CN115225442A - 宽带导航信号的接收机和接收方法 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种宽带导航信号的接收机和接收方法。本申请的宽带导航信号接收机将接收到的宽带导航信号转换为宽带中频数字信号，然后对宽带中频数字信号进行分离和降采样获得上边带降采样信号和下边带降采样信号，并对所述上边带降采样信号和所述下边带降采样信号进行联合处理，获得所述宽带导航信号的延迟估计。本申请接收机和接收方法在获得高精度延迟估计的同时，能够显著降低信号处理的计算量，并降低接收机的功耗。

Description

宽带导航信号的接收机和接收方法

技术领域

本申请涉及卫星导航领域，具体涉及宽带导航信号的接收机和接收方法。

背景技术

全球卫星导航系统(global navigation satellite system,GNSS)是目前唯一可以为全球各类用户提供全天时、全天候的定位导航和授时服务的导航系统，已经成为全球通用的时空基准设施，在各种应用领域发挥着重要作用。

以GPS系统L1 C/A信号为代表的传统导航信号采用BPSK调制方式。BPSK调制技术用矩形脉冲的伪码对导航电文进行扩频调制，然后把扩频后的信号调制到载波上。这种调制方式较为简单，在过去的很长一段时间里被卫星导航信号广泛采用。随着人们对GNSS性能要求的提高，GPS系统和GLONASS系统开始了现代化改造和升级的进程，Galileo系统和中国的北斗卫星导航系统(BDS)也开始建设和发展，这些现代化的卫星导航系统被称为新一代GNSS。新一代GNSS的导航信号普遍采用宽带二进制偏移载波(binary offset carrier,BOC)类调制方式，包括标准BOC，MBOC(TMBOC,CBOC,QMBOC),AltBOC，ACEBOC和TD-AltBOC等调制方式。BOC类调制技术通过将一个方波形式的副载波对BPSK信号进行二次调制，将BPSK信号的频谱搬移到中心频点的两侧。这样既与传统BPSK信号实现频谱兼容，同时由于信号能量集中在高频分量上带来了更大的Gabor带宽，BOC类信号理论上可以提供更高的测距精度。这些BOC类调制导航信号被统称为宽带导航信号。

图1示出了BOC(14,2)信号和BPSK(2)信号功率谱的对比示意图。如图所示，BOC调制信号的功率谱呈分裂状态，分为上下两个边带，上下边带的主瓣分别位于载波中心频率的两侧，这使得BOC信号的整体带宽远大于具有相同伪码速率的BPSK信号的带宽。

导航接收机在接收传统的BPSK信号时，一般基于伪码进行测距，而BOC信号不仅提供了伪码测距信息，还提供了精度更高的副载波测距信息。这种副载波测距信息蕴含在BOC信号的上下边带之中，也就是说，只有同时接收处理BOC信号的上下边带，才能获得这种副载波测距信息。

对于BOC信号的接收处理，有两种方案：一种是单边带处理方法，只接收处理BOC信号的其中一个边带，这样接收信号近似于一个带宽较小的BPSK信号，需要的信号采样率低，相应地，接收机需要的处理速率也较低，但是只能获得精度较低的伪码测距值；另一种是双边带(宽带)处理方法，同时接收处理BOC信号的上下两个边带，这样接收信号的带宽很大，需要的信号采样率很高，相应地，接收机需要的处理速率就很高，但是在伪码测距值之外，还可以获得精度较高的副载波测距值。总的来说，单边带处理方法的计算复杂度低，但是测距精度也低，而宽带处理方法的测距精度高，但是计算复杂度也高。

随着人们对导航定位精度的需求越来越高，宽带接收处理无疑是更有吸引力的BOC信号处理方式。但是对BOC信号进行宽带接收处理时会出现跟踪模糊问题。具体来说，由于BOC类信号的自相关函数具有多峰的特点，因此导航接收机的跟踪环路容易误锁到边峰而非主峰上，造成严重的测距偏差。为了解决这一问题，学者们提出了各种宽带处理算法。目前主流的宽带接收处理算法以DET(Double Estimator Tracking)为代表，参考国际专利申请PCT/GB2007/003050。DET方法在传统的BPSK跟踪环路中加入一个副载波跟踪环路，用于估计副载波的延迟估计。这种方法将伪码和副载波分别用两个环路进行跟踪，其实现架构非常复杂，而且码环和副载波环之间会存在相互影响，可能会导致跟踪环路的不稳定。

随着对BOC信号研究的深入，出现了一种DBT(Double BPSK Tracking)宽带接收处理方法，参考中国专利申请CN104375151A。该方法将接收到的BOC信号与接收机生成的上边带本地信号和下边带本地信号分别进行相关，然后在估计器里对上下边带的相关值进行联合处理，从而获得伪码和副载波的延迟估计。这种方法不需要独立生成副载波，其跟踪环路与传统的BPSK跟踪环路兼容，实现架构较为简单，并且可以在单边带跟踪模式和双边带跟踪模式之间灵活切换。

上述这些宽带接收处理算法都将BOC信号的上下边带放在一起进行处理，从而获得了高精度的副载波测距值。但是，如前所述，由于BOC信号的带宽远大于具有相同伪码速率的BPSK信号的带宽，上述这些宽带接收算法都需要很高的信号采样率和处理速率，导致BOC信号接收机的计算复杂度和功耗很高，这限制了宽带处理方案在BOC信号接收机中的推广和应用。

发明内容

本申请的目的是提供一种宽带导航信号的接收机和接收方法。本申请接收机和接收方法在获得高精度延迟估计的同时，能够显著降低信号处理的计算量，并降低接收机的功耗。

根据本申请的一个方面，公开了一种宽带导航信号的接收机。所述接收机将接收到的宽带导航信号转换为宽带中频数字信号，对所述宽带中频数字信号进行分离和降采样获得上边带降采样信号和下边带降采样信号，并对所述上边带降采样信号和所述下边带降采样信号进行联合处理，获得所述宽带导航信号的延迟估计。

根据本申请的另一个方面，公开了一种宽带导航信号的接收方法。所述方法包括将接收到的宽带导航信号转换为宽带中频数字信号，对所述宽带中频数字信号进行分离和降采样获得上边带降采样信号和下边带降采样信号，并对所述上边带降采样信号和所述下边带降采样信号进行联合处理，获得所述宽带导航信号的延迟估计。

附图说明

图1示出了BOC(14,2)信号和BPSK(2)信号功率谱的对比示意图。

图2示出了根据本申请的一种实施方式的接收方法的示意图。

图3示出了根据本申请的一种实施方式的接收机的示意图。

图4示出了根据本申请的一种实施方式的接收机的预处理单元的示意图。

图5示出了根据本申请的一种实施方式的接收机的捕获单元的示意图。

图6示出了根据本申请的一种实施方式的接收机的跟踪单元的示意图。

图7示出了根据本申请的另一种实施方式的接收机的示意图。

图8示出了DBT方法和本申请接收方法的副载波跟踪精度的对比图。

具体实施方式

下面参照附图对本申请公开的宽带导航信号的接收机和接收方法进行详细说明。为简明起见，本申请各实施例的说明中，相同或类似的装置使用了相同或相似的附图标记。

图2示出了根据本申请的一种实施方式的接收方法的示意图。如图所示，在步骤S1中，接收宽带导航信号并转换为宽带中频数字信号。在步骤S2中，对所述宽带中频数字信号进行分离和降采样，获得上边带降采样信号和下边带将采样信号。在步骤S3中，对所述上边带降采样信号和所述下边带降采样信号进行联合处理，获得所述宽带导航信号的延迟估计。

下面参照本申请的接收机的有关附图对本申请公开的宽带导航信号的接收机和接收方法进行详细说明。

图3示出了根据本申请的一种实施方式的接收机的示意图。如图所示，根据本申请的一种实施方式的接收机包括射频前端100，预处理单元200，捕获单元300和跟踪单元400。其中射频前端100将接收到的宽带导航信号转换为宽带中频数字信号。预处理单元200在保证副载波测距信息不丢失的情况下，分离BOC信号的上下边带，并对分离后的两个单边带信号进行降采样得到上边带降采样信号和下边带降采样信号。捕获单元300对来自预处理单元200的上下边带降采样信号分别进行捕获，获得上边带降采样信号的载波频率和伪码延迟的粗估计，以及下边带降采样信号的载波频率和伪码延迟的粗估计。跟踪单元400根据来自捕获单元300的粗估计进行初始化参数配置，然后对来自预处理单元200的上下边带降采样信号进行联合跟踪处理，得到宽带导航信号的延迟估计。

值得特别注意的是，相比于BPSK信号，宽带导航信号更高的测距精度来源于副载波，而副载波的测距信息蕴含在上下边带的相位关系中，因此在预处理过程中需要保证上下边带之间的相位关系不会被破坏。

下面给出BOC信号上下边带的相位关系中蕴含副载波测距信息的简要说明。

忽略导航电文，宽带导航信号(BOC信号)可以表示为：

s(t)＝c(t)sign(cos(2πf_sc,nt))cos(2πf_c,nt+θ_n)

其中c(t)表示伪码，f_sc,n表示副载波的标称频率，f_c,n表示载波的标称频率，θ_n表示载波的标称初始相位。

考虑到导航卫星的发射带宽有限，接收机的前端滤波器带宽也有限，一般只能包含副载波的一次谐波频率分量，因此接收到的BOC信号的副载波不再是方波，而是近似为正弦波，这样接收到的宽带导航信号可以表示为(忽略信号能量，导航电文和噪声)：

r(t)＝c(t-τ₀)cos(2πf_sct+φ₀)exp(j(2πf_ct+θ₀))

其中τ₀是信号的传播延时，f_sc是带有多普勒效应的副载波频率，φ₀是副载波相位，f_c是带有多普勒效应的中频载波频率，θ₀是载波相位。

接收到的宽带导航信号经过射频前端100中的前置滤波器、前置低噪声放大器(LNA)、以及下变频器后得到宽带中频模拟信号。然后，射频前端100中的模拟数字转换器(ADC)将宽带中频模拟信号转换为宽带中频数字信号：

r[n]＝c(nT_s-τ)cos(2πf_scnT_s+φ)exp(j(2πf_IFnT_s+θ))

其中T_s是采样间隔，τ是信号总的传播延时，f_sc是带有多普勒效应的副载波频率，φ是总的副载波相位，f_IF是带有多普勒效应的中频载波频率，θ是总的载波相位。在GNSS接收机中，f_IF通常设置为接近于零。f_s＝1/T_s是采样频率，它要大于接收到的宽带导航信号的整体带宽。

利用三角变换可以得到：

r[n]＝r_u[n]+r_l[n]

r_u[n]＝c(nT_s-τ)exp(j(2π(f_IF+f_sc)nT_s+θ+φ))

r_l[n]＝c(nT_s-τ)exp(j(2π(f_IF-f_sc)nT_s+θ-φ))

其中，r_u[n]是上边带分量，r_l[n]是下边带分量。可以看出，接收到的BOC信号可以看作分别位于上下边带的两个分量之和。这两个分量不是相互独立的，而是在伪码和载波相位方面紧密相关。具体来说，上边带与下边带的载波相位分别等于原BOC信号载波相位和副载波相位的和与差，这种相位关系可以称之为上下边带的相干性。根据这种上下边带的相干性，原BOC信号的载波相位和副载波相位可以通过组合两个上下边带分量的载波相位来得到。因此可以说，副载波的测距信息蕴含在上下边带的相干性中，保留了这种相干性，也就保留了副载波测距信息。

下面介绍预处理单元200的实现方式。图4示出了根据本申请的一种实施方式的接收机的预处理单元200的示意图。

预处理单元200包括上边带分离器210，上边带降采样器220，下边带分离器230，下边带降采样器240。其中，上边带分离器210包括上边带变频器211和上边带低通滤波器212，下边带分离器230包括下边带变频器231和下边带低通滤波器232。

为了分离上下边带，需要在上边带分离器210和下边带分离器220里分别对射频前端100输出的宽带中频数字信号乘上一个本振信号进行频谱搬移，这会对BOC信号的上下边带分别引入相位偏移。为了保证上下边带的相干性不被破坏，就需要对本振信号的相位和频率进行严格的设计。具体来说，本振信号对上下边带引入的相位偏移需要是互补的，也就是说，上边带变频器211和下边带变频器231所用的本振信号的相位需要是互补的。

为了严格满足对本振信号的这种相位要求，根据本申请的一种预处理单元实现方式，上边带变频器211和下边带变频器231中的本振信号是基于同一个参考本振生成的，它们的频率互为相反数，相位也互为相反数。这两个本振信号可以分别表示为：

其中，LO_u[n]是上边带变频器所用的本振信号，LO_l[n]是下边带变频器所用的本振信号，f_o和

分别是参考本振的频率和相位。

经过上边带变频器211后得到的数字信号可以表示为：

经过下边带变频器231后得到的数字信号可以表示为：

设f_u,new＝f_IF+f_sc-f_o和f_l.new＝f_IF-f_sc+f_o，分别表示变频后上下边带的载波频率。通过设置f_o可以使得f_u,new和f_l.new都接近于零中频，这样就把上边带分量和下边带分量的中心频率分别搬移到了近零中频，也就是基带频率。

经过上述变频过程后获得的信号仍然是宽带信号，因此使用上边带低通滤波器212来滤除上边带变频器211输出信号中的高频分量，获得上边带信号；用下边带低通滤波器232来滤除下边带变频器231输出信号的高频分量，获得下边带信号。

值得注意的是，低通滤波器会对信号引入延迟和相移。为了保护上下边带的相干性，需要设计合适的低通滤波器，使得低通滤波器对上下边带引入的延迟相同。具体来说，低通滤波器需要被设计为一个线性相位有限冲激响应(FIR)滤波器，这样可以保证滤波过程仅对上下边带信号引入相同的固定延迟，除此之外不会造成别的影响。

另外，低通滤波器的带宽设计为稍大于单边带信号的奈奎斯特带宽即可。由于上下边带分量经过数字下变频后的载波频率相近，都是近零中频，而且带宽也相同，因此上边带低通滤波器212和下边带低通滤波器232可以使用相同的设计参数，这严格保证了滤波过程对上下边带的影响是相同的。

经过低通滤波器得到的上边带信号和下边带信号可以分别表示为：

其中，τ_f是FIR低通滤波器的群延时。

需要指出的是，滤波后得到的上下边带信号的采样率仍然是原宽带中频数字信号的采样率。一般来说，BOC信号的双边带宽为2(f_sc+f_code)，根据奈奎斯特采样定理，BOC信号所需的复采样率至少为2(f_sc+f_code)；而滤波后得到的上下边带信号都是BPSK信号，其带宽为2f_code，根据奈奎斯特采样定理，使用2f_code的复采样率就足够实现无失真采样。因此可以对滤波得到的上下边带信号进行抽取从而降低采样率。采样率可以从2(f_sc+f_code)降到2f_code。一般来说，f_sc是f_code的几倍乃至十几倍，因此采样率的降低是非常显著的。

根据本申请的一种实施方式，使用上边带降采样器220和下边带降采样器240分别对滤波后的上下边带信号进行降采样。实际上，上边带信号的降采样率和下边带信号的降采样率可以相同，也可以不同。为了后文叙述的简便，这里假设上下边带降采样器的降采样率都是M，那么得到的上边带降采样信号和下边带将采样信号可以分别表示为：

可以看出，降采样不会影响信号的伪码相位和载波相位。令T_s,new＝MT代表新的采样间隔，比原来的采样间隔增大了M倍，M取值一般在3～10。

以BOC(14,2)信号为例，其整体带宽至少为32.736MHz，而单边带宽仅为4.096MHz，则射频前端100使用的采样率一般为f_s＝40MHz，预处理器200输出的上/下边带降采样信号的采样率可以降低到f_s,new＝5MHz，这意味着采样率大幅降低了87.5％。

根据上述推导，预处理器200输出的上/下边带降采样信号的载波相位可以分别表示为：

可以看出，上/下边带降采样信号的相干性没有被破坏，也就意味着副载波测距信息仍然得到了完整的保留。尽管如此，我们注意到，上/下边带降采样信号的相位延迟与射频前端100输出的宽带中频数字信号的上/下边带分量的相位延迟已经不同了。

预处理器200输出的上/下边带降采样信号的组合可以被视为一个重构的信号：

实际上，本申请接收机估计的该重构信号的延迟，而非射频前端100输出的宽带中频数字信号的延迟。本申请接收机把该重构信号的延迟估计作为接收机接收的宽带导航信号的延迟估计。

为了更清晰地说明这一重构信号，可以定义新的伪码延迟为τ_new＝τ+τ_f，新的载波相位为θ_new＝θ-2πf_IFτ_f，新的副载波相位为

此时，预处理器200得到的上边带降采样信号可以表示为：

r_u,d[n]＝c(nT_s,new-τ_new)exp(j(2πf_u,newnT_s,new+θ_new+φ_new))

预处理器200得到的下边带降采样信号可以表示为：

r_l,d[n]＝c(nT_s,new-τ_new)exp(j(2πf_l,newnT_s,new+θ_new-φ_new))

根据预处理器200得到的上/下边带降采样信号获得的重构信号可以表示为：

r_d[n]＝r_u,d[n]+r_l,d[n]

＝c(nT_s,new-τ_new)cos(2π(f_sc-fo)nT_s,new+φ_new)

exp(j(2πf_IFnT_s,new+θ_new))

相比于射频前端100输出的宽带中频数字信号，重构信号被引入了额外的延迟，但是这些延迟对于所有的跟踪通道来说都是相同的。因此，这些延迟会在接收机定位解算过程中被吸收进钟差项里，而不影响定位结果的准确性。

预处理器200得到的上边带降采样信号和下边带降采样信号被送入捕获单元300进行捕获，获得上边带降采样信号载波频率的粗估计

上边带降采样信号伪码延迟的粗估计

下边带降采样信号载波频率的粗估计

以及下边带降采样信号伪码延迟的粗估计

本申请接收机可以含有多个捕获单元，以实现多路导航信号的捕获。

图5示出了根据本申请的一种实施方式的接收机的捕获单元的示意图。捕获单元300包括上边带捕获参考信号生成器310、上边带捕获相关估计器320，以及下边带捕获参考信号生成器330、下边带捕获相关估计器340。

在捕获过程中，捕获单元300的上边带捕获参考信号生成器310和下边带捕获参考信号生成器330分别生成上边带捕获参考信号和下边带捕获参考信号。这些参考信号的采样率与来自预处理单元200的上/下边带降采样信号的采样率相同，都是f_s,new＝1/Mf_s，比传统BOC信号接收机的参考信号采样率f_s降低(M-1)/M，M一般为3～10。随后，上边带捕获相关估计器320将上边带捕获参考信号与来自预处理单元200的上边带降采样信号进行相关，获得上边带降采样信号的载波频率的粗估计

和伪码延迟的粗估计

下边带捕获相关估计器340将下边带捕获参考信号与来自预处理单元200的下边带降采样信号进行相关，获得下边带降采样信号的载波频率的粗估计

和伪码延迟的粗估计

上下边带相关计算所需的处理速率也等于上/下边带降采样信号的采样率f_s,new＝1/Mf_s，比传统BOC信号接收机的捕获单元所需的相关计算处理速率f_s降低(M-1)/M，M一般为3～10。综上所述，本申请接收机的捕获单元计算量相比于传统BOC信号接收机的捕获单元计算量大幅降低。根据M取值不同，计算量一般可以降低约60％～90％。

捕获单元300获得的粗估计值被送入跟踪单元400用于初始化参数配置。在跟踪单元400中，对预处理器200得到的上/下边带降采样信号进行联合跟踪处理，从而获得宽带导航信号延迟的精估计。

本申请接收机可以含有多个跟踪单元，以实现多路导航信号的跟踪。

图6示出了根据本申请的一种实施方式的接收机的跟踪单元的示意图。跟踪单元400包括上边带参考载波生成器411、上边带参考伪码生成器412、上边带相关装置413，下边带参考载波生成器421、下边带参考伪码生成器422、下边带相关装置423，以及估计器430。

上边带参考载波生成器411首先需要根据捕获单元300得到的上边带降采样信号载波频率的粗估计

将上边带载波数控振荡器(NCO)的振荡频率初始化为

在跟踪过程中，根据估计器430的反馈来调整上边带载波NCO的频率，驱动上边带载波NCO生成I支路和Q支路的参考载波：

其中，

和

表示参考载波和副载波相位。

值得注意的是，上边带参考载波生成器411生成上边带参考载波信号的采样间隔为T_s,new＝MT_s，这意味着，本申请接收机生成上边带参考载波的计算量比传统BOC信号接收机生成上边带参考载波的计算量降低了(M-1)/M，M一般在3～10之间。

上边带参考伪码生成器412首先需要根据捕获单元300得到的上边带降采样信号伪码延迟的粗估计

来初始化上边带参考伪码生成器的初始相位。在跟踪过程中，根据估计器430反馈的伪码频率估计

驱动上边带码NCO生成超前、对准和滞后支路的上边带参考伪码：

其中，

代表参考码相位，D表示超前支路和滞后支路之间的码相位间距。

上边带相关装置413将上边带参考载波和上边带参考伪码与来自预处理单元200的上边带降采样信号进行相关，获得上边带I支路的超前支路相关值IE_u、对准支路相关值IP_u和滞后支路相关值IL_u，以及上边带Q支路的超前支路相关值QE_u、对准支路相关值QP_u和滞后支路相关值QL_u。

下边带参考载波生成器421首先需要根据捕获单元300得到的下边带降采样信号载波频率的粗估计

将下边带载波NCO的振荡频率初始化为

在跟踪过程中，根据估计器430的反馈来调整下边带载波NCO的频率，驱动下边带载波NCO生成I支路和Q支路的参考载波：

其中，

和

分别表示参考载波和副载波相位。

下边带参考伪码生成器422首先需要根据捕获单元300得到的下边带降采样信号伪码延迟的粗估计

来初始化下边带参考伪码生成器的初始相位。在跟踪过程中，根据估计器430反馈的伪码频率估计

驱动下边带码NCO生成下边带超前、对准和滞后支路的参考伪码：

其中，

代表参考码相位，D表示超前支路和滞后支路之间的码相位间距。

下边带相关装置423将下边带参考载波和下边带参考伪码与来自预处理器200的下边带降采样信号进行相关，获得下边带I支路的超前支路相关值IE_l、对准支路相关值IP_l和滞后支路相关值IL_l，以及下边带Q支路的超前支路相关值QE_l、对准支路相关值QP_l和滞后支路相关值QL_l。

估计器430将上边带相关值和下边带相关值进行联合处理，获得所述宽带导航信号的延迟估计。宽带导航信号的延迟估计可以包括宽带导航信号的伪码延迟估计、载波延迟估计和副载波延迟估计。

值得指出的是，上边带参考载波生成器411、上边带参考伪码生成器412的处理速率以及上边带相关装置413的处理速率，都等于预处理单元200输出的上边带降采样信号的采样率；下边带参考载波生成器421、下边带参考伪码生成器422以及下边带相关装置423的处理速率，都等于预处理单元200输出的下边带降采样信号的采样率。预处理单元200输出的上边带降采样信号和下边带降采样信号的采样率远小于射频前端100输出的宽带数字中频信号的采样率。因此，相比于传统BOC信号接收机，本申请接收机跟踪单元400生成参考信号和相关值的计算量都大幅降低。例如，计算量一般可以降低约60％～90％。

图7示出了根据本申请的另一种实施方式的接收机的示意图。如图所示，本申请接收机包括射频前端100、预处理单元200、捕获单元300，以及跟踪单元400。此外，图7示出了本申请接收机内各个单元之间的一种连接方式。

可以看出，相比于传统BOC信号接收机，本申请接收机添加了预处理单元200，增加了一点预处理计算量，但是一个GNSS接收机通常有10个以上的跟踪单元，这些跟踪单元共用同一个预处理单元，每个跟踪单元平均的预处理计算量基本可以忽略不计。因此，本申请接收机的计算量主要取决于捕获单元和跟踪单元的计算量。如前所述，相较于传统BOC信号接收机，本申请接收机的捕获单元300和跟踪单元400的计算量都大幅降低。因此，相比于传统BOC信号接收机，本申请接收机总的计算量显著降低，从而接收机功耗和成本也会降低。

下面结合一个具体信号BOC(14,2)来分析本申请接收机和接收方法的测距性能。设接收机前段滤波器带宽为36.828MHz，上下边带低通滤波器的带宽均为B_f，相关积分时间为1ms，超前滞后支路的码相位间隔为1/4个码片。

图8示出了在B_f＝8.184MHz和B_f＝4.092MHz两种情况下，DBT方法和本申请接收方法的副载波跟踪误差标准差的对比结果。可以看出，本申请接收方法的副载波跟踪精度始终和DBT方法的副载波跟踪精度基本保持一致。

由于副载波延迟估计有整周模糊度，因此，本申请接收机获得的伪码延迟估计可以用于固定副载波延迟估计的整周模糊度，从而获得无模糊高精度的延迟估计值。总之，本申请接收方法的测距性能和DBT方法的测距性能是相近的，都充分利用了BOC类信号的测距潜力。

综上所述，本申请接收方法具有和DBT方法相似的测距性能，同时显著降低了接收机的计算量，从而显著降低接收机的功耗和成本，大大有利于宽带处理方案在BOC信号接收机中的应用和推广。

根据本申请的实施方式可以通过硬件、软件或其组合的形式来实现。例如，可以通过专用集成电路/现场可编程门阵列(ASIC/FPGA)实现相关处理器和模式选择单元，可以通过微处理器(DSP)实现估计器。此外，本申请的一个方面提供了包括用于实现根据本申请的实施方式的宽带二进制偏移载波类调制信号的接收方法的可执行指令的计算机程序。此类计算机程序可使用例如光学或磁性可读介质、芯片、ROM、PROM或其它易失性或非易失性设备的任何形式的存储器来存储。根据本申请的一种实施例，提供了存储此类计算机程序的机器可读存储器。

以上参考附图对本申请的示例性的实施方案进行了描述。本领域技术人员应该理解，上述实施方案仅仅是为了说明的目的而所举的示例，而不是用来进行限制，凡在本申请的教导和权利要求保护范围下所作的任何修改、等同替换等，均应包含在本申请要求保护的范围内。

Claims (12)

1.一种宽带导航信号的接收机，其特征在于，所述接收机将接收到的宽带导航信号转换为宽带中频数字信号，对所述宽带中频数字信号进行分离和降采样获得上边带降采样信号和下边带降采样信号，并对所述上边带降采样信号和所述下边带降采样信号进行联合处理，获得所述宽带导航信号的延迟估计。

2.如权利要求1所述的接收机，其中，所述接收机包括射频前端，预处理单元、捕获单元和跟踪单元，其中，

射频前端，接收所述宽带导航信号并转换为宽带中频数字信号；

预处理单元，在保持所述宽带导航信号上下边带分量的相位关系的约束下，分离所述宽带中频数字信号获得上边带信号和下边带信号，并对分离后的上边带信号和下边带信号分别进行降采样获得上边带降采样信号和下边带降采样信号；

捕获单元，根据来自所述预处理单元的上边带降采样信号和下边带降采样信号，获得上边带降采样信号的载波频率和伪码延迟的粗估计、以及下边带降采样信号的载波频率和伪码延迟的粗估计；以及

跟踪单元，根据来自捕获单元的粗估计进行跟踪参数初始化配置，对来自所述预处理单元的上边带降采样信号和下边带降采样信号进行联合跟踪处理，获得所述宽带导航信号的延迟估计。

3.如权利要求2所述的接收机，其中，所述预处理单元包括上边带分离器，上边带降采样器，下边带分离器和下边带降采样器，其中，

上边带分离器，在保持所述宽带导航信号上下边带分量的相位关系的约束下，对所述宽带中频数字信号进行分离得到所述上边带信号；

上边带降采样器，对所述上边带信号进行降采样，获得所述上边带降采样信号；

下边带分离器，在保持所述宽带导航信号上下边带分量的相位关系的约束下，对所述宽带中频数字信号进行分离得到所述下边带信号；以及

下边带降采样器，对所述下边带信号进行降采样，获得所述下边带降采样信号。

4.如权利要求3所述的接收机，其中，所述上边带分离器包括上边带变频器和上边带低通滤波器，下边带分离器包括下边带变频器和下边带低通滤波器，其中，

上边带变频器，生成第一本振信号，通过所述第一本振信号将所述宽带中频数字信号的上边带分量中心频率搬移到近零中频；

上边带低通滤波器，抑制上边带变频器输出信号的高频分量，获得所述上边带信号；

下边带变频器，生成第二本振信号，通过所述第二本振信号将所述宽带中频数字信号的下边带分量中心频率搬移到近零中频；以及

下边带低通滤波器，抑制下边带变频器输出信号的高频分量，获得所述下边带信号，

其中，所述第一本振信号和所述第二本振信号通过同一个参考本振生成，所述第一本振信号和所述第二本振信号的频率互为相反数，相位也互为相反数；所述上边带低通滤波器和所述下边带低通滤波器均为线性相位FIR滤波器，并且这两个线性相位FIR滤波器的群延迟相同。

5.如权利要求1-4中任一项所述的接收机，其中，所述捕获单元包括上边带捕获参考信号生成器、上边带捕获相关估计器、下边带捕获参考信号生成器和下边带捕获相关估计器，其中，

上边带捕获参考信号生成器生成上边带捕获参考信号，所述上边带捕获参考信号采样率与所述上边带降采样信号的采样率相同；

上边带捕获相关估计器将所述上边带捕获参考信号与所述上边带降采样信号进行相关，获得所述上边带降采样信号的载波频率的粗估计和伪码延迟的粗估计；

下边带捕获参考信号生成器生成下边带捕获参考信号，所述下边带捕获参考信号采样率与所述下边带降采样信号的采样率相同；以及

下边带捕获相关估计器将所述下边带捕获参考信号与所述下边带降采样信号进行相关，获得所述下边带降采样信号的载波频率的粗估计和伪码延迟的粗估计。

6.如权利要求5所述的接收机，其中，跟踪单元包括上边带参考载波生成器、上边带参考伪码生成器、上边带相关装置，下边带参考载波生成器、下边带参考伪码生成器、下边带相关装置和估计器，其中，

上边带参考载波生成器，根据所述上边带降采样信号的载波频率的粗估计进行上边带参考载波生成器参数初始化配置，在跟踪过程中，根据估计器的反馈，生成上边带参考载波；

上边带参考伪码生成器，根据所述上边带降采样信号的载波频率的粗估计和伪码相位的粗估计进行上边带参考伪码生成器参数初始化配置，在跟踪过程中，根据估计器的反馈，生成上边带参考伪码；

上边带相关装置，将所述上边带参考载波和所述上边带参考伪码与所述上边带降采样信号进行相关，生成上边带相关值；

下边带参考载波生成器，根据所述下边带降采样信号的载波频率的粗估计进行下边带参考载波生成器参数初始化配置，在跟踪过程中，根据估计器的反馈，生成下边带参考载波；

下边带参考伪码生成器，根据所述下边带降采样信号的载波频率的粗估计和伪码相位的粗估计进行下边带参考伪码生成器参数初始化配置，在跟踪过程中，根据估计器的反馈，生成下边带参考伪码；

下边带相关装置，将所述下边带参考载波和所述下边带参考伪码与所述下边带降采样信号进行相关，生成下边带相关值；以及

估计器，将所述上边带相关值和所述下边带相关值进行联合处理，获得所述宽带导航信号的延迟估计。

7.一种宽带导航信号的接收方法，其特征在于，将接收到的宽带导航信号转换为宽带中频数字信号，对所述宽带中频数字信号进行分离和降采样获得上边带降采样信号和下边带降采样信号，并对所述上边带降采样信号和所述下边带降采样信号进行联合处理，获得所述宽带导航信号的延迟估计。

8.如权利要求7所述的接收方法，其中，所述方法包括：

接收所述宽带导航信号并转换为宽带中频数字信号；

在保持所述宽带导航信号上下边带分量的相位关系的约束下，分离所述宽带中频数字信号获得上边带信号和下边带信号，并对分离后的上边带信号和下边带信号分别进行降采样获得上边带降采样信号和下边带降采样信号；

根据所述上边带降采样信号和所述下边带降采样信号，获得上边带降采样信号的载波频率和伪码延迟的粗估计、以及下边带降采样信号的载波频率和伪码延迟的粗估计；以及

根据所述粗估计进行跟踪参数初始化配置，对所述上边带降采样信号和所述下边带降采样信号进行联合跟踪处理，获得所述宽带导航信号的延迟估计。

9.如权利要求8所述的接收方法，其中，所述方法还包括：

在保持所述宽带导航信号上下边带分量的相位关系的约束下，对所述宽带中频数字信号进行分离得到所述上边带信号；

对所述上边带信号进行降采样，获得所述上边带降采样信号；

在保持所述宽带导航信号上下边带分量的相位关系的约束下，对所述宽带中频数字信号进行分离得到所述下边带信号；以及

对所述下边带信号进行降采样，获得所述下边带降采样信号。

10.如权利要求9所述的接收方法，其中，所述方法还包括：

生成第一本振信号，通过所述第一本振信号将所述宽带中频数字信号的上边带分量中心频率搬移到近零中频，并抑制高频分量，获得所述上边带信号；以及

生成第二本振信号，通过所述第二本振信号将所述宽带中频数字信号的下边带分量中心频率搬移到近零中频；并抑制高频分量，获得所述下边带信号，

其中，所述第一本振信号和所述第二本振信号通过同一个参考本振生成，所述第一本振信号和所述第二本振信号的频率互为相反数，相位也互为相反数，所述高频分量的抑制通过群延迟相同的线性相位FIR滤波器实现。

11.如权利要求7-10中任一项所述的接收方法，其中，所述方法还包括：

生成上边带捕获参考信号，所述上边带捕获参考信号采样率与所述上边带降采样信号的采样率相同；

将所述上边带捕获参考信号与所述上边带降采样信号进行相关，获得所述上边带降采样信号的载波频率的粗估计和伪码延迟的粗估计；

生成下边带捕获参考信号，所述下边带捕获参考信号采样率与所述下边带降采样信号的采样率相同；以及

将所述下边带捕获参考信号与所述下边带降采样信号进行相关，获得所述下边带降采样信号的载波频率的粗估计和伪码延迟的粗估计。

12.如权利要求11所述的接收方法，其中，所述方法还包括：

根据所述上边带降采样信号的载波频率的粗估计进行跟踪参数初始化配置，在跟踪过程中，根据反馈的延迟估计，生成上边带参考载波；

根据所述上边带降采样信号的载波频率的粗估计和伪码相位的粗估计进行跟踪参数初始化配置，在跟踪过程中，根据反馈的延迟估计，生成上边带参考伪码；

将所述上边带参考载波和所述上边带参考伪码与所述上边带降采样信号进行相关，生成上边带相关值；

根据所述下边带降采样信号的载波频率的粗估计进行跟踪参数初始化配置，在跟踪过程中，根据反馈的延迟估计，生成下边带参考载波；

根据所述下边带降采样信号的载波频率的粗估计和伪码相位的粗估计进行跟踪参数初始化配置，在跟踪过程中，根据反馈的延迟估计，生成下边带参考伪码；

将所述下边带参考载波和所述下边带参考伪码与所述下边带降采样信号进行相关，生成下边带相关值；以及

将所述上边带相关值和所述下边带相关值进行联合处理，获得并反馈所述宽带导航信号的延迟估计。

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