CN115225558B

CN115225558B - 通信设备音频测试方法

Info

Publication number: CN115225558B
Application number: CN202210816159.5A
Authority: CN
Inventors: 杨海涛; 徐运涛; 康云; 陈桂林; 胡健; 陆锋; 戴振华
Original assignee: National University of Defense Technology
Current assignee: National University of Defense Technology
Priority date: 2022-07-12
Filing date: 2022-07-12
Publication date: 2024-04-02
Anticipated expiration: 2042-07-12
Also published as: CN115225558A

Abstract

本发明公开了一种通信设备音频测试维修装置及测试方法，所述装置包括：数据采集电路，用于完成输入模拟信号的滤波，电平调整和模数转换，包括信号调理模块以及模数转换模块，所述信号调理模块的信号输出端与所述模数转换模块的信号输入端连接；所述数据采集电路的信号输出端与数据计算处理电路的信号输入端连接，所述数据计算处理电路与主控和通信电路双向连接，数据计算处理电路完成波形数据的存储并做相应的数字处理，实现音频指标的分析功能，主控和通信电路用于接收计算机或测试仪的指令，并控制整个模块的工作状态。所述方法具有电路结构简单，调试便捷，功能易于扩展、不受温漂和器件老化等影响的优点。

Description

通信设备音频测试方法

技术领域

本发明涉及通信设备分析装置技术领域，尤其涉及一种通信设备音频测试维修装置及测试方法。

背景技术

话音是人类相互交流和通信最方便快捷的手段。现代通信系统中语音通信占有着重要地位。语音通信的一系列技术及其应用已经成为信息社会不可或缺的重要组成部分。因此，对通信设备的音频测试分析就显得极为必要。本申请的音频分析就是以音频信号为分析对象，以数字信号处理的各种理论为分析手段，提取音频信号在时域、频域内一系列特性的过程。对于20Hz～20kHz之间的全频率范围的语音信号分析则可以用来衡量各类音频设备的性能。例如，在通信电台的常规指标测试中，一般需要对音频信号的音频频率、音频幅度、失真度、信纳德等参数进行测量。

当前对于通信设备的测试保障，往往使用无线综合测试仪，而对于外场通信设备的测试维修，用户更倾向于使用手持式、便携式的无线综合测试仪，因此对于无线综测仪内部功能电路设计的小型化、模块化、通用化提出了更高的要求。目前市场上已经出现了可用于音频测量的各类分析仪器，例如失真度分析仪、频谱分析仪、频率计数器、交流电压表、直流电压表、音频示波器等。这些基于各种功能电路的台式或者便携式仪器使用简便，目前已经获得了广泛的应用。但其缺点明显，如功能比较单一、调试和校准工作烦琐、操作相对复杂、通用化、模块化程度低，难以进行功能扩展和性能升级；自动化、数字化程度低，组成自动测试系统时测试速度较慢、占用体积大，不能满足通信设备快速检测维修需求。

传统的音频分析测量方案主要采用基波抑制法的设计思想，其性能主要依赖于硬件设计，包括量程变换电路、带通滤波器、点阻滤波器、真有效值检波电路、基波抑制电路等；硬件电路功能模块主要采用模拟电路进行搭建，基本原理如图1所示，是采用具有频率选择性的无源网络(如：谐振电桥，文式电桥，双T陷波网络等)抑制基波，由总电压有效值和抑制基波后的谐振电压有效值计算出失真度。理想的基波抑制器应完全滤除基波，又不衰减任何其他频率。但实际上的基波抑制器对基波衰减抑制只能达到-60dB～-80dB，对谐波却损耗0.5～1dB。

基波抑制法主要采用纯硬件电路设计的思路，从而导致失真度测试一般只能实现固定一个或几个频率的失真度测量，且对于低失真度的测试，由于噪声电平的影响，其误差也相对较大。并且，纯硬件设计也带来了电路复杂、调试繁琐、难以功能扩展，且随着温度变化、器件老化，造成指标漂移，电路的稳定性和可靠性降低，测量准确度变差等问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是如何提供一种电路结构简单，调试便捷，功能易于扩展、不受温漂和器件老化等影响的通信设备音频测试维修装置及测试方法。

为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：一种通信设备音频测试维修装置，其特征在于包括：数据采集电路，用于完成输入模拟信号的滤波，电平调整和模数转换，包括信号调理模块以及模数转换模块，所述信号调理模块的信号输出端与所述模数转换模块的信号输入端连接；所述数据采集电路的信号输出端与数据计算处理电路的信号输入端连接，所述数据计算处理电路与主控和通信电路双向连接，数据计算处理电路完成波形数据的存储并做相应的数字处理，实现音频指标的分析功能，主控和通信接口电路用于接收计算机或测试仪的指令，并控制整个模块的工作状态；供电模块用于为所述测试装置中需要供电的模块提供工作电源。

相应的，本发明还公开了一种通信设备音频测试方法，其特征在于包括如下步骤：

采集通信设备的音频数据，对所述音频数据进行分别处理；

对采集的音频数据使用过零法粗测其频率，并根据粗测频率进行精测频率，根据精测频率使用相关分析法求出基频信号电压值；同时根据采集的音频数据计算输入所有信号电压；

谐波电压通过倍乘基频得到谐波频率，并通过相关分析计算谐波电压值；得到基频和谐波电压值后使用失真度计算公式得到音频信号的失真度值；

根据总的输入电压和基频信号电压计算噪声电压，根据总交流输入电压和噪声电压得到信纳德值，完成通信设备的音频分析。

采用上述技术方案所产生的有益效果在于：本申请所述方法采用过零率算法进行音频频率的粗测，采用相关分析算法进行音频频率的精确测量和各谐波分量幅度的测量，装置中采用AD+DSP+MCU+RS485的硬件方案，实现了上述算法，并完成了失真度的计算，具有测试频点任意设置、电路结构简单、调试便捷、功能易于扩展、不受温漂和器件老化等问题影响的优点。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是现有技术中音频分析测量的原理框图；

图2是现有技术中传统失真度实现方案的原理框图；

图3是本发明实施例中二分法搜索能量极大值的示意图；

图4a-4b是本发明实施例中基于相关分析的能量最大值搜索频率估计法误差图；

图5a-5b是本发明实施例中失真度计算误差图；

图6是本发明实施例所述装置的硬件原理框图；

图7是本发明实施例所述装置中主电源转换电路图；

图8是本发明实施例所述装置中3.3V转1.2V电路图；

图9是本发明实施例所述装置中ADS1271内部结构框图；

图10是本发明实施例所述装置中信号调理和低通滤波器电路的原理图；

图11是本发明实施例所述装置中差分信号产生电路的原理图；

图12是本发明实施例所述装置中模数转换模块的原理图；

图13是本发明实施例所述装置中数字信号处理电路主要连接图；

图14是本发明实施例所述装置中McBSP内部结构框图；

图15是本发明实施例所述装置中McBSP数据操作时序图；

图16是本发明实施例所述装置中IIC内部结构图；

图17是本发明实施例中IIC总线开始/停止条件时序图；

图18是本发明实施例中IIC总线数据传送时序图；

图19是本发明实施例中IIC数据传输格式图；

图20是本发明实施例中主控及通信接口电路连接图；

图21是本发明实施例中MAX3485通信接口连接图；

图22是本发明实施例中音频信号处理流程图；

图23是本发明实施例中DSP循环程序流程图；

图24是本发明实施例中DSP中断程序流程图；

图25是本发明实施例中音频分析程序流程图。

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。

无线通信系统中采用的许多算法和技术都是在线性系统的前提下研究和设计的。但是，由于电路工作点选择不当或信号幅度超过了电路的线性范围，会使所传输的信号进入非线性区而产生非线性失真。非线性失真也称为谐波失真，简称失真。其主要特点是在输出信号中产生了新的频率分量，可以在时域或频域进行观察和测量。在无线电信号的测试中，许多参数的测量准确性都涉及失真度测量问题。

失真度的定义为：

式中，u₁和u₂，u₃，…，u_m分别为基频和各次谐波的有效值。

当失真度很小时，可用下式来近似：

按照式(2)来计算失真度，是为了简化测试电路的设计。这时只需要将被测信号的基频分量滤去后的量值作为分子，而将原信号作为分母，求出比例即可。当失真度小于10％时，可用D代替D₀，但超过10％时，需要按照下式修正后才能代替。

电子线路除了可能使信号产生谐波失真分量外，还会产生由噪声和电源纹波而带来的其他成分，上述滤去基频的方法所测得的实际上是总谐波加噪声失真，定义为：

式中u_N为噪声电压有效值。失真度测量结果以百分比(％)或分贝值(dB)表示。

在失真度的定义(1)式中，u₁和u₂,u₃,…,u_m分别为基频和各次谐波的有效值，需要注意的是在实际的测量中最高谐波次数是有限定的，根据真实的测试情况，m一般限定到10，常取7。另一方面，u_m是不超过20kHz的最高次谐波，即音频范围的上限。

用数字信号处理方法求解失真度的关键是计算出基频和谐波的幅度值，所采用的方法有直接FFT法，但该方法的缺点和局限性非常明显：一是要求测量序列的长度为2的整数次幂，二是FFT法本身的“栅栏效应”、“泄漏”等将给测量结果带来误差。正如前面频率估计一样，由于FFT频谱分析时的栅栏效应和频谱泄漏所引入的误差是最主要的因素，要使用这种方法达到比较精确的测量必须以增加运算量或增加仪器的复杂度为代价，而增加仪器的复杂度对于小体积便携式的无线综合测试仪则是无法承受的。因此需要找到一个相对经济性的测试方法，本申请主要采用了过零率算法粗测计算信号频率，在获得信号粗测频率的基础上采用相关分析法精测信号频率以及各频率分量的幅度，再通过公式(1)计算相应频率的失真度。

过零率算法：

过零算法是一种时域的频率计算方法，单一频率的正弦信号表示为x(t)＝asin(2πf₀t+θ₀)，其中a，f₀，θ₀分别为正弦信号的幅度、频率和初相。经过采样后的序列为x(n)＝asin(2πf₀nT+θ₀)，T＝1/f_s。当信号由负到正或由正变负时记为过零一次，同方向的两次过零点之间的时间就为一个周期，统计单位时间内样点值改变符号的次数就可以得到平均过零率。对于窄带信号来说，用平均过零率来计算频率是相当准确的。对于一个周期变化的信号，在一定时间间隔T内，测得过零数为N，则该信号的频率为：f_x＝N/T，这种测频方法测量频率存在±1误差，在这里一方面决定于采样时钟是否精准；另一方面决定于在单位时间内过零次数计数是否准确。因为采样点并不都是从零点开始采样，如果采样信号序列进入是在非零点，那么在单位时间结束时恰好不是信号一个周期的结束，±1误差就会出现。±1误差与被测信号的频率高低无关，从计数周期来看它是一个固定的绝对误差，但是这个数字所代表的值是不同的。当T＝1s时，这一现象的误差是1Hz；当T＝0.1s时误差是10Hz。这一现象在频率较低时，误差影响较大。所以T的取值应当根据应用的实际情况来选定。

由于在时域测量时，不可避免的要引入随机噪声以及直流偏置。噪声干扰主要体现在求过零点时，在零点周围的点可能会因为噪声干扰，出现信号为正，实测为负；信号为负，实测为正的情况。尤其是采样点比较密集的时候，这极大的影响了实际过零点的计算。为避免噪声的干扰可以设定一个幅度带边界为±δ_a，称之为过零幅度带，只有从正到负或从负到正通过零幅度带算过零一次，在噪声的干扰下即使信号波形在零幅度带周围毛刺较多，但是通过设置合适的零幅度带带宽，只要在零幅度带上下边界附近或者过零点有毛刺只要不超过另一条边界，就可以消除毛刺带来的影响。

对于过零算法中采样信号中的直流偏置的影响，消除这种影响的方法是对输入的信号的值进行比较，挑选出最大值x_max和最小值x_min，取这两个值和的平均作为直流偏置信号值

Dc＝(x_max+x_min)/2 (5)

所有输入信号减去Dc后，再以

δ＝(x_max-Dc)/2 (6)

作为零幅度带边界，其中为保证Dc的准确性还可以采用所有采集信号的和的均值作为直流值，但这种方式可能会因为采集信号不是整周期出现误差，但不论以那种方式确定Dc，按照式(6)来确定零幅度带都可以保证过零法的准确性。通过这两个步骤可以较为有效的解决噪声和直流偏置在过零法计算频率时的问题。

相关分析法应用：

互相关函数的一个重要性质是同频相关性，即两个同频率信号的互相关函数是同频率的周期信号，并且包含了它们的幅值和相位的信息。这一性质在实际应用中有重要的价值，它是在噪声背景下提取有用信息的一个非常有效的手段，如对一线性系统激励，所测得的信号常含有大量噪声，根据线性系统的频率保持性，响应和激励为同周期信号，输出端的其它成分均是干扰。因此，只要将激励信号和响应信号进行互相关，就可以在混有噪声的输出信号中将有用信号提取出来，消除噪声的干扰，本申请可以利用这个性质估算频率。

根据互相关分析原理，当被测正弦信号为其中n(t)表示信号本身以及测量过程中引入的干扰(包括谐波)及噪声。

若知道信号的频率，则可以产生标准的正弦sinωt和余弦函数cosωt，在T趋于无穷大的情况下用标准正、余弦信号和被测交流信号相关，有

同理：

则幅度值

上面的式子也说明相关分析法最显著的特点是同频率选择。因为信号和标准信号频率一致时得到的幅度最大，而与信号sinωt和cosωt不同频率的信号和噪声是有极强的抑制作用，因此可以通过在一个带宽内搜索幅度最大值的方式来精确确定信号频率，保证测量的准确度。

这个带宽可以通过前面分析的过零算法找到频率中心的大概范围，根据误差分析把这个带宽范围确定，过零算法的误差为±1/T，T为过零计算时间。利用这个粗测频率结合下面的方法可以准确的找寻信号频率。

基于相关分析的能量最大值频率搜索：

在粗测频率的基础上，结合相关分析的能量值最大搜索，精确找寻信号频率，相关分析的能量最大值搜索方法如下：

在计算某次谐波分量的能量时，不是用一个固定频率的序列计算，而是该频点附近一定范围内的所有序列中的最大能量，则代表了该频率点实际的信号强度，主要采用二分法搜索能量极大值，找到最大能量点，二分法如图3所示。

图中虚线代表第m次谐波的能量分布，f_m表示第m次谐波实际所在的频率点，f_start、f_end分别表示第m次谐波极大值搜索的频率起始点和终止点，f_middle表示中间点。根据相关分析原理，对相关分析进行数字化处理，可得如下公式：

设输入信号为x(t)，采样频率为f_s，经过采样后的数据为x(n)，n＝0,1,2,…N-1，N为原始数据长度，则有：

在以上相关分析中需要产生标准频率信号，标准正弦和余弦信号为：

其中f就是标准信号频率。该频率分量的功率由幅度值直接得到为E_m＝|Y_m|²。

在计算该次谐波能量时，首先计算f_start和f_end，以及它们的中间频率点f_middle的信号能量E₀、E₂和E₁，然后比较这三个频率点的能量，如果E₀大于E₂，则f_start不变，f_end＝f_middle，新的中间频率f_middle＝(f_start+f_end)/2，如果E₂大于E₀，则f_end不变，f_start＝f_middle，新的中间频率f_middle＝(f_start+f_end)/2；然后继续比较三点的能量值并搜索频率，直到满足终止条件。终止条件可以设置为前后两次计算f_middle的能量值的差值，当小于某一界限时就停止搜索；也可以设置为差值和计算值的百分比，当小于某一百分比时，停止搜索，如0.1％。如果算法或者芯片精度够高，那么使用频率差作为停止也是可以的，比如设定两次计算频率差<0.01Hz.。无论选用哪种终止条件，只要条件足够严格，得到的基频频率也是足够准确的。

因为数字信号处理中相关分析也是处理的离散信号，因此频谱也会出现频谱泄露的。在计算功率过程中尤其是相关分析频率接近信号频率时，f_start、f_end实际计算的值会因为频率接近频谱波形不稳定而造成计算偏差，会导致搜索的方向出现偏移。要解决这个问题可以通过加窗来把信号频谱变的更加尖锐，减小搜索误差。一般采用汉宁窗减少频谱泄露是波形变得更平滑。

设输入信号基频为1kHz，频率在1k±50Hz范围内随机变动，以连续两次能量误差小于0.1％作为终止条件，运用基于相关分析的能量最大值搜索频率估计法误差图如图4a所示：

X轴表示运算次数，Y轴表示当次频率估计误差，由上图可见，以基于相关分析的能量最大值搜索频率估计法估计频率误差很小。如果终止条件更加严格那么频率估计误差会更小。当终止条件为0.01％时频率估计误差图如图4b所示。

在上面得出的准确的信号频率的基础上，运用相关分析法得到输入信号中各频率分量的幅度值|Y_m|，由幅度值直接得到该频率分量的功率E_m＝|Ym|²。

为计算方便可以直接采用功率值进行失真度计算，首先利用基频频率求得谐波频率，再使用相关分析求出其它谐波的功率后可以由下式求出失真度：

相关分析可以表示为行向量X＝x(n)与一个相同长度的正弦信号向量W＝w(n)的内积，即：

E_m＝|X×W_m|² (16)

W_m表示某一频率的正弦向量，正弦信号向量W包括两部分，正弦和余弦信号分量。

采用相关分析来计算失真度，所得结果的准确度取决于信号频率测量的准确性。由于两个参数测量都使用到了相关分析法，因此利用基于相关分析法对频率和失真度的测量进行仿真分析其测频性能和失真度分析性能。

设输入信号基频为1kHz，频率在1k±50Hz范围内随机变动，输入信号具有多次谐波，且为随机相位，幅度也为随机变化，信噪比20dB，计算到7次谐波能量，基频能量二分法搜索带宽为30Hz。最大值搜索频率时，终止条件为能量变化小于0.1％，序列相关运算长度1024个采样点。按这些条件，对500次具有随机频偏和失真特性的输入信号进行算法分析。频率分析结果参照图4a，失真度分析结果如图5a，仿真结果表明，采用上述条件时，频率计算误差控制在0.5Hz以下，失真度误差能控制在0.1％以下。如果终止条件更严格，测量精度可以更高，当基频搜索时能量变化小于0.01％时终止，频率误差小于0.25Hz(图4b)，失真度测量误差可小于0.05％(图5b)。除了限制终止条件的大小可以增加测量的精度外，还可以通过增加相关序列的长度来提高测量精度。

如图6所示，本发明实施例公开了一种通信设备音频测试维修装置，包括：数据采集电路，用于完成输入模拟信号的滤波，电平调整和模数转换，包括信号调理模块以及模数转换模块，所述信号调理模块的信号输出端与所述模数转换模块的信号输入端连接；所述数据采集电路的信号输出端与数据计算处理电路的信号输入端连接，所述数据计算处理电路与主控和通信电路双向连接，数据计算处理电路完成波形数据的存储并做相应的数字处理，实现音频指标的分析功能，主控和通信接口电路用于接收计算机或测试仪的指令，并控制整个模块的工作状态；供电模块用于为所述测试装置中需要供电的模块提供工作电源。

其中，数据采集电路完成输入模拟信号的滤波，电平调整和模数转换；数据处理电路完成波形数据的存储并做相应的数字处理，实现音频指标的分析功能；主控电路和通信接口电路接收计算机或测试仪的指令，并控制整个模块的工作状态；电源电路提供模块中各部分电路运行所需电压；所述装置还预留I/O口用来扩展与外部器件的通信，以方便后续的系统集成和功能扩展。

电源模块为系统中的单片机，DSP以及其他外围设备供电，由于各个电路对电源的要求不同所以，在设计中有多种电源电路。装置输入电压为直流+9～+18V电压，由直流电源或者电池供电。KRA1205D-2W提供+5V和-5V电压；利用电压转换芯片LM2596S提供3.3V电压，供DSP外围接口和需要3.3V的芯片使用；C6713的核心CPU工作电压为1.2V，利用电压转换芯片MIC49300提供1.2V电压；REF3125提供5V到2.5V的电压转换供差分电路和A/D转换器作为参考电压使用。

具体的，如图7-图8所示，所述供电模块包括主电源转换电路以及3.3V转1.2V电路，所述主电源转换电路包括LM2596S型电源芯片N10以及KRA1205D型电源芯片N11，所述N10的1脚分为两路，第一路经电感L26与电源输入端连接，第二路经电容C79与所述N10的3脚连接，所述N10的3脚和5脚接地，所述N10的2脚分为两路，第一路经二极管V5接地，第二路与电感L27的一端连接，所述电感L27的另一端分为三路，第一路经电容C80接地，第二路与所述N10的4脚连接，第三路为电源输出端；所述N11的1脚接地，所述N11的2脚分为三路，第一路与电源输入端连接，第二路经电阻R46接地，第三路经电容C81接地，所述N11的4脚经电容C82接地，所述N11的3脚经电容C83接地；

3.3V转1.2V电路包括MIC49300型电源芯片N5，所述N5的1脚经电阻R1接地，所述N5的2脚与所述N5的4脚连接，所述N5的4脚分为四路，第一路经电容C2接地，第二路经电容C1接地，第三路经电容C93接地，第四路与主电源转换电路的电源输出端连接，所述N5的3脚接地，所述N5的5脚为电源输出端。

数据采集电路：作为测量仪器，必须获得高精度的测量数据，才能为后续的信号分析打下基础。因此信号采集电路除了要求A/D转换器的精度必须足够高外，还需要对从音频输入口输入的信号在进入ADC采样前进行调理，减少测量系统引入的噪声和失真。

ADS1271介绍：德州仪器(TI)推出业界最高带宽的24位工业用模数转换器(ADC)，实现了DC精度与AC性能的突破性结合。ADS1271拥有50kHz的带宽，1.8uV/C的失调漂移以及高达109dB的量化信噪比(SNR)，进一步将工业、医疗及汽车应用中的高精度测量提升到了新的水平。在应用上ADS1271最适合搭配TI高性能TMS320系列DSP平台。ADS1271内部结构如图9所示。

传统上讲，漂移性能较高的工业用Δ-ΣADC采用具有较大带通固定偏差的数字滤波器,这就导致信号带宽有限，适用于DC和低频信号测量。音频应用的高分辩率ADC能够提供更大的可用带宽，但偏移和漂移规范则比工业用ADC要求低得多(常常无规范)。ADS1271将两种转换器类型相结合，实现了高精度测量，同时符合DC与AC规范,并确保可在-40℃至+105℃的温度范围内工作。

ADS1271三种可选的工作模式可实现速度(105kSPS的数据速率)、分辨率(109dBSNR)以及功耗(40mW)的优化。可选帧同步或SPI串行接口能够提供至DSP与微控制器的方便连接。所有操作(包括内部偏移校验)都由引脚直接控制——不必对寄存器进行编程。

信号调理和低通滤波器设计：信号调理和低通滤波电路包含了一个低带内波动的抗混迭滤波器。其3dB带宽为18kHz，0.1dB带宽为16kHz，带外衰减为40dB以上。能有效滤除高频信号，同时保证较好的带内平坦度。

如图10所示，所述信号调理模块包括信号调理及低通滤波器电路和差分信号产生电路，所述信号调理及低通滤波器电路包括电阻R1，所述电阻R2的一端为所述信号调理及低通滤波器电路的信号输入端，电阻R135与所述电阻R2并连，所述R2的另一端分为两路，第一路经电阻R3接地，第二路与电容C1的一端连接，所述电容C1的另一端分为三路，第一路经电阻R4接地，第二路依次经稳压管V1以及稳压管V2后接地，第三路与AD822型运算放大器N1A的同相输入端连接，所述N1A的输出端与电阻R1的一端连接，所述电阻R1的另一端依次经电感L3、电感L4、电感L5以及电感L6后与AD822型运算放大器N1B的同相输入端连接，电容C6与电感L3并联，电容C7与电感L4并联，电容C8与电感L5并联，电容C9与电感L6并联，电阻R1与电感L3的结点经电容C14接地，电感L3与电感L4的结点经电容C15接地，电感L4与电感L5的结点经电容C16接地，电感L5与电感L6的结点经电容C17接地，电感L6与电阻R5的结点经电容C18接地，所述N1B的输出端为所述信号调理及低通滤波器电路的信号输出端；

差分信号产生电路设计：同多数高速、高动态范围的ADC一样，ADS1271采用差分模拟输入。模拟信号采用差分输入可以改善很多性能，其中最主要的一点就是差分结构对模拟输入信号的偶次谐波有较高的抑制性，本申请采用AD8132作为单端转差分的核心器件，如图11所示。从PCB的角度来讲，采用差分结构有如下优点：第一，对共模信号有好的抑制作用；第二，对于像地和电源噪声等的杂散信号有高的共模抑制度。差分放大器将单端信号(非平衡信号)转成差分信号(平衡信号)，供ADS1271实现高性能采样。

此外，本申请中的差分放大器放大电路还起到两个作用：首先，它给A/D转换器提供低阻驱动。其次，它给A/D转换器提供所需的增益，并使输入信号的电平和A/D转换器的输入电压范围相匹配，其电路如图11所示：

所述差分信号产生电路包括AD8132型差分放大器N6，信号调理及低通滤波器电路的输出端分为两路，第一路经电阻R6接地，第二路经电阻R7后又分为三路，第一路与所述N6的8脚连接，第二路经电容C20与所述N6的5脚连接，第三路与电阻R9的一端连接；所述N6的1脚分为三路，第一路经电阻R8接地，第二路经电容C33与所述N6的4脚连接，第三路与电阻R16的一端连接，所述N6的3脚接+5V电源，所述N6的6脚接-5V电源，所述N6的2脚接基准电压，所述N6的5脚经电阻R10后分为两路，第一路与电阻R9的另一端连接，第二路与模数转换模块的一个信号输入端连接，所述N6的4脚经电阻R11后分为两路，第一路与电阻R16的另一端连接，第二路与所述模数转换模块的另一个信号输入端连接。

AD采样电路主要由ADS1271构成，如图12所示，其工作时钟由外部时钟提供，采用20MHz(50ppm)晶振由CLK(PIN12)输入，经过芯片内部的除法器除以512作为采样频率，因此ADS1271的采样频率为20M/512＝39062Sample/S。

ADS1271的可选帧同步或SPI串行接口由FORMAT(PIN6)控制，当FORMAT＝0时是数据传输是SPI口模式，FORMAT＝1数据传输为帧同步模式，本电路采用帧同步方式与DSP传递数据，数据由DOUT(PIN9)输出，与TMS320C6713的多通道缓冲串口McBSP0的DR0直接相连。McBSP可支持字长为24bit的数据，可直接接收ADC输出的24bit串行数据，并自动地将接收数据中的数据位调整为DSP需要的格式。数据的串行接收时钟SCLK(PIN11)与McBSP0的位时钟CLKR0相连。SYNC(PIN7)与DSP的GP.7连接，控制ADS1271是否处于低功耗状态下工作。

数字信号处理电路设计：信号处理模块以高性能浮点DSP为处理平台，采用数字信号处理算法，完成各项音频指标的测量。采用通用数字信号处理器DSP为核心建立系统，其优点是功能丰富，能迅速应用新算法、新标准或新协议，有利于产品的快速升级。在本系统中采用TMS320C6713作为信号处理器，和C6xxx其它成员一样，TMS320C6713具有高速的信号处理速度和强大的对外接口能力，可以作为比较理想的信号处理平台。

硬件连接电路设计：数字信号处理电路的具体设计连接图如图13所示，由以下几部分设计组成：

①C6713的时钟、JTAG

系统板的时钟采用20MHz的有源晶振，接入DSP。DSP应用自身集成的PLL模块，对时钟信号进行分频或倍频，得到需要的CPU时钟频率为200MHz、外设频率100MHz，EMIF时钟频率为40MHz。C6713与TI的大多数DSP一样，提供了JTAG端口支持。仿真器通过一个14针的接插件与C6713的JTAG端口进行通信，结合配套的仿真调试软件(CCS6000)，可以访问C6713的所有资源。

②外接存储器

外接存储器接口EMIF的CE1空间，接的是一个512k×16bit的FLASH(AM29LV800)，用于存储程序和一些程序所需数据。C6713的地址总线线DA[2:20]与FLASH地址总线DA[0:18]相连接；C6713的数据总线DQ[0:15]与FLASH的数据总线DQ[0:15]对应连接。将FLASH放在CE1空间的原因是为了采用外接FLASH的系统引导方式。FLASH起始地址为0x90000000，访问空间为0x90000000～0x900FFFFF。

在CE2空间，连接的是256K×16bit的SRAM(CY7C1041CV33)用于存储音频处理过程中所得到的中间值和最后的参数测量结果。其时钟频率可达100MHz，能够与C6713进行同步通信。而且，256K的存储空间，也能基本满足音频处理的数据存储要求。C6713的地址总线线DA[2:18]与SRAM地址总线IO[1:16]相连接；C6713的数据总线DQ[0:15]与FLASH的数据总线DQ[0:15]对应连接。SRAM起始地址为0x0A0000000，访问地址空间为0x0A0000000～0x0A007FFFF。

系统工作时，FLASH中的程序在复位时被拷贝到C6713的内部存储空间，并在内部存储器中开始运行，而外部的SRAM主要用于存储处理后的音频分析的参数数据。

③与ADS1271的连接：

C6713同信号采集电路的ADS1271是通过McBSP0相连接获取数据。

McBSP：多通道缓冲串口McBSP(Multi-channel Buffered Serial Port)是在C2x、C3x、C5x和C54x标准串口的基础上发展而来的。

本电路采用帧同步方式与DSP传递数据，数据由ADS1271的DOUT输出，与C6713的多通道缓冲串口McBSP0的DR0(PIN27)直接相连。由于McBSP可支持字长为24bit的数据，因此可直接接收ADC输出的24bit串行数据，并自动地将接收数据中的数据位调整为DSP需要的格式。

McBSP的数据操作时序图由图15所示，FSR信号作为帧同步信号，在FSR为低时开始一帧24bit数据的发送，时序图如上图所示,CPU从数据接收寄存器(DRR)读取收到的数据。处理过程为DR引脚上接到的数据先移位进入接收移位寄存器(RSR)中，然后被复制到接收缓冲寄存器(RBR)中，RBR再将数据复制到DRR中，最后等候CPU将数据取走。

McBSP0外部时钟源CLKS0接20MHz晶振，同ADS1271使用同一个晶振。帧同步信号FSR和位同步信号CLKR的频率通过配置McBSP的采样率产生寄存器SRGR获得。

④与Atmega64L的连接：

在课题中C6713与主控Atmega64L单片机是通过IIC总线相连接。

IIC总线内部结构框图如图16所示，IIC串行总线有两根信号线：一根双向的数据线SDA；另一根是时钟线SCL。所有接到IIC总线上的设备的串行数据都接到总线的SDA线，各设备的时钟线SCL接到总线的SCL。

总线的运行(数据传输)由主控器控制。主控器启动数据的传送(发出启动信号)，发出时钟信号，传送结束时发出停止信号，通常主控器是微处理器。被主控器寻访的设备都称为从机。为了进行通讯，每个接到IIC总线的设备都有一个唯一的地址，以便于主控器寻访。

IIC起始和停止条件：

在IIC总线中，唯一出现的是被定义为起始(S)和停止(P)条件的情况(见IIC总线开始/停止条件图17)。当SCL线是高电平时，SDA线从高电平向低电平切换。这个条件表示起始条件。当SCL是高电平时，SDA线由低电平向高电平切换表示停止条件。起始和停止条件一般由主机产生。总线在起始条件后被认为处于忙的状态。停止条件的某段时间后，总线被认为再次处于空闲状态。

IIC传输数据：发送到SDA线上的每个字节必须为8位，每次传输可以发送的字节数量不受限制，每个字节后必须跟一个响应位。首先传输的是数据的最高位(MSB)(IIC模块数据传输时序图如图18所示)。

数据传输必须带响应。相关的响应时钟脉冲由主机产生。在响应的时钟脉冲期间，发送器释放SDA线(高)，接收器必须将SDA线拉低，使它在这个时钟脉冲的高电平期间保持稳定的电平。合法的数据传输格式如图19所示。

IIC总线在开始条件后的首字节决定哪个被控器将被主控器选择，例外的是“通用访问”地址，它可以寻址所有期间。当主控器输出一地址时，系统中的每一器件都将开始条件后的前七位地址和自己地址比较。如果相同，该器件认为自己被主控器寻址，而作为被控接收器或被控发送器则取决于R/W位。

在C6713中使用IIC0接口，IIC的时钟信号SCL0与Atmega64L的PD6引脚相连；C6713的串行数据SDL0与Atmega64L的PD7引脚相连，完成IIC总线的数据传输。C6713的GP4、GP5分别和Atmega64L的PD4、PD5连接。C6713的GP4作为外部中断输入，是单片机向C6713发起需要读取处理数据的请求。GP5是作为IIC总线通信握手连接信号，当GP5为1允许Atmega64L通过IIC总线读取数据，GP5为0时表示DSP正在处理数据不能读数据。

主控电路及通信接口电路设计：

音频分析装置主控制器使用Atmega64L型AVR单片机，完成音频分析系统的控制。系统通过通用同步和异步串行接收器和转发器(USART)实现异步串行通信的通信电路接口电路，用来与计算机或其它模块通信。

ATmega64L是基于增强的AVR RISC结构的低功耗8位CMOS微控制器。由于其先进的指令集以及单时钟周期指令执行时间，ATmega64的数据吞吐率高达1MIPS/MHz，从而可以缓减系统在功耗和处理速度之间的矛盾。

AVR内核具有丰富的指令集和32个通用工作寄存器。所有的寄存器都直接与算逻单元(ALU)相连接，使得一条指令可以在一个时钟周期内同时访问两个独立的寄存器。这种结构大大提高了代码效率，并且具有比普通的CISC微控制器最高至10倍的数据吞吐率。

ATmega64L有如下特点：64k字节的系统内可编程Flash(具有同时读写的能力，即RWW)，2k字节EEPROM，4K字节SRAM，53个通用I/O口线，32个通用工作寄存器，实时计数器(RTC)，四个具有比较模式与PWM的灵活的定时器/计数器(T/C),两个USART，面向字节的两线串行接口，8路10位具有可选差分输入级可编程增益的ADC，具有片内振荡器的可编程看门狗定时器，一个SPI串行端口，与IEEE 1149.1标准兼容的、可用于访问片上调试系统及编程的JTAG接口，以及六个可以通过软件进行选择的省电模式。

串行通信接口选择：

所述装置通过异步串行通信实现与外界的信息交换。为保证可靠性高的通信要求，在选择接口标准时，须注意两点：

①通信速度和通信距离。标准串行接口的电气特性都有满足可靠传输时的最大通信速度和传送距离指标。但这两个指标之间具有相关性，适当地降低通信速度，可以提高通信距离，反之亦然。

②抗干扰能力。对于标准接口，在保证不超过其使用范围时都有一定的抗干扰能力，可以保证可靠的信号传输。但在一些工业测控系统中，通信环境往往十分恶劣，因此在选择通信介质、接口标准时要充分注意其抗干扰能力，并采取必要的抗干扰措施。本申请经综合比较，选用了RS-485接口，该总线接口可以同时驱动32个设备，采用差动方式可以有效的降低干扰，增加数据传输的可靠性。

本模块电路的异步串行通信接口芯片采用MAX3485作为RS-485接口芯片，该芯片的主要技术参数为：工作电源为3.0～3.6V,工作电流1mA，数据传输率为12Mbps。当驱动60Ω负载时(RS-485网络终端匹配电阻120Ω的并联值)峰值电流可达50mA。

主控和通信接口电路设计如图20所示：在本电路中Atmega64L使用通用同步和异步串行接收器和转发器(USART)与MAX3485芯片连接，USART是一个高度灵活的串行通讯设备。在操作上主要是完成寄存器的配置和读写，这些寄存器包括波特率寄存器UBRRL，UBRRH；USART I/O数据寄存器－UDR；USART控制和状态寄存器A－UCSRA；控制和状态寄存器B-UCSRB；控制和状态寄存器C-UCSRC。

图21是MAX3485通信接口连接图，外部命令通过485总线控制音频分析模块，串行通信速率定为9600b/s。模块内，主控电路与DSP电路通过IIC总线通信。整个系统的运行按照音频分析模块接口协议控制；

图22是DSP完整工作流程图，包括二个部分，一是系统初始化；二是循环主程序，下面将对其作简要的介绍。

系统初始化：

系统初始化包括芯片的配置，运行二次引导程序以及初始化外设资源三部分。

芯片配置：C6713有一系列管脚用于芯片工作模式的设置，芯片复位时，首先检测这些管脚的输入电平，以决定DSP的时钟模式，Endian模式以及引导模式等。需要指出的是，C6713的配置管脚并不都是专门用来进行配置的，而是与其它外设模块共用的复用管脚。另外，由于芯片体积和管脚数量的限制，还有一些管脚也是由不同外设共享的复用管脚，这就要求设计时根据需要对外设进行必要的选择在C6713复位时，要将配置管脚置于合适的电平，复位时通过内部或外部的上拉/下拉电阻置于需要的电平，并且要求保持电平直到芯片退出复位状态。

运行二次引导程序：因为C6713启动后，仅加载前1k字节的程序到片内RAM中运行。所以当程序代码多于1k字节时，必须在1k程序中包含二次引导程序。TI代码产生工具产生的目标文件是一种模块化的文件格式—COFF格式。程序中的代码和数据在COFF文件中以段的形式组织，不同的段用于存放不同类型的内容，应用中要通过编写连接器命令文件(.cmd)将这些段正确地分配到DSP的地址空间中去。在C6000系统中，要想实现这种程序拷贝，就要为各个段分别指定load地址空间和run地址空间。在本系统中定义这个段为.boot_load来存储二级引导程序，并在连接器命令文件中定义这个段的存储空间FLASH_BOOT(地址0x90000000--0x90000400)和运行空间BOOTRAM(地址0x00--0x400)。

初始化外设资源：首先要根据系统的功能需要，对C6713的全局寄存器DEVCFG进行配置。GPIO4作为外部中断由主控单片机发起请求要求传输数据；GPIO5是C6713作为传输数据的准备好的握手信号；GPIO6驱动LED，在DSP工作时指示工作情况；GPIO7是控制ADS1271是否以低功耗工作。

循环主程序：在系统初始化后，进入循环程序(如图23)，这部分主要有中断程序(图24)和音频分析程序(图25)两部分，还有发送数据及一些标志位判断、管脚设置等程序。

当循环程序开始时，判断标志位Buf_ful，Buf_full＝0时表示本次分析需要的数据没有采集完，程序继续循环等待，直到Buf_full＝1表示本次分析的数据采集完成，可以对采集到数据进行分析，于是调用音频分析程序进行参数分析，当参数分析完成后，判断标志位data_req是否为1，如果data_req＝1就调用IIC发送程序发送分析好的数据给单片机，并置GP5为1，表示将进行下一次数据分析。

DSP的中断服务程序：

中断响应程序有两种，如图24所示。当有中断发生，响应并判断中断类型，跳转到中断响应程序运行。

①EXT_INT0：是信号采集电路通过McBSP接口送入采集数据中断，每送入一帧数据中断一次，在信号采集程序中设置一个标志位Buf_full，当数据满足本次音频分析数量时，就将Buf_ful置1，表示数据采集完毕，可以进行分析

②EXT_INT4：是单片机用来向DSP要求DSP分析数据传送给单片机的中断。中断响应是把data_req置1，表示需要DSP将分析好的数据传送给单片机。

当音频分析程序在进行分析时，为了避免响应中断EXT_INT4而影响程序的正常运行，在程序中通过设置GPIO的引脚的GP5的电平信号作为单片机和DSP的握手信号。DSP上电复位后通过设置GP5为1(GPVAL|＝0x000000020)表示DSP音频分析程序正在运行，当单片机查询到信号为GP5＝1时不发出数据请求中断。当DSP的音频分析结束后把GP5置0(GPVAL&＝0xFFFFFFDF)，单片机查询到握手信号为0时，可以根据需要发出中断请求，要求DSP发送分析后的参数。在发送完分析数据后DSP将再次把GP5置1继续进行下一次的数据采集与分析。

音频分析测试方法:

如图25所示，本发明实施例还公开了一种通信设备音频测试方法，包括如下步骤：

采集通信设备的音频数据，对所述音频数据进行分别处理；

C6713的音频分析测量设计思想是设计一个自动的测量程序，当信号采集完毕标志位Buf_full＝1时，C6713就对接收到的采样信号使用基于相关分析的综合法进行音频分析，图25是音频分析的软件流程图。

在程序中设置一个结构体来存放计算出来的参数值便于各子函数调用以及供DSP传递给主控单片机。结构体定义如下：

在程序中定义上面的结构体类型的变量名为audio定义为audio_str audio。

①频率粗测Cal_Zero_Cross(void)

对采集数据使用过零法粗测频率，系统采用的计数时间为100ms。因为采集到的信号可能会有直流偏置，并且输入信号的幅度并不是固定的，如果规定一固定值作为零幅度带的值会导致测量的误差，因此将采集到的信号最大和最小幅度值和的1/2定为A，零幅度带设定为A/2。这样设定零幅度带可以有效的避免直流和零幅度带设定不佳引起的误差。程序把粗测频率保留到audio.freq1中。该粗测频率的误差在10Hz内。

②.精确频率搜索Search_Frequency(void)

当频率粗测程序成功的粗测了输入信号的频率，并把值保存在audio.freq1后，精确频率搜索程序利用该粗测频率，在内部设定两个变量，start_freq＝freq1-10，end_freq＝freq1+10作为搜索的起始和终止频率。基于相关分析的能量搜索方法通过比较各频率点的能量从而搜寻精确的频率，在本课题中为了基频搜索的准确性，使用的终止条件为搜索频率的起始和结束的差min_err＝abs(start_freq-end_freq)<0.01Hz，最后以(start_freq-end_freq)/2为精准频率值赋给audio.frequency。通过本程序得到的结果误差小于0.01Hz完全满足测量标准的需要。

基频电压的计算是利用本程序计算出来的频率精确值，使用相关分析法准确的求出基频的电压值，赋给audio.signal_level。

③失真度计算程序Cal_Distortion(void)

对于音频信号的失真度测量一般是在100Hz～3000Hz之间才有意义，此程序先对audio.frequency进行比较，对于不再此区间内的信号的失真度不予计算，赋值255。当基频信号频率在此区间内时，谐波电压通过倍乘基频得到谐波频率，并相关分析计算谐波电压值。得到基频和谐波电压值后使用失真度计算公式就可以得到失真度值，在程序里失真度是以单位dB作为运算结果储存的。

④信纳德计算void cal_sinad(float*pd)

这里面有两个电压的计算，一是总的输入信号电压的计算，二是噪声电压计算。总的输入电压指的是交流电压，包括信号和噪声，总的输入交流电压测量完成后把值赋给audio.total_level。噪声电压的计算是依赖于总的输入电压的和基频信号电压的计算的，这两个电压平方值(功率)差的平方根即为噪声电压，并把值赋给audio.noise_level。在得到信号在计算信纳德的过程中也许会有噪声很小，计算结果出现零的情况，当出现这种情况的时候，就让audio.sinad＝100；如果噪声电压不为零，就将得到总的交流输入电压和噪声电压代入公式得到信纳德的值，并把值赋给audio.sinad。

在相关分析中标准正弦函数的产生：

在相关分析时需要有大量不同频率的标准正弦信号，并且为了结果准确需要有产生较长的信号序列，尤其是在频率搜索时信号频率变化的范围大，会需要更多不同的频率的正弦和余弦信号序列。如何满足正弦序列的产生的数度和精度是不得不考虑的问题，选择一种正确的算法可以有效的提高工作效率以及保障测量的准确性。

常用的方法有以下两种：一是调用C6713的函数库中的正、余弦浮点运算库函数，但是如果每个标准正、余弦信号序列中每个点的生成都采用直接调用库函数，不仅运算量大，耗费大量CPU工作的时间，而且占用极多的资源效率比较低。二是采用查表法，先把基础频率的运算结果存放在内存或FLASH中，当需要某个频率的相位的信号点时计算它在表中的位置，从表中提取其值。使用这种方法在精度上不能满足测量的需要，要提高精度只能增加存储的点数并增加数据存储空间，数据存储空间的增大又不可避免的要增加查询时间，这种方法在精度和效率上都较低。三是采用拟合法产生正、余弦信号，这种方法产生出来的信号精度受到拟合精度的影响，计算方式繁琐，效率不高。

因此为了满足测量算法的实时性，高效率和高精度，本课题根据数字信号按序处理的特点，采用迭代方法产生标准正、余弦函数序列。

由三角变换公式：

sin((n+1)wT)＝sin(nwT)cos(wT)+cos(nwT)sin(wT) (17)

cos((n+1)wT)＝cos(nwT)cos(wT)-sin(nwT)sin(wT) (18)

T＝1/f_s可知，在运算中迭代序列的产生只需要调用库函数运算得到cos(wT),sin(wT)两个基函数值，采用式(17)和(18)迭代就可按序得到长度为N的标准正、余弦函数序列。这种运算方式简单得到一个值仅需要两次乘法和一次加法，在C6713的1600MIPS的运算能力下耗时很少，保证了测量的实时性，此外C6713提供的浮点运算和乘累加结构可以保证迭代法作为测量算法需要精度和速度的要求。

采用迭代计算正、余弦信号序列，在程序中每产生一个点的数据就和信号对应的点相关计算，不仅可以实时计算提高计算的速度而且在计算精度上得到保障，并且需要的存储单元很少，只有6个为cos(wT),sin(wT)；cos(nwT),sin(nwT)；cos((n+1)wT),sin((n+1)wT)，比查表法和拟合法产生正弦函数序列节省了存储空间。

Claims

1.一种通信设备音频测试方法，其特征在于包括如下步骤：

采集通信设备的音频数据，对所述音频数据进行分别处理；

对采集的音频数据使用过零算法粗测频率，并根据粗测频率采用相关分析法进行频率精测和对应频率幅度电压的测量；同时根据采集的音频数据计算输入所有信号的总的输入电压；

谐波电压通过倍乘基频得到谐波频率，并通过相关分析计算谐波电压值；得到基频电压和谐波电压值后使用失真度计算公式得到音频信号的失真度值；

根据总的输入电压和基频电压计算噪声电压，根据总的输入电压和噪声电压得到信纳德值，完成通信设备的音频分析；

其中，粗测频率具体包括：对采集数据使用过零算法粗测频率，因为采集到的信号可能会有直流偏置，并且输入信号的幅度并不是固定的，如果规定一固定值作为零幅度带的值会导致测量的误差，因此将采集到的信号最大和最小幅度值和的1/2定为A，零幅度带设定为A/2；

其中，精测频率具体包括：当粗测频率成功后，把值保存在参数audio.freq1中，精测频率搜索程序利用该粗测频率，在程序内部设定两个变量，f_start＝audio.freq1-10，f_end＝audio.freq1+10作为搜索的起始和终止频率；基于相关分析的能量搜索方法通过比较各频率点的能量大小，采用二分法搜索能量最大值，从而搜寻精测频率，使用二分法搜索的终止条件为搜索频率的起始和结束的差min_err＝abs(f_start+f_end)<0.01Hz，最后以(f_start+f_end)/2为精测频率赋给audio.frequency；

其中，基频电压的计算是利用计算出来的精测频率，使用相关分析法准确的求出基频的电压值，赋给audio.signal_level；

其中，失真度计算具体包括：对于音频信号的失真度测量是在100Hz～3000Hz之间才有意义，对于不在此区间内的信号的失真度不予计算，赋值255；当基频信号频率即精测频率在此区间内时，谐波电压是先通过倍乘基频得到谐波频率，再通过相关分析计算得到谐波电压值；得到基频电压和谐波电压值后，使用失真度计算公式得到失真度值，失真度是以单位dB作为运算结果储存；

其中，信纳德计算具体包括：两个电压的计算，一是总的输入电压的计算，二是噪声电压计算；总的输入电压指的是交流电压，包括信号和噪声，总的交流输入电压测量完成后把值赋给audio.total_level；

噪声电压的计算是依赖于总的输入电压和基频电压的计算的，这两个电压平方值差的平方根即为噪声电压，并把值赋给audio.noise_level；

在计算信纳德的过程中会有噪声很小，计算结果出现零的情况，当出现这种情况的时候，就让audio.sinad＝100；如果噪声电压不为零，就将得到总的交流输入电压和噪声电压代入公式得到信纳德的值，并把值赋给audio.sinad。