_IMAGE019
为n阶长球面波函数
Figure 757812DEST_PATH_IMAGE020
所对应的特征值，用于表示能量集中因子，n为阶数，
Figure 256926DEST_PATH_IMAGE021
为角频率，c为时间带宽积因子。因其具有最佳能量聚集性等特点，使其在通信领域具有广泛应用。在时间带宽积因子一定的情况下，还可同时存在多阶两两正交、频谱相互交叠的长球面波函数。本发明人以该函数的正交性、频谱交叠性为出发点，设计传输波形，采用多个频谱相互交叠的长球面波函数作为信息载体进行信息调制，以达到提高信息传输率的目的。在接收端可利用其正交性进行分离，消除码间干扰。虽然OFDM调制方法因其具有较高的频带利用率，在移动通信领域具有广泛的应用前景，但OFDM调制方法的本质是采用多个频谱相互交叠50%的正余弦函数作为信息载体进行信息调制，以达到提高信息传输率的目的，但多个频谱相互叠加的正交载波使该调制信号具有较高的峰均比，严重影响了系统的功率利用效率。进一步，相对于正余弦函数来说，长球面波函数在能量聚集性方面更具有优势，且其信号的旁瓣较小，用于信道传输时，具有较强的抗干扰能力。不仅如此，该函数还具有大时间带宽特性，所具有高能量聚集性，使其用于雷达领域时，有利于提高探测目标的分辨率。因此，相对于正余弦函数来说，以长球面波函数设计雷达通信一体化波形，将会带来更优的性能。
发明人通过分析长球面波函数的频谱特征可知，对于偶数阶或奇数阶长球面波函数，其频谱具有如下特征：
Figure 618637DEST_PATH_IMAGE022
；
Figure 471187DEST_PATH_IMAGE023
；
因此，奇数阶长球面波函数在频域具有频谱奇对称特性，偶数阶长球面波函数在频域具有频谱偶对称特性。基于该特性，采用奇数阶或偶数阶长球面波函数设计传输波形时，可利用其频谱对称特性进行设计，进行频谱截取，截取其一半频谱，再利用频域到时域的变换关系，转换为时域波形，再进行信息加载，从而可大幅提高信息传输率。即将奇数阶或偶数阶长球面波函数进行频域变换，根据其频谱对称特性，截取其一半频谱，并根据频域到时域的变换关系，再分别转换为时域波形，形成加载数据的传输波形。如图1中（a）和（c）所示，分别是具有奇对称特性和偶对称特性的长球面波函数的频谱，根据其频谱对称特性，截取一半后的频谱如图1中的（b）和（d）所示。在接收端进行信息解调时，先按数据码元的时间周期长度，按照其频谱对称性将接收到的信号进行频谱对称复制，恢复所述传输波形的整个频谱，然后再利用其时域正交性进行波形识别，实现信息提取。
在本发明实施例所公开的技术方案中，所述N个传输波形的产生方法为：基于长球面波函数产生N个偶数阶或奇数阶长球面波函数；按频域能量聚集性由大到小的顺序取前N个偶数阶或奇数阶长球面波函数；按照长球面波函数的频谱对称性，分别截取所述N个偶数阶或奇数阶长球面波函数的一半频谱，根据频域到时域的变换关系，再分别转换为时域波形，从而形成N个传输波形
Figure 867533DEST_PATH_IMAGE005
，j=0，1，2，…，N-1。
因此，在本发明实施例所公开的技术方案中，基于长球面波函数设计传输波形，只传输半个频谱范围内的频谱信号，在接收端先根据频谱对称性进行频谱复制，恢复全频谱信号，再进行解调信息，从而将大幅提高频谱利用效率。不仅如此，在接收端，按照频谱对称性进行频谱复制，可进一步校正调制信号在传输过程中因干扰所导致的对称性失真，从而更有利于提高信号传输的抗干扰能力。因此，本发明实施例所公开的技术方案，采用半频谱的长球面波函数设计加载信息的传输波形，有利于提高系统的信息传输效率。
在现有技术中，长球面波函数用于通信领域进行信息传输时，仅限于通过幅度参数加载信息，虽然相对于OFDM调制方式来说，具有一定的优势，但提升的空间受该信息加载方式的约束性较大。为了进一步提高系统的频带利用率，发明人抛弃了传统的仅采用幅度参数加载信息的方式，拓展传输波形加载信息的途径。采用波形选择映射和波形状态映射两种方式同时加载信息，以进一步提高系统的信息传输效率。
在本发明实施例所公开的技术方案中，所述波形的幅值状态数M的取值为2的整数次幂。
在本发明实施例所公开的技术方案中，进行波形选择映射时，将所述p位波形选择映射组的每个数据组合分别映射为从N个传输波形中选取由Z个传输波形组成的波形组合，所述波形选择映射组的数据位数p与传输波形总个数N以及波形组合中的波形个数Z三者满足关系式：
Figure 662183DEST_PATH_IMAGE024
，
其中，符号
Figure 511190DEST_PATH_IMAGE025
表示向下取整，
Figure 292064DEST_PATH_IMAGE026
表示组合数，即从N个传输波形中选取Z个传输波形时共有多少种组合，该组合与传输波形的排列顺序无关。该约束关系式使得p位波形选择映射组的数据组合数小于等于波形组合数，从而能够实现数据组合与波形组合之间的一一映射，避免数据组合与波形组合的映射产生歧义。
在本发明实施例所公开的技术方案中，所述N个传输波形中的每个波形都具有M个幅值状态，在进行波形状态映射时，将所述q位波形状态映射组中的每个数据组合分别映射为由所述Z个传输波形组成的幅值状态波形排序组合，所述波形状态映射组的数据位数q与幅值状态波形排序组合中的波形个数Z以及波形的幅值状态数M三者满足关系式：
Figure 418283DEST_PATH_IMAGE027
，
其中，符号
Figure 259200DEST_PATH_IMAGE028
表示向下取整，
Figure 595504DEST_PATH_IMAGE029
表示从传输波形的M个幅值状态中选择其中一个幅值状态的组合数，
Figure 310562DEST_PATH_IMAGE030
表示从Z个波形中选择Z个波形所构成的排列组合数，该排列组合数与传输波形的排列顺序有关。该约束关系式使得q位波形状态映射组的数据组合数小于等于所述幅值状态波形排序组合数，从而能够实现所述数据组合与波形排序组合之间的一一映射，避免数据组合与波形排序组合的映射产生歧义。在所述幅值状态波形排序组合中，每个幅值状态波形都对应于所述Z个传输波形中的某个波形的幅值状态，所述幅值状态波形排序组合中的任意两个幅值状态波形所对应的波形序数各不相同，所述序数即波形的序号。
在本发明实施例所公开的技术方案中，所述传输波形总个数N与波形组合中的波形个数Z两者满足关系式：Z=N-1。
在本发明实施例所公开的技术方案中，所述波形选择映射是指从多个传输波形中选择部分传输波形以形成波形组合，而所选择的波形组合是未知的，是具有一定概率的，从而可携带信息。例如，从4种传输波形中选择3种传输波形以构成波形组合，任何一组由3种传输波形所组成的波形组合出现的概率是四分之一，由信息论可知，可携带两比特信息，即
Figure 415921DEST_PATH_IMAGE031
；
在本发明实施例所公开的技术方案中，所述传输波形中的每个波形都具有M个幅值状态，利用所述波形的幅值状态以及波形的出现顺序形成新的组合，即幅值状态波形排序组合，幅值状态和波形顺序两个参数的组合，大大增加了组合数，每种组合出现的概率也大幅降低，由信息论可知，这种方式可大幅增加携带信息的能力。优选的，所述波形的幅值状态数M的取值为2的整数次幂。例如，从4种传输波形中选择3种传输波形以构成波形组合，每个波形都具有2种幅值状态，即+1，-1。具有某个幅值状态的各个波形参与排序组合时，则由这3种传输波形的幅值状态波形排序组合数为：
Figure 303106DEST_PATH_IMAGE032
。利用一一映射关系，根据关系式：
Figure 861126DEST_PATH_IMAGE033
。
可知该波形排序组合可完成5bit信息数据组的映射。通过上述分析，从4种传输波形中选择3种传输波形以构成波形组合，采用波形选择映射可携带2bit信息，再进行幅值状态波形排序组合，采用波形状态映射，可携带5bit信息，共可携带7bit信息；而采用传统信息加载方式，4个传输波形通常只能携带4bit信息。因此，与现有技术相比，本发明所提出的采用波形选择映射和波形状态映射两种方式加载信息，能够有效提高信息传输能力。
在本发明实施例所公开的技术方案中，从4种传输波形中选择3种传输波形以构成波形组合，当每个波形都具有4种幅值状态，即M=4，幅值状态包括：+1，-1，+2，-2。则由这3种传输波形组成的幅值状态波形排序组合数为：
Figure 983803DEST_PATH_IMAGE034
，由关系式
Figure 333882DEST_PATH_IMAGE035
可知，通过波形状态映射，利用一一映射关系，则可携带8bit信息。
在本发明实施例所公开的技术方案中，将用户待传输的数据D进行分组，所述分组包括p位波形选择映射组Y=
Figure 251022DEST_PATH_IMAGE036
和q位波形状态映射组A=
Figure 827497DEST_PATH_IMAGE037
，即将用户待传输的数据D按（p+q）bit大小进行分组，所述分组包括p位波形选择映射组和q位波形状态映射组。进行波形选择映射时，按一一映射关系，将所述p位波形选择映射组的每个数据组合分别映射为从N个传输波形中选取由Z个传输波形组成的波形组合，完成第一次信息加载；进行波形状态映射时，按一一映射关系，将所述q位波形状态映射组中的每个数据组合分别映射为由所述Z个传输波形组成的幅值状态波形排序组合，完成第二次信息加载。通过两次信息映射，完成信息加载，提高了信息传输能力。在接收端，基于传输波形的自相关性和互相关性，接收到的信号先根据幅值状态波形排序组合与波形状态映射组数据组合的映射关系，提取出q位波形状态映射组的数据；然后再根据所述幅值状态波形排序组合中所包含的传输波形组合（或包含的传输波形序数）与波形选择映射组数据组合之间的映射关系，提取出p位波形选择映射组的数据。因此，本发明实施例所公开的技术方案，采用波形选择映射和波形状态映射同时携带信息，相对于传统的单一幅度参数加载信息的方式来说，显著提高了信息传输能力。
在本发明实施例所公开的技术方案中，按频域能量聚集性由大到小的顺序取前4个偶数阶长球面波函数
Figure 629231DEST_PATH_IMAGE038
、
Figure 443603DEST_PATH_IMAGE039
、
Figure 187437DEST_PATH_IMAGE040
和
Figure 985629DEST_PATH_IMAGE041
设计传输波形，根据偶数阶长球面波函数在频域频谱具有的偶对称特性，截取一半频谱范围内的频谱后，根据频域到时域的变换关系，再分别转换为时域波形，形成4个传输波形，分别记为：
Figure 325474DEST_PATH_IMAGE042
、
Figure 259932DEST_PATH_IMAGE043
、
Figure 50034DEST_PATH_IMAGE044
、
Figure 194576DEST_PATH_IMAGE045
，其中，所述4个传输波形的序数分别对应为0、1、2、3，即传输波形的序号。将用户待传输的信息进行分组，所述分组包括2bit波形选择映射组和5bit波形状态映射组。所述2bit波形选择映射组按照一一映射关系，将所述2bit波形选择映射组的每个数据组合分别映射为从所述4个传输波形中选取由3个传输波形组成的波形组合，所述波形选择映射组的数据组合与波形组合的对应关系如表1所示。
表1 波形选择映射组的数据组合与波形组合一一对应关系
Figure 462746DEST_PATH_IMAGE046
在本发明实施例所公开的技术方案中，所述波形选择映射组中的数据组合与波形组合的一一映射关系并不局限于表1，只要能够满足所述映射组中的每一个数据组合仅有一个波形组合与之对应，且任意两个数据组合所对应的波形组合各不相同即可。
在本发明实施例所公开的技术方案中，所述传输波形
Figure 392656DEST_PATH_IMAGE047
、
Figure 822501DEST_PATH_IMAGE048
、
Figure 595285DEST_PATH_IMAGE049
、
Figure 791780DEST_PATH_IMAGE050
中的每个波形都具有2种幅值状态，即M=2，幅值状态包括：+1，-1。
Figure 700830DEST_PATH_IMAGE051
所对应的幅值状态波形为：
Figure 708100DEST_PATH_IMAGE052
、
Figure 437022DEST_PATH_IMAGE053
。同理可知，
Figure 437207DEST_PATH_IMAGE054
、
Figure 731923DEST_PATH_IMAGE049
、
Figure 378936DEST_PATH_IMAGE050
所对应的幅值状态波形，这里不再赘述。
在本发明实施例所公开的技术方案中，从4种传输波形（
Figure 126312DEST_PATH_IMAGE047
、
Figure 274396DEST_PATH_IMAGE048
、
Figure 282673DEST_PATH_IMAGE049
、
Figure 225221DEST_PATH_IMAGE050
）中选择3种传输波形的某个幅值状态以构成波形排序组合，当每个波形都具有2种幅值状态，则由3种传输波形组成的幅值状态波形排序组合数为：
Figure 928735DEST_PATH_IMAGE055
。而5bit波形状态映射组的数据组合状态数为32，小于所述幅值状态波形排序组合数，可实现5bit波形状态映射组的数据组合与波形排序组合之间的一一映射。优选的，在进行映射时，选用了所述幅值状态波形排序组合数的前32个组合，其它组合则定义为非法值或不采用，从而完成数据组合与波形组合的一一映射对应关系。由表1所示可知，当波形选择映射组的数据组合y 1、y 2为11时，通过波形选择映射，所映射的波形组合为
Figure 21456DEST_PATH_IMAGE047
、
Figure 759604DEST_PATH_IMAGE048
、
Figure 263267DEST_PATH_IMAGE049
。在此波形组合下，每个波形都具有2种幅值状态，即M=2，幅值状态包括：+1，-1，按照波形状态映射规则，将5bit波形状态映射组的数据组合与波形排序组合之间进行一一映射，映射的关系如表2所示。例如，当波形状态映射组的数据组合a 1、a 2、a 3、a 4、a 5为00001，则对应映射的幅值状态波形排序组的波形组合为
Figure 719656DEST_PATH_IMAGE056
、
Figure 209543DEST_PATH_IMAGE057
、
Figure 943144DEST_PATH_IMAGE058
。在本发明实施例所公开的技术方案中，所述波形状态映射组中的数据组合与幅值状态波形排序组合的一一映射关系并不局限于表2，只要能够满足所述映射组中的每一个数据组合仅有一个幅值状态波形排序组合与之对应，且任意两个数据组合所对应的幅值状态波形排序组合各不相同即可。
表2 波形状态映射组数据组合与幅值状态波形排序组一一对应关系
Figure 493074DEST_PATH_IMAGE059
Figure 289954DEST_PATH_IMAGE060
完成信息加载后的传输波形，将所映射的幅值状态波形排序组合中的每个幅值状态波形的积分形式，分别作为非线性调频信号的附加相位，实现雷达通信一体化波形设计，形成调制信号，所述调制信号为：
Figure 849112DEST_PATH_IMAGE061
；
其中，f c 为调制信号载波频率，B为信号带宽因子，T为信号时间因子，W为傅里叶级数的项数，F i 为傅里叶级数系数，
Figure 296274DEST_PATH_IMAGE062
为具有第k个幅值状态的第j个幅值状态波形，k=1，2。所形成的调制信号具有低峰均比特性，提高了功放系统的功率利用率，保证了对目标的探测性能，同时显著提高了信息传输效率，解决了现有技术中存在的问题。
通过上述分析可知，在本发明实施例所公开的技术方案中，从4个传输波形中选择由3个波形组成的波形组合，当波形的幅值状态M=2时，通过波形选择映射和波形状态映射两种方式同时加载信息，所设计的4个传输波形可传输7bit（2bit+5bit）信息，而在现有技术中，4个传输波形通常只能传输4bit信息。因此，本发明实施例所公开的技术方案，提高信息传输效率。进一步，在本发明实施例所公开的技术方案，送往信道的传输波形仅为半个频谱，节约频谱资源，提高了频谱利用率；且所形成的调制信号具有低峰均比特性，提高了功率利用效率，实现了高信息传输率和低峰均比设计，达到了两者兼顾的目的。
尽管本发明的实施方案已公开如上，但其并不仅仅限于说明书和实施方式中所列的运用方式。它完全可以被适用于各种适合本发明的领域。对于熟悉本领域的人员而言，可容易地实现另外的修改。因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本发明并不限于特定的细节和这里示出与描述的图例。

Claims (9)

1.一种具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤一：将用户待传输的数据D进行分组，所述分组包括p位波形选择映射组Y=
Figure 493713DEST_PATH_IMAGE001
和q位波形状态映射组A=
Figure 534482DEST_PATH_IMAGE002
；
步骤二：进行波形选择映射：按照一一映射关系，将所述p位波形选择映射组的每个数据组合分别映射为从N个传输波形中选取由Z个传输波形组成的波形组合，其中Z为大于等于1且小于N的正整数；所述p位波形选择映射组中的每一个数据组合仅能与一个波形组合相对应，且任意两个数据组合所对应的波形组合各不相同；
步骤三：进行波形状态映射：所述N个传输波形中的每个波形都具有M个幅值状态；按照一一映射关系，将所述q位波形状态映射组中的每个数据组合分别映射为由所述Z个传输波形组成的幅值状态波形排序组合，所述q位波形状态映射组中的每一个数据组合仅能与一个幅值状态波形排序组合相对应，且任意两个波形状态映射组的数据组合所对应的幅值状态波形排序组合各不相同；在所述幅值状态波形排序组合中，每个幅值状态波形都对应于所述Z个传输波形中的某个波形的幅值状态，所述幅值状态波形排序组合中的任意两个幅值状态波形所对应的波形序数各不相同；
步骤四：将所述q位波形状态映射组中的数据组合所映射的幅值状态波形排序组合中的每个幅值状态波形的积分形式，分别作为非线性调频信号的附加相位，形成雷达通信一体化调制信号，所述调制信号为：
Figure 631751DEST_PATH_IMAGE003
；其中，f c为调制信号载波频率，B为信号带宽因子，T为信号时间因子，W为傅里叶级数的项数，F i 为傅里叶级数系数，Z为所述幅值状态波形排序组合中的波形个数，
Figure 933419DEST_PATH_IMAGE004
为具有第k个幅值状态的第j个幅值状态波形，k=1，2，…，M。
2.根据权利要求1所述的具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述N个传输波形的产生方法为：基于长球面波函数产生N个偶数阶或奇数阶长球面波函数；按频域能量聚集性由大到小的顺序取前N个偶数阶或奇数阶长球面波函数；按照长球面波函数的频谱对称性，分别截取所述N个偶数阶或奇数阶长球面波函数的一半频谱，根据频域到时域的变换关系，再分别转换为时域波形，从而形成N个传输波形
Figure 215365DEST_PATH_IMAGE005
，j=0，1，2，…，N-1。
3.根据权利要求2所述的具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述波形的幅值状态数M的取值为2的整数次幂。
4.根据权利要求3所述的具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述波形选择映射组的数据位数p与传输波形总个数N以及波形组合中的波形个数Z三者满足关系式，其中，符号
Figure 602484DEST_PATH_IMAGE006
表示向下取整，
Figure 378810DEST_PATH_IMAGE007
表示组合数：
Figure 66143DEST_PATH_IMAGE008
。
5.根据权利要求4所述的具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述波形状态映射组的数据位数q与幅值状态波形排序组合中的波形个数Z以及波形的幅值状态数M三者满足关系式，其中
Figure 128777DEST_PATH_IMAGE009
表示向下取整，
Figure 393405DEST_PATH_IMAGE010
表示从传输波形的M个幅值状态中选择其中一个幅值状态的组合数，
Figure 566897DEST_PATH_IMAGE011
表示从Z个波形中选择Z个波形所构成的排列组合数：
Figure 843158DEST_PATH_IMAGE012
。
6.根据权利要求5所述的具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述传输波形总个数N与幅值状态波形排序组合中的波形个数Z两者满足关系式：Z=N-1。
7.根据权利要求5所述的具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述傅里叶级数的项数W=7，傅里叶级数系数分别为F 1 =-0.1145，F2=0.0396，F 3 =-0.0202，F 4 =0.0118，F 5 =-0.0082，F 6 =0.0055，F 7 =-0.004。
8.根据权利要求6所述的具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述传输波形为基于长球面波函数按频域能量聚集性由大到小的顺序分别取0阶、2阶、4阶和6阶长球面波函数设计4个传输波形，从所述4个传输波形中选取由3个传输波形组成的波形组合，所述波形组合中的每个传输波形都具有2种幅值状态。
9.根据权利要求8所述的具有低峰均比特性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，将用户待传输的数据D进行分组，所述分组包括2bit波形选择映射组和5bit波形状态映射组。
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