CN115248340A - 电流感测电路 - Google Patents

Abstract

公开了电流感测电路。根据实施例，一种测量流过耦接在源极节点与负载节点之间的电流测量电阻器的负载电流的方法包括：当复制电阻器的第一端耦接到源极节点并且复制电阻器的第二端耦接到参考电流源时，测量复制电阻器两端的第一电压；当复制电阻器的第二端耦接到源极节点并且复制电阻器的第一端耦接到参考电流源时，测量复制电阻器两端的第二电压；测量电流感测电阻器两端的第三电压；以及基于所测量的第一电压、所测量的第二电压和所测量的第三电压，计算负载电流的校正电流测量值。

Description

电流感测电路

相关申请的交叉引用

本申请要求2021年4月28日提交的意大利专利申请102021000010766的权益，该申请特此通过引用结合在此。

技术领域

实施例涉及电流感测电路。

背景技术

吸收功率的准确估计是RX/TX(接收器/发送器)无线充电器设备中的期望特征。提供准确的电流感测特征的集成电路有助于这种估计。

针对该效果提出的各种传统解决方案包括(高侧)分流电阻器(简称“分流器”)，其后是模拟前端(放大器、滤波器)、模数转换器(ADC)和数字后端处理。

分流准确度和稳定性对测量精度具有直接影响。

解决这些问题的常规解决方案可归结于两种不同的方法。

第一种方法涉及使用外部“分立”分流电阻器，其可以是准确和稳定的。

可能与这种方法相关的缺点包括成本、封装复杂性和单独校准芯片的难度。

另一种方法涉及使用集成分流电阻器并应用温度校准。

与这样的其他方法有关的问题在于温度校准涉及准确的温度感测，并且可能无法补偿在工厂校准之后可能发生的漂移。电路和相关设备的预期寿命内的准确度被相应地降低。

发明内容

一个或多个实施例可以涉及相应的设备。无线充电设备可以是这种设备的示例。

一个或多个实施例可以涉及相应的方法。

一个或多个实施例有助于在基于具有运行时间自校准能力的集成分流电阻器的高侧电流传感器的整个寿命期间实现高整体准确度。

一个或多个实施例涉及可被添加到基本电流传感器架构的特征，即：基于开关/电容器方法的准确电流参考，例如，分流电阻器的缩放复制品，其可包括类似于用于分流电阻器的元件的一组电阻元件，其中，分流电阻器和复制品形成相互交叉的结构，以及一组(高压，HV)开关，被配置为在耦接到分流电阻器的输出引脚与耦接到分流复制品的输出引脚之间切换放大器级的输入，以及数字信号处理电路块，其可用于将运行时校准系数应用于来自测量函数的数字输出。

在一个或多个实施例中，可提供复制分流器，该复制分流器与分流电阻器充分匹配(例如，通过位于同一位置，其布置在相同位置，可能具有相互交叉的结构)，并且在自测试阶段和电流测量阶段期间可使用相同的模拟前端电路(放大器，有利地跟随有模数转换器)。这有助于依赖于自测试链的偏移和灵敏度漂移与测量链的偏移和灵敏度漂移相同的假设。因而，电流传感器的输出可以在运行时使用在自测试阶段期间获取的信息来校准。

在一个或多个实施例中，可以连续地跟踪和补偿分流器和模拟前端的不准确性。

有利地，在一个或多个实施例中，(在电路寿命期间)稳定的自测试参考电流可以使用开关电容器参考发生器来提供，该开关电容器参考发生器能够产生取决于带隙电压、时钟频率和电容的电流。值得注意的是，这种元件可能(远远)比分流电阻器更稳定，并且目前已投入生产。

一个或多个实施例可提供有利的特征，诸如：基于开关电容器方法的准确电流参考；提供分流电阻器的缩放复制品，其包括一组电阻元件，这些元件等于用于具有相互交叉的结构的分流电阻器的元件；一组(高压，HV)开关可用于周期性地将放大器的输入从分流输出引脚切换到分流复制品输出引脚；数字信号处理块可用于将运行时校准系数应用于测量数字输出；并且可以省去(如在常规解决方案中通常使用的)温度传感器和温度补偿电路。

附图说明

现在将参考附图仅通过示例的方式来描述一个或多个实施例，其中：

图1是常规电流分流监测器的框图；

图2是包括集成分流器的另一传统电流传感器的框图；

图3和图4是其他常规电流传感器的电路图；

图5是根据本说明书的实施例的电路的框图；以及

图6是根据本说明书的实施例的电路的可能操作的流程图示例。

具体实施方式

在随后的描述中，示出了不同具体细节，旨在提供对本说明书的实施例的示例的深入理解。实施例可以在没有一个或多个特定细节的情况下获得，或者通过其他方法、部件、材料等获得。在其他情况下，未详细示出或描述已知的结构、材料或操作，使得实施例的某些方面不会变得模糊。

在本说明书的框架中对“实施例”或“一个实施例”的引用旨在指示关于该实施例所描述的具体配置、结构、或特性包括在至少一个实施例中。因此，可能存在于本说明书的一个或多个点处的诸如“在实施例中”或“在一个实施例中”的短语不一定指同一个相同的实施例。

此外，可以在一个或多个实施例中以任何适当的方式组合特定构造、结构或特性。

本文使用的标题/引用仅为了方便而提供，因此不限定保护范围或实施例的范围。

而且，贯穿本说明书，为了简单起见，可以使用相同的名称(例如，V_RECT或V_LOAD)来指代某个电路节点/元件信号和可能出现在该节点/元件处的信号两者。

在无线充电领域中，对由发送电路和接收电路两者吸收的电流的准确测量起着重要作用。

与电压测量一起，电流测量提供由系统发送和接收的功率的指示。在无线充电环境中使用的标准协议中引入的规范依赖于这样的信息的情况下，与发送和接收的功率相关的信息是很重要的。

在诸如高压系统(特别是在其高侧)的系统中准确地测量电流的能力可受益于诸如分流电阻器的高效传感器元件的可用性。

以高准确度“读取”电流的能力(以及在某个设备的整个寿命周期中保持这种准确度的能力)通常在无线充电领域之外得到认可。

因此，如本文所论述的实施例不限于无线充电领域中的可能用途：一个或多个实施例一般可以应用到各种电流测量电路，这些电流测量电路包括与相关联的前端读出电路集成在同一芯片中的电阻类型的敏感元件(分流器)，此类电路有望随时间推移而表现出高准确度，尤其是在高压条件(高侧感测拓扑)下操作的方案中。

不同实际应用(消费电子产品中的无线充电可以再次被称为这种应用的非限制性示例)使用分流电阻器(简称为“分流器”)作为用于基于欧姆定律测量电流的敏感元件。

根据欧姆定律V＝R*I，流过电阻器的强度I的电流在该电阻器两端产生电压降V，该电压降与该电阻器的电阻值R成比例。这种电压降可转换成数字的，从而提供电流强度的“读数”。

出于各种原因，这种方法可以是有利的，包括低成本、使用标准工艺在半导体材料(例如，硅)上的可集成性、以及电流的直接测量。

然而，这样的方法可能会表现出与准确度相关的某些缺点。事实上，经由分流电阻器获得的电流测量值(线性地)取决于分流电阻器的电阻值。

使用标准工艺集成在例如硅上的电阻器会表现出不准确的电阻值，这是由于诸如硅扩散过程中的工艺扩散、热漂移以及对机械应力和老化的敏感性的原因。此外，如果测量(吸收)电流的电路是带有高压电源的H桥(这可能是用于无线充电的发射器或接收器的情况)，分流电阻器可以被布置为与到电桥的供电路径串联。因此，电阻器两端的电压降可能在桥电源附近表现出共模，该共模可高达数十伏。

源自使用分流电阻器的另一个限制与为了减少对H桥的效率的影响而期望电阻值保持较小有关。因此，在分流电阻器两端可读取的电压值相应地减小，通常大约几mV。这几乎不可避免地涉及使用低偏移、低噪声放大器级来放大这种弱电压信号。这进而又涉及必须考虑的其他因素，即，放大器的共模抑制比(CMRR)和放大器(以及可能与其相关的模数转换器ADC)的偏移。

总之，对准确度产生不利影响的主要因素包括：关于分流电阻器，工艺扩散、热漂移、机械应力和老化引起的漂移；以及关于放大器，CMRR和偏移。

已经提出了各种方法来处理这些可能的不准确性来源。虽然有效，但这些方法中的一些会表现出各种缺点。

例如，与分流电阻器相关的工艺扩散问题可经由每个单独器件的工厂内校准来解决；这不可避免地是耗时的过程，从而对成本产生不利影响。

放大器偏移和其随时间的漂移可使用斩波或自归零技术来抵消，这有助于获得表现出低偏移值的放大器。与放大器CMRR相关的问题可借助于涉及以硅上占用的面积的一定增加为代价而表现出良好匹配的部件的架构来解决。分流电阻器的热漂移可以通过在不同温度下的工厂内校准来解决。

然而，所有这些措施实施起来是相当昂贵的并且几乎不适合于在成本和简单性是重要因素的消费市场中广泛使用的无线充电器。

基于自动补偿的解决方案可以被认为是可能的替代方案。

分流电阻器对机械应力和各种老化现象的敏感性是在很大程度上未解决的问题，这极大地限制了电流测量系统的整体准确度。焊后漂移或热后循环代表基于集成分流电阻器的电流测量系统的准确度的其他限制因素。

图1的电路图是由黄程在2017年的集成电路和微系统国际会议的“具有扩展输入共模电压范围的高灵敏度电流分流监测器”中公开的布置的示例。图1中示出的布置包括低压输出调节器10，该低压输出调节器接收电源电压V_supply并且向电流感测电路12提供调节电压Vdd，该电流感测电路具有两个输入，这两个输入经由电阻器Rin1、Rin2耦接到外部分流电阻器R_s的相反端，该外部分流电阻器耦接在第一电压Vin+与第二电压Vin-之间，其中负载14耦接在输入电压Vin-与地之间。

电流感测电路12将输出电压V_OUT1提供给线性调节器16，该线性调节器对提供输出电压V_OUT的电压Vdd敏感。

如图1中示出的系统使用与外部分立分流电阻器R_s(即，未集成在芯片中的电阻)耦接的具有低偏移和高CMRR的集成放大器充分解决了各种准确性问题。

该解决方案可以提供良好的准确度。由于成本原因，该解决方案几乎不具有吸引力，原因如下：分立电阻器的固有成本；由于涉及连接外部部件的至少四个额外的焊盘而增加的封装和板复杂度；以及进行工厂内系统校准的固有困难，其几乎不可避免地涉及在整个应用板的组装之后进行的系统校准。

图2的图对应于Shalmany、Draxelmayr和Makinwa在2017年4月的固态电路的IEEE杂志的“具有0.3％增益误差和400uA偏移的±36A集成CSS”中公开的解决方案。该布置同样涉及分流电阻器20，该分流电阻器旨在被待测量的电流I穿过并且生成分流电压V_shunt，该分流电压在(第一)模数转换器22中被转换成数字。

带隙参考发生器24产生施加到模数转换器22以及另一模数转换器26的参考信号V_Ref。来自两个转换器22、26的输出信号(即，分别为μI和μT)被施加到数字后端电路28，该数字后端电路基于来自转换器22和26的信号产生结果输出信号D_OUT。

如图2中示出的布置适用于将分流电阻器20与低偏移读出电路集成在一起。

与分流电阻器20的电阻值的热变化相关的问题通过经由集成数字算法实现的热补偿来解决。该算法基于温度的信息(如经由带隙发生器24和模数转换器26感测的)和分流电阻器20的热系数进行补偿。

发现由于两个主要原因，这种热补偿可能是不够的。首先，热补偿基于预先确定的热系数，该系数是固定的并且可能不准确。在任何情况下，热补偿不跟踪例如由焊接和老化引起的分流电阻值及其热系数的可能变化。其次，能够以高准确度检测分流电阻器的精确温度的温度传感器不容易实现：在分流电阻器中存在以局部方式流动的高电流的情况下，在分流电阻器的位置与温度传感器的位置之间可能会形成明显的热梯度，即使这两者位于同一芯片上。

图3和图4的图是如在Xu、Shalmany、Huijsing和Makinwa在2018年4月的IEEE固态电路快报的第1卷，第4期的“具有从-40℃至85℃的25V输入CM范围和0.35％增益误差的+/-12-A高侧电流传感器”中公开的解决方案的示例。在此，再次提供分流电阻器30，该分流电阻器被配置为由于耦接至提供电压V_Bat的电源(电池)32而被电流I_S穿过。

分流电阻器30的“+”端子和“-”端子两端的电压(其中负端耦接到以地为参考的负载34)被施加到(高压)模数转换器36。

参考电压发生器38将与绝对温度成比例的PTAT类型的信号ΔV_BE提供给转换器36以及另外的模数转换器40，该模数转换器还接收来自发生器38的参考带隙电压V_BG。

如在图2中示出的情况下，图3中的模数转换器36和40将相应的输出信号μI和μT提供至数字后端电路42，该数字后端电路提供输出信号D_out。

图4是围绕具有反馈网络的全差分放大器级360构建的模数转换器36的可能实现方式的电路图示例，该反馈网络包括被配置为经由输入耦接电容器C_S1、C_S2接收分流电阻器R_S两端的电压信号V_s和电压V_PTAT的开关电容器。

如图4中所示，转换器36还可以包括第二积分器级362，其提供输出量化器364，其输出被反馈到被施加电压V_PTAT的输入，其布置基本上可以比作Δ-Σ调制器。

图3和4的布置再次基于集成分流电阻器，其与具有由斩波器操作实现的动态偏移消除的放大器(图4中的360)耦接，并且由于具有电容输入的全差分架构，其还表现出高CMRR值。

图3和4中示出的布置还利用混合模拟/数字方法提供对分流电阻器30中的热变化的补偿。

再次，这种类型的热补偿的问题在于无法跟踪在器件校准之后发生的分流电阻器及其热系数的变化(焊后漂移和老化)。

图5中示出的布置(整体指定为100)包括输入节点V_RECT，该输入节点被配置为耦接到(高)电压以向电负载EL提供电流，该电流表示待测量的电流。例如，节点V_RECT可对应于逆变器的电源引脚(在无线电力发射器的示例情况下)或整流器的输出引脚(在无线电力接收器的情况下)。

再次注意，对无线供电发射器/接收器中的可能用途的参考仅为示例性的并且不限制实施例的可能应用。

如前所述，在图5所示的布置中要测量的电流是通过耦接在节点V_RECT与负载EL中间的分流电阻器R_SHUNT在V_RECT引脚与电负载EL之间流动的电流。

另外要注意的是，电负载EL可以是与实施例不同的元件，该元件是旨在仅在最终设备中耦接到图5中所示的电路系统的元件。

在如图5中所示的电路100中，提供了分流电阻器R_SHUNT的复制品，指定为R_REPLICA。在一个或多个实施例中，复制电阻器R_REPLICA可以实现为包括与主分流电阻器R_SHUNT的电阻元件相同的(可能缩放的)电阻元件。

有利地，分流电阻器R_SHUNT和复制电阻器R_REPLICA的这种电阻元件位于同一位置(其集成在相同位置处或彼此紧邻)和/或表现出相互交叉的布局。

这有助于实现主分流电阻器R_SHUNT和复制电阻器R_REPLICA两者暴露于相同的环境条件的情况。该选择是有利的，因为它有助于在复制电阻器R_REPLICA中再现分流电阻器R_SHUNT在诸如热漂移、焊后漂移和老化等现象方面的相同特性。

也就是说，可以假设复制电阻器R_REPLICA和分流电阻器R_SHUNT表现出由这些现象引起的它们的电阻值的基本上相等的相对变化。

图5中的参考标号102表示包括(高压)放大器(具有增益G)1021的模拟前端(AFE)电路系统，该放大器具有输入节点102A、102B并且后面是级联低通滤波器1022。

从模拟前端电路102输出的信号(其是在输入节点102A、102B之间施加的电压的函数)被提供给模数转换器104，该模数转换器被配置为将来自模拟前端电路102的输出信号转换成数字并且提供(数字)输出信号OUT_ADC(例如，n位)。

简要地，图5示出了电路100，该电路包括被配置为具有施加于其上的输入信号的输入节点V_REF以及被配置为耦接到电负载EL以便向该电负载EL提供负载电流的负载节点V_LOAD。

如图5所示，分流电阻器R_SHUNT布置在输入节点V_RECT和负载节点V_LOAD的中间，使得在输入信号施加到输入节点V_RECT并且负载节点V_LOAD耦接到电负载EL的情况下，在分流电阻器R_SHUNT两端的电压降指示提供到电负载EL的负载电流的强度。

图5中示出的增益电路系统102具有第一感测节点102A和第二感测节点102B并且被配置为产生输出信号OUT_ADC，该输出信号是第一感测节点102A与第二感测节点102B之间的电压降的函数。

提供复制分流电阻器R_SHUNT的复制电阻器R_REPLICA，其中，复制电阻器R_REPLICA和分流电阻器R_SHUNT被配置为表现出由于诸如工艺扩散、热漂移、机械应力和老化引起的漂移等因素而引起的它们的电阻值的基本上相等的相对(例如，百分比)变化。复制电阻器R_REPLICA具有第一端和第二端。

如图5中所示，数字输出信号OUT_ADC被提供到数字校准电路106，所述数字校准电路被配置为产生补偿输出信号OUT_COMP(例如，k位)。

图5所示的参考电流发生器108被配置为生成具有强度I_ST的电流。参考电流发生器108可以用本领域技术人员已知的任何方式来实现。有利地，参考电流发生器108包括开关电容参考发生器108。

同样地，除非下文论述的上下文另有指示，否则模拟前端电路102和模数转换器104可以被视为在本领域中是常规的，所以没有必要在本文中提供更详细的描述。

这也适用于数字校准块106，其计算校准系数并将校准系数应用于来自转换器104的数字输出信号OUT_ADC。

在这方面，应当理解，这些实施例主要关注可以导出这些校准系数的方式(例如，利用复制电阻器R_REPLICA的提供和下面论述的相关开关电路系统)，而不是关注可以将这些系数应用于信号OUT_ADC的方式。事实上，对于将这些系数应用于信号OUT_ADC以产生补偿输出信号OUT_COMP的方式,一个或多个实施例在很大程度上是“显而易见的”。

图5所示的一个或多个实施例有助于实现高准确度感测(测量)从节点V_RECT流到负载EL的电流，从而实现包括集成分流电阻器(诸如R_SHUNT)的高侧电流传感器。

图5中所示的电路系统还通过实现连续的现场自校准来考虑(并且补偿)在电路和相关系统的整个寿命周期内在设备的可能的工厂内校准之后可能发生的准确度方面的那些损失。

为此，图5中所示的电路系统包括被表示为R、ST、STp和STn的一组(高压)电子开关(例如，MOSFET晶体管)。这些电子开关被配置为响应于由控制器电路(诸如微控制器110)提供的同源控制信号R、ST、STp、STn而“接通”(即，使其导通)和“断开”(使其不导通)。

控制器电路110可以(以本领域技术人员已知的方式)被配置以实现如结合将在下文论述的图6的流程图示出的操作序列。

简要地，如在图5中示出的，指定为R的开关(当导通时)将分流电阻R_SHUNT的相对端耦接到节点102A、102B，即，耦接到模拟前端电路102中的放大器1021的(差分)输入。指定为ST的开关(在导通时)将复制电阻器R_REPLICA的相对端耦接至节点102A、102B，即，耦接至模拟前端电路102中的放大器1021的(差分)输入。

要注意的是，主电阻器R_SHUNT和复制电阻器R_REPLICA与差分放大器1021的输入的这种耦接具有同源性极性，即，具有相同的符号。

而且，如图5所示，在被指定为STp的两个开关中，第一个开关位于输入节点V_RECT和复制电阻器R_REPLICA的第一端的中间，第二个开关位于复制电阻器R_REPLICA的第二端和参考电流发生器108的中间。因此，当导通时，开关STp使得等于I_ST的电流在第一方向上(从第一端到第二端)从节点V_RECT流过复制电阻器R_REPLICA到参考发生器108。在指定为STn的两个开关中，第一个开关位于输入节点V_RECT和复制电阻器R_REPLICA的第二端的中间，第二个开关位于复制电阻器R_REPLICA的第一端和参考电流发生器108的中间。因此，当导通时，开关STn使得等于I_ST的电流以与第一方向相反的第二方向(从第二端到第一端)从节点V_RECT流过复制电阻器R_REPLICA到参考发生器108。

图6的流程图是如图5所示的电路的可能操作的示例，其描绘了由框1000(STp阶段)和框1002(STn阶段)表示的第一模式，以及由框1004(R阶段)表示的第二模式。

在框1000的STp阶段期间：开关R不导通，并且开关ST导通，复制电阻器R_REPLICA耦接在模拟前端电路102中的差分放大器1021的差分输入的两端；并且开关STp导通(开关STn不导通),复制电阻器R_REPLICA由从第一端流到第二端(即，在图5的表示中的从左到右)的具有强度I_ST的电流穿过。在框1000的STp阶段，来自转换器104的输出OUT_ADC被指定为OUT_ADCSTp。

在框1002的STn阶段期间：开关R不导通，并且开关ST导通，复制电阻器R_REPLICA再次耦接在模拟前端电路102中的差分放大器1021的差分输入的两端；并且开关STn导通(开关STp不导通)，复制电阻器R_REPLICA由从第二端流向第一端(即，在图5的表示中的从右到左，即，相对于块1000的STp阶段的相反方向)的具有强度I_ST的电流穿过。在块1002的STn阶段，来自转换器104的输出OUT_ADC被指定为OUT_ADCSTn。

即，在图6中由块1000和1002表示的第一操作模式期间，复制电阻器R_REPLICA：耦接在增益电路系统102的第一感测节点102A和第二感测节点102B之间，并且耦接至电流发生器108，以便由参考电流I_ST交替地在第一方向和第二方向上穿过，第二方向与第一方向相反。因此，来自增益电路的输出信号OUT_ADC：响应于参考电流I_ST在第一方向上穿过复制电阻器R_REPLICA而呈现第一值OUT_ADCSTp；以及响应于参考电流(I_ST)在第二方向上穿过复制电阻器RREPLICA而呈现第二值OUT_ADCSTn。

在框1004的R阶段期间，开关R导通并且开关ST不导通(开关STp和STn类似地不导通以避免复制电阻器R_REPLICA中的不必要的功率吸收)，从而使得分流电阻器R_SHUNT耦接在模拟前端电路系统102中的差分放大器1021的差分输入的两端，以便感测耦接在节点V_RECT与负载EL中间的电阻器R_SHUNT两端的电压。在框1004的R阶段中，来自转换器104的输出OUT_ADC被指定为OUT_ADCR。

即，在由框1004表示的第二操作模式期间，分流电阻器R_SHUNT耦接在增益电路系统102的第一感测节点102A与第二感测节点102B之间并且来自增益电路系统102的输出信号OUT_ADC呈现第三值OUT_ADCR。

以下公式描述电路100沿图6的流程图的线的操作。

以下定义有助于阅读和理解以下再现的公式：

V_OFFAFE：AFE 102(例如，放大器1021和滤波器1022)的偏移；

V_CMAFE：由于AFE块中的有限CMRR引起的误差；

V_OFFADC：ADC 104的偏移；

R_SHUNT0：分流电阻R_shunt的初始值(这可以在工厂校准期间测量)；

R_REPLICA0：复制电阻的初始值R_REPLICA(这可以在工厂校准期间测量)

G₀：AFE 102的增益G的初始值(这可以在工厂校准过程中测量)；

I_ST0：参考电流I_st的初始值(这可以在工厂校准过程中测量)；以及

SENS_ST0：在“零时间”来自阶段‘ST’的输出(这可以在工厂校准期间测量并且存储在存储器中，例如，在控制器110中)。

公式如下：R阶段中的输出(框1004)

框1000和1002的阶段‘STp’和‘STn’中的输出：

为了计算补偿输出OUT_COMP，在数字校准电路块106中进行的计算可以包括：

SENS_ST0＝I_ST0·R_REPLICA0·G₀

即，在本文论述的可能实现方式中，校准电路106被配置为：产生第一值OUT_ADCSTp和第二值OUT_ADCSTn的平均值

以及产生作为第三值OUT_ADCR与第一值OUT_ADCSTp和第二值OUT_ADCSTn的前述平均值OFF_ST之间的差(OUT_ADCR-OFF_ST)的函数的补偿输出信号OUT_COMP。

而且，在本文讨论的可能的实现方式中，校准电路106被配置为：产生归一化值

该归一化值是第一值OUT_ADCSTp与第二值OUT_ADCSTn之间的差

的函数，并且相对于归一化值SENS_DRIFT对补偿输出信号OUT_COMP进行归一化。

如图5所示，电路100包括在增益电路系统102和校准电路106中间的模数转换电路(ADC 104)。这种模数转换电路104被配置为将来自增益电路系统102的输出信号OUT_ADC转换为数字。因此，校准电路106可以包括数字电路系统，该数字电路系统被配置为计算作为被转换成数字的值OUT_ADCSTp、OUT_ADCSTn和OUT_ADCR的函数的补偿输出信号OUT_COMP。

考虑补偿输出的表达式：

电阻器R_REPLICA是电阻器R_SHUNT的缩放复制品。而且，其暴露于相同的热应力和机械应力以及相同的工艺相关的变化(例如，由于位于同一位置，可能处于相互交叉的布置中)。因此，可以合理地假定电阻器R_REPLICA将经历其电阻值相对于初始值R_REPLICA0的相对变化

这同样复制了R_SHUNT的电阻值相对于R_SHUNT的初始值R_SHUNT0的相对变化

即：

即，通过参考补偿输出的表达式：

假设I_ST(以本领域技术人员已知的方式)由开关电容参考发生器108产生，则IST可表示为：

I_ST＝V_bg·C·f_ck

其中，V_bg是带隙电压，C是电容，并且f_ck是时钟频率。

所有这些参数都可以被视为相对于R_shunt的值基本稳定的，并且可以假设：

作为结论，数字补偿后的输出对应于预期输出，而没有误差贡献

OUT_COMP＝I_IN·R_SHUNT0·G₀.

因此，在指定为STp和STn的阶段期间(图6中的框1000和1002)，可以测量包括电阻器R_REPLICA、模拟前端102和模数转换器104在内的整个链的偏移和增益的变化。

如所论述的，复制电阻器R_REPLICA是分流电阻器R_SHUNT的缩放复制品。有利地，电阻器R_REPLICA和分流电阻器R_SHUNT包括在相互交叉的布置中的物理上相同的模块。结果，可以合理地假定复制电阻器R_REPLICA经历分流电阻器R_SHUNT中发生的相同变化(热漂移、机械应力和老化)。

此外，模拟前端电路102和模数转换器104贯穿图6的框1000、1002和1004的所有阶段是相同的，并且受到相同的变化的影响。

因此，在阶段STP和STn期间测量的总变化可以用于补偿包括分流电阻R_SHUNT、模拟前端电路102和模数转换器104的链中的偏移和增益变化。

在指定为R的阶段期间(图6中的框1004)，穿过负载EL的电流的测量值在模数转换器104的输出处是可获得的，如OUT_ADR，包括由于分流电阻器R_SHUNT、模拟前端电路102和模数转换器104引起的误差贡献。

数字校准电路106可以利用在框1000和1002的指定为STp和STn的阶段期间获取的数据(主要是OFF_ST和SENS_DRIFT)来计算实体OUT_COMP。

如所展示的，这对应于输入电流的读数(测量值)，其中由于R_SHUNT、模拟前端102和模数转换器104引起的所有误差源被移除。

图6的流程图是框1000和1002在图5中示出的电路中自动重复的可能性的示例，例如，有时可以被(预先)确定为预期影响准确度并且旨在被补偿的那些参数的预期变化速率的函数。

例如，在期望高准确度水平和/或预期相关(热或机械)应力现象随时间快速发展的那些应用中，框1000和1002的步骤可在如由框1004表示的测量电流的每个步骤之前重复。

该选项由在步骤1006中执行的检查的可能的肯定结果(Y)(期望的高精度和/或预期的显著的快速变化的应力)表示。在那种情况下，框1000和1002的步骤可以在框1004的每个当前测量步骤之后重复。

框1006的检查的否定结果(N)可被视为指示期望较低准确度和/或预期应力源随时间发展较慢的情况。

在那种情况下，如由框1008表示的进一步检查的否定结果(N)可导致执行新的测量R阶段，而无需重复由框1000和1002表示的STp和STn步骤。

相反，框1008的检查的肯定结果(Y)可以是已经在没有自校准的情况下已经进行的阈值数量的测量步骤R的示例(如在步骤1004中的内部计数器中可能指示的)。因此，框1008的检查的这种肯定结果会导致框1000和1002的校准在框1004的新测量步骤之前被重复。

即，如本文所论述的电路100的操作可以包括第一模式(STp和STn：图6中的框1000、1002)和第二模式(R：图6中的框1004)的交替，其中，选择性地(参见图6中的框1006)：每次出现第二模式1004时都会出现第一模式1000、1002(步骤1006的结果Y)，或者在第二模式1004(如在步骤1008中确定的)多次出现之后重复第一模式1000、1002(步骤1006的结果N)。

注意，这里所论述的布置受益于分流电阻器R_SHUNT和复制电阻器R_REPLICA的精确匹配。

模数转换器104的高分辨率和模拟前端电路102和模数转换器104的级联布置的增益的精确微调、以及用于生成参考电流I_ST的电容和带隙源的减小的变化可以表示促进如图5中示出的布置的充分运行的其他有利因素。

模拟结果显示，即使考虑到前面论述的因素中的可能的非理想性，一个或多个实施例可以在零附近的非常窄的范围内减少影响补偿输出(例如作为温度和其他误差源的函数的OUT_CONF)的误差。

因此，一个或多个实施例有助于在高侧布置中获得电流测量，例如，利用具有在相关设备的整个使用寿命期间补偿主要误差源的能力的集成分流电阻器(诸如R_SHUNT)。这可以通过自校准来实现，该自校准可以在设备运行期间在现场定期地重复。

优点在于还补偿与电路中的部件的电气参数的变化相关的那些误差的能力，这些变化可能发生在初始工厂校准之后。

在包括如在此论述的具有与负载节点V_LOAD耦接的电负载EL的电路100的设备(作为非限制性示例，无线充电设备)中，补偿输出信号OUT_COMP以高准确度指示提供给电负载EL的负载电流的强度。

在实施例中，电路包括增益电路系统，该增益电路系统被配置为产生输出信号，该输出信号是由施加至电负载的电流穿过的分流电阻器两端的电压降的函数。提供分流电阻器的复制电阻器，该复制电阻器表现出与分流电阻器的电阻值的相对变化基本上相等的电阻值的相对变化。提供了开关电路，该开关电路在第一模式中是可控制的，其中复制电阻器耦接到增益电路系统的输入并且被参考电流在相反方向上穿过，使得在第二模式中来自增益电路的输出信号分别呈现第一值OUT_ADCSTp和第二值OUT_ADCSTn，其中分流电阻器耦接到增益电路系统的输入，来自所述增益电路系统的输出信号呈现第三值OUT_ADCR。校准电路从增益电路系统接收输出信号并且产生作为第一OUT_ADCSTp、第二OUT_ADCSTn和第三OUT_ADCR值的函数的补偿输出信号，其提供对施加到电负载的电流的准确测量值。

在不损害根本原理的情况下，在不背离保护范围的情况下，细节和实施例可相对于仅通过示例的方式描述的细节和实施例有很大的变化。

Claims (20)

1.一种电路，包括：

分流电阻器，耦接在输入节点与负载节点之间，所述输入节点被配置为具有施加到其上的输入信号，所述负载节点被配置为被耦接到电负载，其中，在所述输入信号被施加于所述输入节点、并且所述负载节点被耦接到所述电负载的情况下，所述分流电阻器两端的电压降指示提供给所述电负载的负载电流；

复制电阻器，复制所述分流电阻器，所述复制电阻器具有第一端和第二端；

增益电路系统，被配置为产生输出信号，所述输出信号是第一感测节点与第二感测节点之间的所述电压降的函数；

电流发生器，被配置为生成参考电流；

一组电子开关，被配置为接入：

第一模式，其中所述复制电阻器被耦接在所述增益电路系统的所述第一感测节点与所述第二感测节点之间，并且被耦接到所述电流发生器，以被所述参考电流交替地在第一方向和与所述第一方向相反的第二方向上穿过，其中来自所述增益电路系统的所述输出信号响应于在所述第一方向上穿过所述复制电阻器的所述参考电流而呈现第一值，并且响应于在所述第二方向上穿过所述复制电阻器的所述参考电流而呈现第二值，以及

第二模式，其中所述分流电阻器被耦接在所述增益电路系统的所述第一感测节点与所述第二感测节点之间，并且来自所述增益电路系统的所述输出信号呈现第三值；以及

校准电路系统，被配置为接收来自所述增益电路系统的所述输出信号，并且产生补偿输出信号，所述补偿输出信号作为所述第一值、所述第二值和所述第三值的函数。

2.根据权利要求1所述的电路，其中所述复制电阻器和所述分流电阻器表现出它们电阻值的基本相等的相对变化。

3.根据权利要求1所述的电路，进一步包括：

第一开关电路系统，被配置为在导通时将所述分流电阻器耦接在所述第一感测节点与所述第二感测节点之间；

第二开关电路系统，被配置为在导通时将所述复制电阻器耦接在所述第一感测节点与所述第二感测节点之间；

第三开关电路系统，被配置为在导通时将所述复制电阻器的所述第一端和所述第二端分别耦接到所述输入节点和所述电流发生器，其中所述复制电阻器由在所述第一方向上流过所述复制电阻器的所述参考电流穿过；以及

第四开关电路系统，被配置为在导通时将所述复制电阻器的所述第二端和所述第一端分别耦接到所述输入节点和所述电流发生器，其中所述复制电阻器由在与所述第一方向相反的所述第二方向上流过所述复制电阻器的所述参考电流穿过；以及

开关控制电路系统，被配置为控制所述第一开关电路系统、所述第二开关电路系统、所述第三开关电路系统和所述第四开关电路系统：

在所述第一模式中，其中所述第二开关电路系统被导通，以将所述复制电阻器耦接在所述增益电路系统的所述第一感测节点与所述第二感测节点之间，并且所述第三开关电路系统和所述第四开关电路系统被交替地导通，其中来自所述增益电路系统的所述输出信号分别响应于所述第三开关电路被导通而呈现所述第一值，并且响应于所述第四开关电路系统被导通而呈现所述第二值，并且

在所述第二模式中，其中使所述第一开关电路系统导通，以将所述分流电阻器耦接在所述增益电路系统的所述第一感测节点与所述第二感测节点之间，并且来自所述增益电路系统的所述输出信号呈现所述第三值。

4.根据权利要求3所述的电路，其中：

所述第一开关电路系统包括第一电子开关对，所述第一电子开关对被配置为在导通时将所述分流电阻器的相对端耦接到所述增益电路系统的所述第一感测节点和所述第二感测节点；并且

所述第二开关电路系统包括第二对电子开关，所述第二对电子开关被配置为在导通时将所述复制电阻器的所述第一端和所述第二端耦接到所述增益电路系统的所述第一感测节点和所述第二感测节点。

5.根据权利要求4所述的电路，其中：

所述第三开关电路系统包括相应的电子开关对，所述相应的电子开关对被配置为在导通时将所述复制电阻器的所述第一端和所述第二端分别耦接到所述输入节点和所述电流发生器；并且

所述第四开关电路系统包括另一相应的电子开关对，所述另一相应的电子开关对被配置为在导通时将所述复制电阻器的所述第二端和所述第一端分别耦接到所述输入节点和所述电流发生器。

6.根据权利要求1所述的电路，其中所述电流发生器包括开关电容参考发生器，所述开关电容参考发生器被配置为产生参考电流，所述参考电流作为带隙电压、电容和时钟频率的乘积的函数。

7.根据权利要求1所述的电路，进一步包括模数转换电路系统，所述模数转换电路系统耦接在所述增益电路系统与所述校准电路系统之间，所述模数转换电路系统被配置为将来自所述增益电路系统的输出信号转换成数字，其中所述校准电路系统包括数字电路系统，所述数字电路系统被配置为计算补偿输出信号，所述补偿输出信号作为所述第一值、所述第二值和所述第三值的函数，其中所述第一值、所述第二值和所述第三值被转换成数字。

8.根据权利要求1所述的电路，其中：

所述增益电路系统包括差分放大器，其中所述第一感测节点和所述第二感测节点向所述差分放大器提供差分输入；或者

所述增益电路系统包括位于所述增益电路系统的输出处的低通滤波器。

9.根据权利要求1所述的电路，其中所述复制电阻器与所述分流电阻器位于同一位置，其中所述复制电阻器和所述分流电阻器包括互相交叉的结构。

10.根据权利要求1所述的电路，其中所述校准电路系统被配置为：

产生所述第一值和所述第二值的平均值；以及

产生所述补偿输出信号，所述补偿输出信号作为所述第三值与所述第一值和所述第二值的所述平均值之间的差的函数。

11.根据权利要求1所述的电路，其中所述校准电路系统被配置为：

产生归一化值，所述归一化值是所述第一值与所述第二值之间的差的函数；以及

相对于所述归一化值对所述补偿输出信号进行归一化。

12.一种设备，包括：

根据权利要求1所述的电路，以及

电负载，与所述电路中的所述负载节点耦接，其中所述补偿输出信号指示提供给所述电负载的所述负载电流。

13.一种操作根据权利要求12所述的设备的方法，所述方法包括：

在所述第一模式与所述第二模式之间交替，其中选择性地，每次出现所述第二模式时都会出现所述第一模式，或者在所述第二模式多次出现之后所述第一模式被重复。

14.一种电流感测电路，包括：

电流感测电阻器，耦接在源极节点与负载节点之间；

复制电阻器，具有与所述电流感测电阻器相同的温度特性；

电压测量电路，耦接到所述电流感测电阻器和所述复制电阻器，所述电压测量电路被配置为：

当所述复制电阻器的第一端被耦接到所述源极节点、并且所述复制电阻器的第二端耦接到参考电流源时，测量所述复制电阻器两端的第一电压，

当所述复制电阻器的所述第二端被耦接到所述源极节点、并且所述复制电阻器的所述第一端被耦接到所述参考电流源时，测量所述复制电阻器两端的第二电压，以及

测量所述电流感测电阻器两端的第三电压；以及

校正电路，耦接到所述电压测量电路，并且被配置为基于所测量的第一电压、所测量的第二电压和所测量的第三电压，产生校正的电流测量值，所述校正的电流测量值指示流过所述电流感测电阻器的电流。

15.根据权利要求14所述的电流感测电路，其中所述电压测量电路包括：

第一多个开关，耦接在所述复制电阻器与所述电压测量电路之间；

第二多个开关，耦接在所述电流感测电阻器与所述电压测量电路之间；

第一开关，耦接在所述源极节点与所述复制电阻器的所述第一端之间；

第二开关，耦接在所述源极节点与所述复制电阻器的所述第二端之间；

第三开关，耦接在所述复制电阻器的所述第一端与所述参考电流源之间；以及

第四开关，耦接在所述复制电阻器的所述第二端与所述参考电流源之间。

16.根据权利要求15所述的电流感测电路，进一步包括控制器，所述控制器被配置为：

在所述电压测量电路测量所述第一电压时，闭合所述第一多个开关、所述第一开关和所述第四开关；

在所述电压测量电路测量所述第二电压时，闭合所述第一多个开关、所述第二开关和所述第三开关；以及

在所述电压测量电路测量所述第三电压时，闭合所述第二多个开关。

17.根据权利要求14所述的电流感测电路，其中：

所述电压测量电路包括模数转换器；并且

所述校正电路包括数字校准电路，所述数字校准电路耦接到所述模数转换器的输出。

18.根据权利要求17所述的电流感测电路，其中所述数字校准电路被配置为：

计算所测量的第一电压和所测量的第二电压的平均值；以及

基于所测量的第三电压与所计算的平均值之间的差，计算所述校正电流测量值。

19.一种测量流经耦接在源极节点与负载节点之间的电流测量电阻器的负载电流的方法，所述方法包括：

当所述复制电阻器的第一端被耦接到所述源极节点、并且所述复制电阻器的第二端被耦接到参考电流源时，测量所述复制电阻器两端的第一电压；

当所述复制电阻器的第二端被耦接到所述源极节点、并且所述复制电阻器的第一端被耦接到所述参考电流源时，测量所述复制电阻器两端的第二电压；

测量所述电流感测电阻器两端的第三电压；以及

基于所测量的第一电压、所测量的第二电压和所测量的第三电压，计算所述负载电流的校正电流测量值。

20.根据权利要求19所述的方法，其中计算所述校正电流测量值包括：

计算所测量的第一电压和所测量的第二电压的平均值；以及

基于所测量的第三电压与所计算的平均值之间的差，计算所述校正电流测量值。

Images