CN115225160B - 一种倍频相位编码线性调频信号产生和接收的装置和方法 - Google Patents
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Abstract
一种倍频相位编码线性调频信号产生和接收装置，包括激光源、第一马赫曾德调制器、第二马赫曾德调制器、第三马赫曾德调制器、双输出马赫曾德调制器、平衡光电探测器、第一可调光延时线、第二可调光延时线、第一光电探测器、第二光电探测器、第一低通滤波器、第二低通滤波器、线性调频信号源、数字控制信号源。还提供一种倍频相位编码线性调频信号产生和接收方法。相较于传统电子技术方法，本发明具有光学方法的一系列优势：瞬时带宽大、调制速率高、抗电磁干扰等；相较于其他线性调频信号光学产生方案，本发明仅由一个马赫曾德调制器和一个双输出马赫曾德调制器组成，不使用偏振器件和光滤波器，因此装置结构简单、调谐性好、稳定性强、工作带宽大，可应用于雷达通信一体化系统。
Description
技术领域
本发明属于微波光子学、微波信号产生技术领域，具体为一种面向雷达通信一体化的倍频相位编码线性调频信号产生和接收的装置和方法。
背景技术
线性调频信号具有大时宽带宽积和低多普勒敏感度，是一种优越的雷达波形；与此同时，作为一种频率捷变信号，线性调频信号也可用作扩频载波实现隐蔽通信。通过对线性调频信号的幅度、频率、相位等进行调制，可将通信信息加载到雷达波形上，形成可同时实现探测和通信的雷达通信一体化波形。
依托于频率合成器和数模转换器等电子器件的传统信号产生技术由于采样时钟速率、工作带宽等受限，难以直接产生高频宽带的射频信号。同时，为了避免电子器件的相互干扰，需要采取额外的电磁屏蔽措施，这将进一步增加系统体积与功耗；另外，宽带信号在电缆波导等介质中幅相一致性差，且存在较大的传输损耗。上述瓶颈限制了雷达通信一体化系统向小型化、高频宽带化发展。而微波光子技术利用光学手段可以实现对高频宽带信号的直接产生、灵活处理和低损传输，并且具有抗电磁干扰能力。因此，利用微波光子技术产生线性调频信号得到国内外的广泛研究，但将线性调频的光学产生与数字调制相结合得到通信一体化波形的研究目前还处于萌芽阶段。1)Y.Li and A.M.Weiner，“Photonic-Assisted Error-Free Wireless Communication with Multipath Pre-compensationCovering 2-18 GHz，”Journal of Lightwave Technology，Sep.2016，vol.34，no.17，pp.4154-4161中，超短光脉冲首先被分成两路，并由加载数字控制信号的光开关进行选通，两路光脉冲被光谱整形获得相反相位。随后对光脉冲合进行频时映射(FTTM)和光电探测，产生相位编码线性调频信号。该团队实验产生了2-18GHz的相位编码线性调频信号，并实现了速率为250Mbps的无误码有线通信；2)H.Deng，J.Zhang，X.Chen，and J.Yao，“PhotonicGeneration of a Phase-Coded Chirp Microwave Waveform With Increased TBWP，”IEEE Photon.Technol.Lett.，vol.29，no.17，pp.1420-1423，Sep.2017中，提出一种基于偏振正交双波长光本振与抛物线调制相结合的方案，利用光电振荡器产生两路频率间隔可调的偏振正交的光载波，随后在偏振调制器中受到电相位编码抛物线波形的调制，获得结合PSK调制的线性调频信号，并对产生信号的雷达探测性能进行了验证；3)R.Liu，A.Wang，P.Du，et al.，″Simultaneous generation of ultra-wideband LFM and phase-codedLFM microwave waveforms based on an improved frequency-sweeping OEO，″OpticsCommunications，March.2020，vol.459，no.15，pp.124938，doi：10.1016/j.optcom.2019.124938中，扫频激光源输出光信号被分为两路，一路进入到光电振荡结构中并受到相位调制，另一路不做处理，最终两路信号合并，由光电探测器拍频后得到具有大时宽带宽积的相位编码线性调频信号；4)H.Nie，F.Zhang，Y.Yang，and S.Pan，″Photonics-based integrated communication and radar system，″2019 International TopicalMeeting on Microwave Photonics(MWP)，Chendu，China，Oct.2019，pp.1-4中设计了一种幅度调制线性调频信号的光学产生和处理方案，在信号产生端对输入线性调频信号进行光域倍频和幅度调制，光电探测后可得到载频和带宽扩展为输入信号四倍的幅度调制线性调频信号。信号接收端可实现对接收回波信号的光域去斜处理获得目标距离信息，通信信号采用包络检波实现解调；5)X.Li，S.Zhao，G.Wang，and Y.Zhou，“Photonic Generation andApplication of a Bandwidth Multiplied Linearly Chirped Signal With PhaseModulation Capability，”IEEE Access，vol.9，pp.82618-82629，2021中，采用一个双偏振正交相移键控调制器(DP-QPSKM)实现倍频相位编码线性调频信号的产生，产生信号的带宽可提升2～4倍。论文对该信号在雷达探测和隐蔽通信中的性能表现进行了仿真验证和讨论。
以上方案均存在着一定的局限：方案(1)采用频时映射结构，产生信号时宽受限于数十纳秒，大大限制了探测距离，并且由于使用空间分离的结构，系统具有低稳定性；方案(2)采用抛物线波形进行相位调制，该方法产生信号带宽受限，使得目标探测精度难以提升，且驱动信号复杂，对电信号发射器有较高的要求；(3)OEO链路搭建困难，振荡模式有限，产生的线性调频信号精细度不高；方案(4)中产生的幅度调制线性调频信号存在包络起伏，限制了雷达作用距离；方案(5)中偏振控制器旋转角度的误差和直流偏置的漂移均会导致产生信号的幅度发生起伏。此外，上述大部分方案产生的信号在接收端采用电学方法处理，在实际应用中会难以保证实时性，方案(4)实现对雷达回波信号的光域去斜处理，但以上方案均未能在接收端利用光学方法实现雷达去斜与通信解调功能。
发明内容
为克服上述现有技术的不足，本发明提供一种倍频相位编码线性调频信号产生和接收装置，包括激光源1、第一马赫曾德调制器2a、第二马赫曾德调制器2b、第三马赫曾德调制器2c、双输出马赫曾德调制器3、平衡光电探测器4、线性调频信号源5、数字控制信号源6、第一可调光延时线7a、第二可调光延时线7b、第一光电探测器8a、第二光电探测器8b、第一低通滤波器9a、第二低通滤波器9b；其中
激光源1输出端与第一马赫曾德调制器2a输入端连接；
线性调频信号源5输出端与第一马赫曾德调制器2a的射频信号输入端相连接；
第一马赫曾德调制器2a输出端分别与双输出马赫曾德调制器3输入端、第一可调光延时线7a输入端和第二可调光延时线7b输入端相连接；
数字控制信号源6输出端与双输出马赫曾德调制器3射频信号输入端相连接；
第一可调光延时线7a和第二可调光延时线7b输出端分别与第二马赫曾德调制器2b输入端和第三马赫曾德调制器2c输入端相连接；
第二马赫曾德调制器2b输出端和第三马赫曾德调制器2c输出端分别与第一光电探测器8a输入端和第二光电探测器8b输入端相连接；
第一光电探测器8a输出端和第二光电探测器8b输出端分别与第一低通滤波器9a输入端和第二低通滤波器9b输入端相连接。
还提供一种倍频相位编码线性调频信号产生和接收方法，其基于上述的倍频相位编码线性调频信号产生和接收装置，包括下列步骤：
步骤一：激光源1输出的线偏振连续光进入第一马赫曾德调制器2a；第一马赫曾德调制器2a偏置点设置在最小传输点；
步骤二：第一马赫曾德调制器2a产生光信号输入到双输出马赫曾德调制器3中，外界输入的数字控制信号源6的输出信号加载于该调制器上，得到两路互补输出；
步骤三：双输出马赫曾德调制器3的两路互补输出进入到平衡光电探测器4中，经平衡光电探测器4拍频得到二倍频相位编码线性调频信号；
假设激光源1输出的线偏振光为其中ωc表示线偏振光的角频率，t表示时间；假设数字控制信号源6的输出信号的表达式为s(t)；假设线性调频信号源5的输出信号是重复周期为T0的线性调频信号；公式1和2分别表示线性调频信号源5的输出信号的单周期表达式以及第一马赫曾德调制器2a输出光信号的表达式：
VLFM(t)＝A cos(ωIFt+πkt2) 0≤t＜T0 (1)
其中，A和ωIF分别为线性调频信号源5的输出信号的幅度和载频，k为线性调频信号源5的输出信号的啁啾率；E2a(t)表示第一马赫曾德调制器的输出信号，m1＝πA/Vπ为第一马赫曾德调制器2a的调制指数，Vπ为第一、第二、第三马赫曾德调制器2a、2b、2c以及双输出马赫曾德调制器3的半波电压；Jn()为n阶一类贝塞尔函数；
假设θ(t)＝πs(t)/Vπ为双输出马赫曾德调制器3的调制指数，其中二进制脉冲信号s(t)受到数字控制信号源6的输出信号的控制；因此，双输出马赫曾德调制器的输出光信号表示为：
其中，EDOMZM-1(t)、EDOMZM-2(t)分别为双输出马赫曾德调制器3的上、下两路输出信号；为双输出马赫曾德调制器3中上、下两路光信号的相位差，该相位差由加载到双输出马赫曾德调制器3上的直流偏置控制；输出光信号经过平衡光电探测器4拍频后，得到电信号如下：
式中，I(t)表示平衡探测器的输出电信号，EDOMZM-1(t)*、EDOMZM-2(t)*分别为EDOMZM-1 (t)和EDOMZM-2(t)的共轭；
只考虑输出电信号中的二倍频分量；通过控制双输出马赫曾德调制器的直流偏置电压，使则输出电信号I(t)为：
根据公式5知，当θ(t)取不同的值时，I(t)对应不同结果，具体如表1所示：
表1.I(t)的不同结果
| θ(t) | I(t) |
| 0 | 2J1 2(m)cos(2ωIFt+2πkt2) |
| π/2 | -2J1 2(m)cos(2ωIFt+2πkt2) |
由此产生相位编码的二倍频线性调频信号；
步骤四：第一马赫曾德调制器2a输出的光信号作为光本振信号输入到第一可调延时线7a中进行延时补偿；
步骤五：第一可调延时线7a的输出信号输入到置于正交偏置点的第二马赫曾德调制器2b中；同时，雷达回波信号经滤波和放大后加载于第二马赫曾德调制器2b上，产生正负1阶光边带；
步骤六：第二马赫曾德调制器2b的输出光信号输出给第一光电探测器8a，第一光电探测器8a产生的拍频信号输出给第一低通滤波器9a，该信号经第一低通滤波器9a滤波后得到包含探测目标距离信息的电信号；
假设雷达回波信号的传播时间为τ1/2，第一可调延时线7a引入的延时补偿为τ2，则雷达回波信号Vecho(t)单周期表达式为：
Vecho(t)＝A1cos[2ωIF(t-τ1)+2πk(t-τ1)2+2θ(t)] 0≤t＜T0 (6)
其中A1表示雷达回波信号的幅度；回波信号加载到第二马赫曾德调制器2b后产生正负一阶边带，此时第二马赫曾德调制器2b的输出信号E2b(t)为：
式中m2＝πA1/Vπ表示经过第二马赫曾德调制器2b的调制系数；输出信号E2b(t)输入到第一光电探测器8a进行拍频，拍频得到的电信号经过第一低通滤波器9a滤波后，得到去斜电信号ide-chirp(t)：
ide-chirp(t)∝cos[2πk(2τ1+τ2)t+2θ(t-τ1)] (8)
只需获取去斜电信号ide-chirp(t)的频率即能够获得目标的距离信息，假设目标距雷达的距离为R，则R与去斜信号的频率为：
其中，c表示光速，fde-chirp为所得去斜电信号的频率；
步骤七：第二可调延时线7b对第一马赫曾德调制器2a输出的光本振信号引入延时τ3，以实现载波同步；
步骤八：第二可调延时线7b的输出信号输入到第三马赫曾德调制器2c中；接收天线获得的通信信号加载到第三马赫曾德调制器2c上，第三马赫曾德调制器2c产生正负1阶光边带与光载波分量；
步骤九：第三马赫曾德调制器2c输出的正负1阶光边带与光载波分量输入到第二光电探测器8b，第二光电探测器8b产生包含通信信号与光本振信号外差分量的电信号；第二光电探测器8b产生的电信号经第二低通滤波器9b滤波后得到通信解调信号；
假设本装置所接收到的另一终端发射的通信信号的传播时间为τ4，则接收到的通信信号icomm(t)为：
icomm(t)＝A2cos[2ωIF(t-τ4)+2πk(t-τ4)2+2θ(t)] (10)
其中，A2为通信信号的幅度；通信信号加载到第三马赫曾德调制器2c，该调制器设置在正交偏置点，且产生正负一阶边带与光载波分量，因此，该调制器输出的正负一阶边带与光载波分量为：
式中m3＝πA2/Vπ为第三马赫曾德调制器2c的调制系数；
为实现载波同步，应当有τ3＝τ4modT0成立，其中mod表示取模运算；此时第三马赫曾德调制器2c的输出信号经第二光电探测器8b拍频后输出给第二低通滤波器9b，第二低通滤波器9b输出的通信解调信号idm(t)为：
idm(t)∝cos[2θ(t-τ4)] (12)
由公式12知，通信信号中的相位编码信息得到成功恢复。
本发明利用光学方法实现二倍频相位编码线性调频信号产生和接收端的处理。对比于依托于电子技术的传统方法，本发明具有光学方法的一系列优势，如瞬时带宽大、调制速率高、抗电磁干扰等；相较于其他经数字调制的线性调频信号光学产生方案，本方案的信号产生结构仅由一个马赫曾德调制器和一个双输出马赫曾德调制器组成，无需使用偏振器件和光滤波器，具有结构简单、稳定性强、调谐性好等特点。此外，该方案集成了光学接收模块，可以实现对雷达回波信号的光域去斜，和通信信号的光域相干解调。较传统的电学处理方法有更强的实时性和更大的工作带宽。本发明结构简单、稳定性强、可调谐性好，可应用于雷达通信一体化系统，对促进一体化系统的向小型化、集成化、高频宽带化有积极意义。
附图说明
图1为本发明的二倍频相位编码线性调频信号产生和接收装置的结构示意图；
图2为产生的二倍频相位编码线性调频信号，其中图2(a)为时域波形图；图2(b)为时频图(当输入线性调频信号载频为4GHz，啁啾率为200MHz/ns)；图2(c)为时域波形图；图2(d)为时频图(当输入线性调频信号载频为6GHz，啁啾率为300MHz/ns)；图2(e)为时域波形图；图2(f)为时频图(当输入线性调频信号载频为8GHz，啁啾率为500MHz/ns)；
图3为输入线性调频信号和产生信号的自相关函数，其中图3(a)为输入载频4GHz、啁啾率200MHz/ns的线性调频信号的自相关函数；图3(b)为产生二倍频相位编码线性调频信号的自相关函数；
图4为回波信号的去斜处理之后的频谱图，其中图4(a)是延时为0.02μs的回波信号的去斜结果；图4(b)是延时为0.05μs的回波信号的去斜结果；
图5为输入控制信号与通信解调后所得信号的归一化波形图，其中图5(a)为输入数字控制信号的归一化波形图；图5(b)为相位编码线性调频信号经解调后的归一化波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明：
一种倍频相位编码线性调频信号产生装置，如图1所示，包括激光源1、第一马赫曾德调制器2a、第二马赫曾德调制器2b、第三马赫曾德调制器2c、双输出马赫曾德调制器3、平衡光电探测器4、线性调频信号源5、数字控制信号源6、第一可调光延时线7a、第二可调光延时线7b、第一光电探测器8a、第二光电探测器8b、第一低通滤波器9a、第二低通滤波器9b。
其中，激光源1输出端与第一马赫曾德调制器2a输入端连接；
线性调频信号源5输出端与第一马赫曾德调制器2a的射频信号输入端相连接；
第一马赫曾德调制器2a输出端分别与双输出马赫曾德调制器3输入端、第一可调光延时线7a输入端和第二可调光延时线7b输入端相连接；
数字控制信号源6输出端与双输出马赫曾德调制器3射频信号输入端相连接；
第一可调光延时线7a和第二可调光延时线7b输出端分别与第二马赫曾德调制器2b和第三马赫曾德调制器2c输入端相连接；
第二马赫曾德调制器2b输出端和第三马赫曾德调制器2c输出端分别与第一光电探测器8a输入端和第二光电探测器8b输入端相连接；
第一光电探测器8a输出端和第二光电探测器8b输出端分别与第一低通滤波器9a输入端和第二低通滤波器9b输入端相连接。
本发明提供一种倍频相位编码线性调频信号产生和处理方法，具体为：
步骤一：激光源1输出的线偏振连续光进入第一马赫曾德调制器2a。第一马赫曾德调制器2a偏置点设置在最小传输点，其作用在于产生线性调频信号源5的输出信号的正负1阶光边带，并抑制偶数阶光边带，而产生的更高阶的奇数阶边带由于功率较低可忽略不计；
步骤二：第一马赫曾德调制器2a产生光信号输入到双输出马赫曾德调制器3中，数字控制信号源6的输出信号加载于该调制器上，得到两路互补输出；
步骤三：双输出马赫曾德调制器3的两路互补输出进入到平衡光电探测器4中，经平衡光电探测器4拍频得到二倍频相位编码线性调频信号；
假设激光源1输出的线偏振光为其中ωc表示线偏振光的角频率，t表示时间；假设数字控制信号源6的输出信号的表达式为s(t)；假设线性调频信号源5的输出信号是重复周期为T0的线性调频信号。公式1和2分别表示线性调频信号源5的输出信号的单周期表达式以及第一马赫曾德调制器2a输出光信号的表达式：
VLFM(t)＝A cos(ωIFt+πkt2) 0≤t＜T0 (1)
其中，A和ωIF分别为线性调频信号源5的输出信号的幅度和载频(角频率)，k为线性调频信号源5的输出信号的啁啾率；E2a(t)表示第一马赫曾德调制器的输出信号，m1＝πA/Vπ为第一马赫曾德调制器2a的调制指数，Vπ为第一、第二、第三马赫曾德调制器2a、2b、2c以及双输出马赫曾德调制器3的半波电压；Jn()为n阶一类贝塞尔函数；
假设θ(t)＝πs(t)/Vπ为双输出马赫曾德调制器3的调制指数，其中二进制脉冲信号s(t)受到数字控制信号源6的输出信号的控制。因此，双输出马赫曾德调制器的输出光信号可由公式3表示：
其中，EDOMZM-1(t)、EDOMZM-2(t)分别为双输出马赫曾德调制器3的上、下两路输出信号；为双输出马赫曾德调制器3中上、下两路光信号的相位差，该相位差由加载到双输出马赫曾德调制器3上的直流偏置控制。输出光信号经过平衡光电探测器4拍频后，得到电信号如公式4所示：
式中，I(t)表示平衡探测器的输出电信号，EDOMZM-1(t)*、EDOMZM-2(t)*分别为EDOMZM-1(t)和EDOMZM-2(t)的共轭。
从公式4可看出，输出电信号中包含二倍频分量和基带分量，由于信号发射前端具有带通特性，在此只考虑二倍频分量。另外，通过控制双输出马赫曾德调制器的直流偏置电压，使则输出电信号I(t)可进一步表示为：
根据公式5可知，当θ(t)取不同的值时，I(t)也有对应不同的结果，具体如表1所示：
表1.I(t)的不同结果
由表1可见，控制θ(t)分别取0和π/2，可以输出相位存在180°跳变的二倍频线性调频信号，并且相位跳变受到数字控制信号源6的输出信号的控制，即成功产生了相位编码的二倍频线性调频信号。
步骤四：第一马赫曾德调制器2a输出的光信号作为光本振信号输入到第一可调延时线7a中进行延时补偿；
步骤五：第一可调延时线7a的输出信号输入到置于正交偏置点的第二马赫曾德调制器2b中。同时，雷达回波信号经滤波和放大后加载于第二马赫曾德调制器2b上，产生正负1阶光边带；
步骤六：第二马赫曾德调制器2b的输出光信号输出给第一光电探测器8a，第一光电探测器8a产生的拍频信号输出给第一低通滤波器9a，该信号经第一低通滤波器9a滤波后得到包含探测目标距离信息的电信号；
假设雷达回波信号的传播时间为τ1/2，第一可调延时线7a引入的延时补偿为τ2，则雷达回波信号Vecho(t)单周期表达式可由公式6表示：
Vecho(t)＝A1cos[2ωIF(t-τ1)+2πk(t-τ1)2+2θ(t)] 0≤t＜T0 (6)
其中A1表示雷达回波信号的幅度。回波信号加载到第二马赫曾德调制器2b后产生正负一阶边带，此时第二马赫曾德调制器2b的输出信号E2b(t)如公式7所示：
式中m2＝πA1/Vπ表示经过第二马赫曾德调制器2b的调制系数。输出信号E2b(t)输入到第一光电探测器8a进行拍频，拍频得到的电信号经过第一低通滤波器9a滤波后，得到去斜电信号ide-chirp(t)，ide-chirp(t)可表示为：
ide-chirp(t)∝cos[2πk(2τ1+τ2)t+2θ(t-τ1)] (8)
只需获取去斜电信号ide-chirp(t)的频率即可获得目标的距离信息，假设目标距雷达的距离为R，则R与去斜信号的频率可表示为：
其中，c表示光速，fde-chirp为所得去斜电信号的频率。
步骤七：第二可调延时线7b对第一马赫曾德调制器2a输出的光本振信号引入延时τ3，以实现载波同步。
步骤八：第二可调延时线7b的输出信号输入到第三马赫曾德调制器2c中。接收天线获得的通信信号加载到第三马赫曾德调制器2c上，随后第三马赫曾德调制器2c产生正负1阶光边带与光载波分量；
步骤九：第三马赫曾德调制器2c输出的正负1阶光边带与光载波分量输入到第二光电探测器8b，第二光电探测器8b产生包含通信信号与光本振信号外差分量的电信号。最后，第二光电探测器8b产生的电信号经第二低通滤波器9b滤波后得到通信解调信号；
假设本装置所接收到的另一终端发射的通信信号的传播时间为τ4，则接收到的通信信号icomm(t)为：
icomm(t)＝A2cos[2ωIF(t-τ4)+2πk(t-τ4)2+2θ(t)] (10)
其中，A2为通信信号的幅度。通信信号加载到第三马赫曾德调制器2c，该调制器设置在正交偏置点，且产生正负一阶边带与光载波分量，因此，该调制器输出的正负一阶边带与光载波分量表示如下：
式中m3＝πA2/Vπ为第三马赫曾德调制器2c的调制系数。
为实现载波同步，应当有τ3＝τ4modT0成立，其中mod表示取模运算。此时第三马赫曾德调制器2c的输出信号经第二光电探测器8b拍频后输出给第二低通滤波器9b，第二低通滤波器9b即可输出通信解调信号idm(t)，表示为：
idm(t)∝cos[2θ(t-τ4)] (12)
由公式12可见，通信信号中的相位编码信息得到成功恢复。
为验证本发明的可行性和有效性，利用optisystem光学仿真平台对本装置的信号产生功能、雷达信号去斜功能以及通信信号相干解调功能进行仿真验证。
设置激光源1输出的光载波频率和功率分别为193.1THz和16dBm；设置第一、第二、第三马赫曾德调制器2a、2b、2c及双输出马赫曾德调制器3的半波电压为4V；设置数字控制信号源6的输出信号的码率为100Mbit/s；
将线性调频信号载频设置为4GHz，啁啾率为200MHz/ns，重复周期为10ns，幅值为3.4V。则平衡光电探测器4输出的电信号的归一化时域波形图和时频图如图2(a)、(b)所示。可以看出，产生信号为载频8GHz，啁啾率400MHz/ns，带宽4GHz的线性调频信号，即成功将输入线性跳频信号的载频和带宽扩展为原本的两倍。为了验证该装置的调谐性能，分别将数字控制信号源6的输出信号的载频和啁啾率调整为6GHz，300MHz/ns与8GHz，700MHz/ns，对应产生电信号的归一化时域波形如图2(c)、(e)所示，时频图如图(d)、(f)所示。可见，对应产生信号的载频和啁啾率分别为12GHz，600MHz/ns和16GHz，1400MHz/ns，均实现了输入线性调频信号的二倍频。仿真表明，在输入电信号的载频和啁啾率产生较大变化的情况下，该装置信号产生功能正常，具有较好的调谐性能。
另外，该装置产生的线性调频信号的距离分辨率较输入线性调频信号得到提升。图3(a)、(b)所示分别为输入载频4GHz、啁啾率200MHz/ns的线性调频信号和对应产生信号的自相关函数以及半峰全宽。可以看出，输入线性调频信号的自相关函数的半峰全宽为0.6ns，脉冲压缩比为16.67，而产生线性调频信号的半峰全宽为0.3ns，脉冲压缩比为33.33，脉冲压缩比较输入信号提升了一倍，相应的，进行目标探测时距离分辨率也提升了一倍。
将线性调频信号源5的输出信号的载频设置为4GHz，啁啾率设置为0.2MHz/ns，重复周期设置为1μs。将平衡光电探测器4输出的信号分别延时0.02μs、0.05μs用以模拟距离为6m和15m的目标的回波信号输入到马赫曾德调制器2b中进行雷达去斜处理。如图4(a)、(b)所示为低通滤波器输出的对两回波信号的去斜结果频谱。从图中可以观察到，两去斜信号的主峰分别位于80.57MHz和199.68MHz，对应距离为6.043m和14.976m，与理论值基本一致，误差在5cm以内。另外，去斜信号频谱的杂散信号抑制比分别达到了25.11dB和27.32dB，这反映出该装置在进行目标探测时具有较大的噪声容限。
将数字控制信号源6的输出信号设置为码型为‘10010’的二进制比特流，其中当输出为比特‘0’时，信号幅值为0V，输出比特‘1’时幅值为4V。设置线性调频信号源5的输出信号载频为4GHz，啁啾率为200MHz/ns，重复周期为10ns。将平衡光电探测器产生的二倍频相位编码线性调频信号作为接收到的通信信号输入到马赫曾德调制器2c进行光域相干解调。图5(a)、(b)分别为数字控制信号源6的输出信号和通信解调信号的归一化波形图。可以看出，解调信号跳变规律与数字控制信号的码型一致，成功恢复了数字控制信号包含的二进制比特信息。
Claims (2)
1.一种倍频相位编码线性调频信号产生和接收装置，其特征在于，包括激光源(1)、第一马赫曾德调制器(2a)、第二马赫曾德调制器(2b)、第三马赫曾德调制器(2c)、双输出马赫曾德调制器(3)、平衡光电探测器(4)、线性调频信号源(5)、数字控制信号源(6)、第一可调光延时线(7a)、第二可调光延时线(7b)、第一光电探测器(8a)、第二光电探测器(8b)、第一低通滤波器(9a)、第二低通滤波器(9b)；其中
激光源(1)输出端与第一马赫曾德调制器(2a)输入端连接；
线性调频信号源(5)输出端与第一马赫曾德调制器(2a)的射频信号输入端相连接；
第一马赫曾德调制器(2a)输出端分别与双输出马赫曾德调制器(3)输入端、第一可调光延时线(7a)输入端和第二可调光延时线(7b)输入端相连接；
数字控制信号源(6)输出端与双输出马赫曾德调制器(3)射频信号输入端相连接；
第一可调光延时线(7a)和第二可调光延时线(7b)输出端分别与第二马赫曾德调制器(2b)输入端和第三马赫曾德调制器(2c)输入端相连接；
第二马赫曾德调制器(2b)输出端和第三马赫曾德调制器(2c)输出端分别与第一光电探测器(8a)输入端和第二光电探测器(8b)输入端相连接；
第一光电探测器(8a)输出端和第二光电探测器(8b)输出端分别与第一低通滤波器(9a)输入端和第二低通滤波器(9b)输入端相连接。
2.一种倍频相位编码线性调频信号产生和接收方法，其基于权利要求1所述的倍频相位编码线性调频信号产生和接收装置，其特征在于，包括下列步骤：
步骤一：激光源(1)输出的线偏振连续光进入第一马赫曾德调制器(2a)；第一马赫曾德调制器(2a)偏置点设置在最小传输点；
步骤二：第一马赫曾德调制器(2a)产生光信号输入到双输出马赫曾德调制器(3)中，数字控制信号源(6)的输出信号加载于该调制器上，得到两路互补输出；
步骤三：双输出马赫曾德调制器(3)的两路互补输出进入到平衡光电探测器(4)中，经平衡光电探测器(4)拍频得到二倍频相位编码线性调频信号；
假设激光源(1)输出的线偏振光为其中ωc表示线偏振光的角频率，t表示时间；假设数字控制信号源(6)的输出信号的表达式为s(t)；假设线性调频信号源(5)的输出信号是重复周期为T0的线性调频信号；公式1和2分别表示线性调频信号源(5)输出信号的单周期表达式以及第一马赫曾德调制器(2a)输出光信号的表达式：
VLFM(t)＝A cos(ωIFt+πkt2) 0≤t＜T0 (1)
其中，A和ωIF分别为线性调频信号源(5)的输出信号的幅度和载频，k为线性调频信号源(5)的输出信号的啁啾率；E2a(t)表示第一马赫曾德调制器的输出信号，m1＝πA/Vπ为第一马赫曾德调制器(2a)的调制指数，Vπ为第一、第二、第三马赫曾德调制器(2a)、(2b)、(2c)以及双输出马赫曾德调制器(3)的半波电压；Jn()为n阶一类贝塞尔函数；
假设θ(t)＝πs(t)/Vπ为双输出马赫曾德调制器(3)的调制指数，其中二进制脉冲信号s(t)受到数字控制信号源(6)的输出信号的控制；因此，双输出马赫曾德调制器的输出光信号表示为：
其中，EDOMZM-1(t)、EDOMZM-2(t)分别为双输出马赫曾德调制器(3)的上、下两路输出信号；为双输出马赫曾德调制器(3)中上、下两路光信号的相位差，该相位差由加载到双输出马赫曾德调制器(3)上的直流偏置控制；输出光信号经过平衡光电探测器(4)拍频后，得到电信号如下：
式中，I(t)表示平衡探测器的输出电信号，EDOMZM-1(t)*、EDOMZM-2(t)*分别为EDOMZM-1(t)和EDOMZM-2(t)的共轭；
只考虑输出电信号中的二倍频分量；通过控制双输出马赫曾德调制器的直流偏置电压，使则输出电信号I(t)为：
根据公式5知，当θ(t)取不同的值时，I(t)对应不同结果，具体如表1所示：
表1.I(t)的不同结果
由此产生相位编码的二倍频线性调频信号；
步骤四：第一马赫曾德调制器(2a)输出的光信号作为光本振信号输入到第一可调延时线(7a)中进行延时补偿；
步骤五：第一可调延时线(7a)的输出信号输入到置于正交偏置点的第二马赫曾德调制器(2b)中；同时，雷达回波信号经滤波和放大后加载于第二马赫曾德调制器(2b)上，产生正负1阶光边带；
步骤六：第二马赫曾德调制器(2b)的输出光信号输出给第一光电探测器(8a)，第一光电探测器(8a)产生的拍频信号输出给第一低通滤波器(9a)，该信号经第一低通滤波器(9a)滤波后得到包含探测目标距离信息的电信号；
假设雷达回波信号的传播时间为τ1/2，第一可调延时线(7a)引入的延时补偿为τ2，则雷达回波信号Vecho(t)单周期表达式为：
Vecho(t)＝A1cos[2ωIF(t-τ1)+2πk(t-τ1)2+2θ(t)] 0≤t＜T0 (6)
其中A1表示雷达回波信号的幅度；回波信号加载到第二马赫曾德调制器(2b)后产生正负一阶边带，此时第二马赫曾德调制器(2b)的输出信号E2b(t)为：
式中m2＝πA1/Vπ表示经过第二马赫曾德调制器(2b)的调制系数；输出信号E2b(t)输入到第一光电探测器(8a)进行拍频，拍频得到的电信号经过第一低通滤波器(9a)滤波后，得到去斜电信号ide-chirp(t)：
ide-chirp(t)∝cos[2πk(2τ1+τ2)t+2θ(t-τ1)] (8)
只需获取去斜电信号ide-chirp(t)的频率即能够获得目标的距离信息，假设目标距雷达的距离为R，则R与去斜信号的频率为：
其中，c表示光速，fde-chirp为所得去斜电信号的频率；
步骤七：第二可调延时线(7b)对第一马赫曾德调制器(2a)输出的光本振信号引入延时τ3，以实现载波同步；
步骤八：第二可调延时线(7b)的输出信号输入到第三马赫曾德调制器(2c)中；接收天线获得的通信信号加载到第三马赫曾德调制器(2c)上，第三马赫曾德调制器(2c)产生正负1阶光边带与光载波分量；
步骤九：第三马赫曾德调制器(2c)输出的正负1阶光边带与光载波分量输入到第二光电探测器(8b)，第二光电探测器(8b)产生包含通信信号与光本振信号外差分量的电信号；第二光电探测器(8b)产生的电信号经第二低通滤波器(9b)滤波后得到通信解调信号；
假设本装置所接收到的另一终端发射的通信信号的传播时间为τ4，则接收到的通信信号icomm(t)为：
icomm(t)＝A2cos[2ωIF(t-τ4)+2πk(t-τ4)2+2θ(t)] (10)
其中，A2为通信信号的幅度；通信信号加载到第三马赫曾德调制器(2c)，该调制器设置在正交偏置点，且产生正负一阶边带与光载波分量，因此，该调制器输出的正负一阶边带与光载波分量为：
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为实现载波同步，应当有τ3＝τ4modT0成立，其中mod表示取模运算；此时第三马赫曾德调制器(2c)的输出信号经第二光电探测器(8b)拍频后输出给第二低通滤波器(9b)，第二低通滤波器(9b)输出的通信解调信号idm(t)为：
idm(t)∝cos[2θ(t-τ4)] (12)
由公式12知，通信信号中的相位编码信息得到成功恢复。
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| CN103281130A (zh) * | 2013-05-31 | 2013-09-04 | 上海交通大学 | 基于单驱动马赫曾德调制器的多倍频毫米波产生装置 |
| CN105676206A (zh) * | 2016-01-14 | 2016-06-15 | 中国人民解放军空军工程大学 | 一种线性调频信号微波光子倍频方法及其装置 |
| WO2021008189A1 (zh) * | 2019-07-16 | 2021-01-21 | 南京航空航天大学 | 基于微波光子辅助去斜后带宽合成的雷达探测方法及装置 |
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2022
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