CN115085730A - 转换电路、控制方法、芯片及电子设备 - Google Patents

转换电路、控制方法、芯片及电子设备 Download PDF

Info

Publication number
CN115085730A
CN115085730A CN202210767461.6A CN202210767461A CN115085730A CN 115085730 A CN115085730 A CN 115085730A CN 202210767461 A CN202210767461 A CN 202210767461A CN 115085730 A CN115085730 A CN 115085730A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
ambient light
conversion
correction current
current branch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210767461.6A
Other languages
English (en)
Inventor
曾华林
王岳
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chipsea Technologies Shenzhen Co Ltd
Original Assignee
Chipsea Technologies Shenzhen Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chipsea Technologies Shenzhen Co Ltd filed Critical Chipsea Technologies Shenzhen Co Ltd
Priority to CN202210767461.6A priority Critical patent/CN115085730A/zh
Publication of CN115085730A publication Critical patent/CN115085730A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/10—Calibration or testing
    • H03M1/1009—Calibration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/34—Analogue value compared with reference values
    • H03M1/36—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type
    • H03M1/361—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type having a separate comparator and reference value for each quantisation level, i.e. full flash converter type

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本申请提供一种转换电路、控制方法、芯片及电子设备，属于电子技术领域。所述转换电路包括环境光消减电路、校正电流支路和跨阻放大单元，所述环境光消减电路和所述校正电流支路分别与所述跨阻放大单元的输入端连接；所述环境光消减电路被配置为在调试阶段，基于当前的环境光电流生成消减电流；所述校正电流支路被配置为在所述调试阶段，生成校正电流，所述校正电流用于校正所述消减电流。采用本申请，可以减小环境光消减电路的失配影响，提高对环境光电流的消减效果。

Description

转换电路、控制方法、芯片及电子设备
技术领域
本申请涉及电子技术领域，尤其涉及一种转换电路、控制方法、芯片及电子设备。
背景技术
生物电测量中，通常使用芯片内部的电流型DAC(Digital-to-Analog Converter，数模转换器)消减环境光电流，避免由于环境光电流引起TIA(Trans-ImpedanceAmplifier，跨阻放大器)输出饱和。
由于TIA通常为差分运放，电流型DAC需要产生与环境光电流大小相等、方向相反的拉电流和/或灌电流。通常在DAC中，该电流由数目相等的PMOS和NMOS电流源支路产生。由于PMOS和NMOS电流源在工艺制造中的失配，会造成拉电流和灌电流偏差。该电流偏差需要校正，否则会导致TIA的输入电压偏离VDDA/2(VDDA为TIA电源电压)，进一步导致TIA增益和带宽变化，使得TIA转换精度下降，转换时间增加。
发明内容
为了解决现有技术的问题，本申请实施例提供了一种转换电路、控制方法、芯片及电子设备，可以减小环境光消减电路的失配影响，提高对环境光电流的消减效果。技术方案如下：
根据本申请的一方面，提供了一种转换电路，所述转换电路包括环境光消减电路、校正电流支路和跨阻放大单元，所述环境光消减电路和所述校正电流支路分别与所述跨阻放大单元的输入端连接；
所述环境光消减电路被配置为在调试阶段，基于当前的环境光电流生成消减电流；
所述校正电流支路被配置为在所述调试阶段，生成校正电流，所述校正电流用于校正所述消减电流。
根据本申请的另一方面，提供了一种转换电路的控制方法，所述转换电路包括环境光消减电路、校正电流支路和跨阻放大单元，所述环境光消减电路和所述校正电流支路分别与所述跨阻放大单元的输入端连接；
所述方法包括：
在调试阶段，控制所述环境光消减电路基于当前的环境光电流生成消减电流；
在所述调试阶段，控制所述校正电流支路生成校正电流，所述校正电流用于校正所述消减电流。
根据本申请的另一方面，提供了一种芯片，包括上述转换电路。
根据本申请的另一方面，提供了一种电子设备，包括上述转换电路。
本申请中，转换电路包括环境光消减电路和校正电流支路，在通过环境光消减电路实现消减环境光电流的同时，还可以通过校正电流支路进一步减小环境光消减电路的失配影响，提高了对环境光电流的消减效果。
附图说明
在下面结合附图对于示例性实施例的描述中，本申请的更多细节、特征和优点被公开，在附图中：
图1示出了根据本申请示例性实施例提供的转换电路示意图；
图2示出了根据本申请示例性实施例提供的差分结构的转换电路示意图；
图3示出了根据本申请示例性实施例提供的转换电路示意图；
图4示出了根据本申请示例性实施例提供的Flash ADC电路示意图；
图5示出了根据本申请示例性实施例提供的环境光消减转换周期示意图；
图6示出了根据本申请示例性实施例提供的Flash ADC电路示意图；
图7示出了根据本申请示例性实施例提供的校正电流转换周期示意图；
图8示出了根据本申请示例性实施例提供的校正电流转换周期示意图；
图9示出了根据本申请示例性实施例提供的校正电流转换周期示意图；
图10示出了根据本申请示例性实施例提供的校正电流转换周期示意图；
图11示出了根据本申请示例性实施例提供的校正电流转换周期示意图；
图12示出了根据本申请示例性实施例提供的校正电流支路控制示意图；
图13示出了根据本申请示例性实施例提供的转换电路的控制方法流程图。
具体实施方式
下面详细描述本申请的实施方式，实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性地，仅用于解释本申请，而不能理解为对本申请的限制。
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请的方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述。显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本申请实施例中，至少一个是指一个或多个；多个，是指两个或两个以上。在本申请的描述中，“第一”、“第二”、“第三”等词汇，仅用于区分描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，也不能理解为指示或暗示顺序。
在本说明书中描述的参考“一种实施方式”或“一些实施方式”等意味着在本申请的一个或多个实施方式中包括结合该实施例描述的特定特征、结构或特点。由此，在本说明书中术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
需要说明的是，本申请实施例中，“和/或”描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。
需要指出的是，本申请实施例中“连接”可以理解为电连接，两个电学元件连接可以是两个电学元件之间的直接或间接连接。例如，A与B连接，既可以是A与B直接连接，也可以是A与B之间通过一个或多个其它电学元件间接连接。
本申请实施例提供了一种转换电路，该转换电路可以集成在芯片中，或者设置在电子设备中。
在一种可能的应用例中，转换电路可以应用于生物电测量设备，该设备还可以设置有发光装置和光检测装置。作为一种示例，上述生物电测量设备可以是手环，发光装置可以包括LED(Light-Emitting Diode，发光二极管)，光检测装置可以包括光电传感器。在手环使用时可以控制LED发光照射用户皮肤，光电传感器对用户皮肤反射的光进行检测生成光电流，通过对光电流的处理，获取用户的心率、血液参数等。
生物电测量设备的工作可以分为两个阶段，第一个阶段可以是指调试阶段，第二个阶段可以是指测量阶段。其中，在调试阶段，发光装置可以不发光，生物电测量设备可以基于环境光进行调试，此时，光检测装置可以生成环境光的光电流；在测量阶段，发光装置可以发光，生物电测量设备可以基于当前检测到的光进行测量，此时，在一些应用场景下，光检测装置可以生成环境光和用户皮肤反射的光共同影响下的光电流。
测量阶段所处理的光电流可能存在环境光的影响，因此，可以在调试阶段基于环境光进行调试，以便消除环境光的影响。上述调试阶段和测量阶段可以交替实现，以便适应环境光的变化，本实施例对调试阶段和测量阶段之间的时序关系不作限定。
本实施例提供的转换电路可以接收光检测装置输出的光电流，并将光电流转换为相应的电压，以便后续电路进行处理。本实施例将对调试阶段转换电路的相关配置进行介绍，对测量阶段不进行详细介绍。
参照图1示出的转换电路示意图，该转换电路可以包括环境光消减电路、校正电流支路和跨阻放大单元。跨阻放大单元的输入端可以与转换电路的输入端、环境光消减电路、校正电流支路连接，输出端可以与转换电路的输出端连接(或作为转换电路的输出端)。跨阻放大单元通常包括TIA，因此本实施例将以差分结构为基础进行介绍。
其中：
环境光消减电路可以被配置为在调试阶段，基于当前的环境光电流生成消减电流；
校正电流支路可以被配置为在调试阶段，生成校正电流。该校正电流可以用于校正上述消减电流。
可选的，上述消减电流可以包括拉电流和灌电流，校正电流也可以包括拉电流和灌电流。拉电流可以是指从跨阻放大单元的输入端抽取的电流，以减小跨阻放大单元的输入端的输入电流；灌电流可以是指向跨阻放大单元的输入端注入的电流，以增加跨阻放大单元的输入端的输入电流。作为一种示例，参照图2示出的差分结构的转换电路示意图，跨阻放大单元的第一输入端(如正相输入端)可以用于接收环境光消减电路和校正电流支路的拉电流，第二输入端(如反相输入端)可以用于接收环境光消减电路和校正电流支路的灌电流。当然，还可以是第一输入端用于接收灌电流、第二输入端用于接收拉电流，又或者，第一输入端用于接收环境光消减电路的拉电流、校正电流支路的灌电流，第二输入端用于接收环境光消减电路的灌电流、校正电流支路的拉电流，本实施例对拉灌电流与跨阻放大单元的输入端之间的配置关系不作限定。
在一种可能的实施方式中，在调试阶段，光检测装置可以检测到环境光，并生成环境光电流。转换电路可以接收到该环境光电流，并控制环境光消减电路生成相应的消减电流，消减上述环境光电流。
无光电流时，跨阻放大单元的输入电压为预设电压，示例性的，预设电压可以是电源电压的一半，即VDDA/2，VDDA为电源电压。由于环境光消减电路可能存在工艺制造中的失配，消减电流不一定能够完全消减环境光电流，使得跨阻放大单元的输入电压与上述预设电压存在一定的偏离。转换电路可以参照上述消减电流，控制校正电流支路生成相应的校正电流，以便减小跨阻放大单元的输入电压与上述预设电压之间的距离，也即是实现对上述消减电流的校正。
通过上述配置，当前环境光下，跨阻放大单元的输入端可以接收到上述预设电压的电压或者与上述预设电压相近的电压，而预设电压为设定的无光电流时跨阻放大单元的输入电压，也即是消除了当前环境光的影响，消减了环境光电流。
并且，通过校正电流支路进一步减小了环境光消减电路的失配影响，提高了对环境光电流的消减效果。
可选的，参照图3示出的转换电路示意图，转换电路还可以包括Flash ADC电路。上述环境光消减电路和校正电流支路可以通过二进制码值控制，二进制码值可以由FlashADC电路生成。Flash ADC电路生成二进制码值可以采用现有的原理实现，本实施例对此不作详细介绍。
Flash ADC电路可以包括多个转换周期，其中可以在不同的转换周期分别生成环境光消减电路的环境光消减控制码值、校正电流支路的校正控制码值。值得说明的是，可以通过两个不同的Flash ADC电路分别生成环境光消减电路的环境光消减控制码值和校正电路支路的校正控制码值，也可以通过一个Flash ADC电路生成环境光消减电路的环境光消减控制码值、校正电流支路的校正控制码值。
相应的，Flash ADC电路可以被配置为在环境光消减电路对应的转换周期，基于跨阻放大单元的输出电压生成环境光消减控制码值，用以控制环境光消减电路。
在一种可能的实施方式中，在环境光消减电路对应的转换周期中，Flash ADC电路的输入端可以用于接收跨阻放大单元的输出电压。作为一种示例，参照图4示出的FlashADC电路示意图，Flash ADC电路第一输入端可以用于接收跨阻放大单元第一输出端的输出电压OUTP，第二输入端可以用于接收跨阻放大单元第二输出端的输出电压OUTN。
下面将对环境光消减的原理进行介绍。
参照图4，考虑环境光消减电路电流失配和RF电阻失配的情况下，可以具有如下表达式：
OUTP＝VCMP+(IAMB-Iofp)*(RF+ΔRF) (1)
OUTN＝VCMN-(IAMB-Iofn)*RF (2)
通过式(1)(2)整理可得下述式(3)：
OUTP-OUTN＝(2*IAMB-Iofp-Iofn)*RF+Vos,TIA-Iofp*ΔRF (3)
其中，OUTP为跨阻放大单元的正相输出电压，OUTN为跨阻放大单元的反相输出电压，VCMP为跨阻放大单元的正相输入电压，VCMN为跨阻放大单元的反相输入电压，Iofp为环境光消减电路和校正电流支路的拉电流之和，Iofn为环境光消减电路和校正电流支路的灌电流之和。RF为跨阻放大单元的跨阻，ΔRF为两个跨阻RF的偏差，ΔRF由于工艺制造中的不匹配而产生，通常为RF的0.1％。Vos,TIA为TIA的输出偏移量，是指在无输入电流的情况下，TIA的输出电压。
存在环境光电流时，OUTP-OUTN不等于0，消减环境光电流的目的在于使得OUTP-OUTN趋近于0，因此，Flash ADC电路可以通过对OUTP-OUTN进行量化，生成相应的环境光消减控制码值。
进而，可以通过环境光消减控制码值，控制环境光消减电路，使得环境光消减电路可以将接收到的环境光消减控制码值转换为拉电流和灌电流，令OUTP-OUTN趋近于0。
可选的，环境光消减电路对应的转换周期可以包括多个转换周期。作为一种示例，Flash ADC电路的位数可以为4bit，环境光消减电路的位数可以为12bit。环境光消减电路对应的转换周期可以为4个，每个转换周期中，Flash ADC电路可以确定4bit环境光消减控制码值。由于Flash ADC电路存在量化误差，每次转换的位数可以有一定交叠，避免高位转换误差影响低位转换结果，例如，4次转换的环境光消减控制码值分别对应环境光消减电路的位数可以为12bit到9bit、9bit到6bit、6bit到3bit、3bit到1bit。
可选的，在环境光消减电路对应的每个转换周期中，跨阻放大单元所采用的跨阻值不同，跨阻值按照转换周期的先后顺序递增。以4bit的Flash ADC电路为例，每个转换周期中，Flash ADC电路的电压上下限可以均为±VREF，量化电流所采用的单位电流Istep＝2*VREF/(2*RF*24)＝VREF/(16*RF)。跨阻RF的选取逐步增加时，每个转换周期的量化精度逐步提高，使得消减电流逐渐逼近环境光电流。参照图5示出的环境光消减转换周期示意图，每个转换周期采用的跨阻值依次为2K、10K、50K、250K，当然，RF的增加比例可以随FlashADC电路位数不同而选取其他比例，本实施例对具体选取的跨阻值不作限定。
下面将对校正电流支路的实现原理进行介绍。
本实施例提供了两种确定校正电流支路的二进制码值(即校正控制码值)的可行方式。
方式一，通过Flash ADC电路生成校正控制码值，本实施例将该校正控制码值称为第一校正控制码值。
相应的，Flash ADC电路可以被配置为在校正电流支路对应的转换周期，基于跨阻放大单元的输入电压和预设电压生成第一校正控制码值，用以控制校正电流支路。
在一种可能的实施方式中，在校正电流支路对应的转换周期中，Flash ADC电路的输入端可以用于接收跨阻放大单元的输入电压和预设电压，可选的，该输入电压可以是指共模输入电压。作为一种示例，参照图6示出的Flash ADC电路示意图，Flash ADC电路第一输入端可以用于接收跨阻放大单元的共模输入电压VCMIN，第二输入端可以用于接收预设电压VDDA/2。
可选的，如图4所示，在环境光消减电路对应的转换周期，Flash ADC电路的第一输入端可以用于接收跨阻放大单元第一输出端的输出电压，第二输入端可以用于接收跨阻放大单元第二输出端的输出电压。
如图6所示，在校正电流支路对应的转换周期，Flash ADC电路的第一输入端用于接收跨阻放大单元的输入电压，第二输入端用于接收预设电压，也即VDDA/2。
在一种可能的实施方式中，可以通过开关单元切换Flash ADC电路的输入信号。从校正电流支路对应的转换周期切换为环境光消减电路对应的转换周期时，开关单元可以被配置为将跨阻放大单元第一输出端的输出电压接入Flash ADC电路的第一输入端，将跨阻放大单元第二输出端的输出电压接入Flash ADC电路的第二输入端；从环境光消减电路对应的转换周期切换为校正电流支路对应的转换周期时，开关单元可以被配置为将跨阻放大单元的输入电压接入Flash ADC电路的第一输入端，将预设电压接入Flash ADC电路的第二输入端。
下面将对校正环境光消减电路失配的原理进行介绍。
参照图6，考虑环境光消减电路电流失配和RF电阻失配的情况下，也可以具有上述表达式(1)(2)，通过上述式(1)(2)整理可得下述式(4)：
VCMIN-VCMOUT＝(VCMP+VCMN)/2-(OUTP+OUTN)/2
＝(Iofp-Iofn)*RF/2-(IAMB-Iofn)*ΔRF/2 (4)
其中，VCMIN-VCMOUT为跨阻放大单元的共模偏差。
跨阻放大单元的共模偏差主要由环境光消减电路的失配引起，存在失配时，VCMIN-VCMOUT不等于0，校正失配的目的在于使得VCMIN-VCMOUT趋近于0，因此，Flash ADC电路可以通过对VCMIN-VCMOUT进行量化，生成相应的第一校正控制码值。
进而，可以通过第一校正控制码值，控制校正电流支路，使得校正电流支路可以将接收到的第一校正控制码值转换为拉电流和灌电流，令VCMIN-VCMOUT趋近于0。也即是减小了跨阻放大单元的共模偏差，从而提升跨阻放大单元的带宽和增益稳定性，提升跨阻放大单元的转换精度，缩减跨阻放大单元的转换时间。
需要说明的是，上述VCMOUT可以被配置为VDDA/2(即上述预设电压)，也即是可以通过电路将VCMOUT保持为VDDA/2，具体可以采用现有的电路实现，本实施例对该电路不作限定，且未在附图中示出。在此基础上，可以通过将跨阻放大单元的输入电压和预设电压接入Flash ADC电路，使得Flash ADC电路可以生成相应的第一校正控制码值，从而控制校正电流支路生成相应的校正电流，实现跨阻放大单元的输入电压保持在上述预设电压附近。
可选的，校正电流支路对应的转换周期可以包括至少一个转换周期，校正电流支路对应的转换周期可以处于环境光消减电路对应的转换周期之间。又一可选的，校正电流支路对应的转换周期可以处于环境光消减电路对应的转换周期之后。
以一个校正电流支路的转换周期为例，附图中阴影部分表示的是校正电流支路对应的转换周期。参照图7示出的校正电流转换周期示意图，校正电流支路的转换周期可以嵌入环境光消减电路的第2个转换周期和第3个转换周期之间。参照图8示出的校正电流转换周期示意图，校正电流支路的转换周期可以设置在环境光消减电路的第4个转换周期之后。
可选的，在校正电流支路对应的转换周期中，跨阻放大单元所采用的跨阻值等于任一相邻转换周期的跨阻值。参照图9、10示出的校正电流转换周期示意图，在校正电流支路对应的转换周期中，跨阻值可以等于前一转换周期的跨阻值50K，或者，也可以等于后一转换周期的跨阻值250K。
进一步可选的，校正电流支路对应的转换周期包括一个转换周期，校正电流支路对应的转换周期与环境光消减电路对应的最后一个转换周期相邻。在校正电流支路对应的转换周期中，跨阻放大单元所采用的跨阻值等于最后一个转换周期的跨阻值。
作为一种示例，参照图10示出的校正电流转换周期示意图，可以将校正电流支路的转换周期嵌入环境光消减电路的第3个转换周期和第4个转换周期之间，所采用的跨阻值为250K。原理在于，通过上述式(4)可以得到，共模偏差和跨阻RF成正比，当RF切换为250K(即最后一个转换周期的跨阻值)时，共模偏差最大，容易通过Flash ADC电路进行量化，提高量化的准确性。
跨阻放大单元的输入电压与上述预设电压之间的距离越大，跨阻放大单元在转换周期中的建立时间越长。在嵌入校正电流支路的转换周期的基础上，环境光消减电路进行第4次转换之前，跨阻放大单元的输入电压趋近于VDDA/2，因此可以缩短跨阻放大单元在环境光消减电路的第4个转换周期的建立时间，从而节省转换电路的总体转换时间。
作为一种示例，参照图11示出的校正电流转换周期示意图，可以将校正电流支路的转换周期设置在环境光消减电路的第4个转换周期之后，所采用的跨阻值为250K。如果在该第4个转换周期中预留较长的跨阻放大单元建立时间，从而节省转换电路的总体转换时间。
上文介绍了确定校正电流支路的二进制码值的第一种可行方式，下面将对第二种可行方式进行介绍。
方式二，根据环境光消减控制码值预估校正控制码值，本实施例将该校正控制码值称为第二校正控制码值。
相应的，转换电路还可以被配置为：根据预设的映射关系，基于已生成的环境光消减控制码值生成第二校正控制码值，用以控制所述校正电流支路。
在一种可能的实施方式中，可以预先对环境光消减电路进行仿真，通过仿真结果，估计环境光消减电路的失配电流大小，并根据预估的失配电流大小设置环境光消减控制码值和第二校正控制码值之间的映射关系。作为一种示例，该映射关系可以为“将环境光消减控制码值右移8位”。
在转换周期中，每当Flash ADC电路生成环境光消减控制码值时，转换电路可以根据上述映射关系，将当前已生成的环境光消减控制码值进行处理，得到第二校正控制码值。作为一种示例，假设第二校正控制码值的位数为4bit，环境光消减控制码值的位数为12bit，根据上述映射关系可以得到第二校正控制码值等于环境光消减控制码值的高4bit。
进而，可以通过第二校正控制码值，控制校正电流支路，使得校正电流支路可以将接收到的第二校正控制码值转换为拉电流和灌电流，对预估的失配电流大小进行补偿。
可选的，在调试阶段，可以同时采用上述方式一和方式二确定校正电流支路的二进制码值。相应的，转换电路还可以被配置为：
在校正电流支路对应的转换周期，基于第一校正控制码值控制校正电流支路；
在环境光消减电路对应的转换周期，基于第二校正控制码值控制校正电流支路。
在一种可能的实施方式中，参照图12示出的校正电流支路控制示意图，可以通过选择电路对第一校正控制码值和第二校正控制码值进行选择。作为一种示例，第一校正控制码值的选择信号可以是高电平码值“1”，第二校正控制码值的选择信号可以是低电平码值“0”，可以采用校正电流支路对应的转换周期的使能信号作为选择信号接入选择电路。例如，参照图10，校正电流支路对应的转换周期属于Flash ADC电路的第4个转换周期，则当Flash ADC电路的第4个转换周期使能时，接入选择电路的选择信号可以为高电平码值“1”，选通第一校正控制码值；其余转换周期中，接入选择电路的选择信号可以为低电平码值“0”，选通第二校正控制码值。
可选的，若环境光消减电路的最小调整单位为ILSB，则校正电流支路的最小调整单位可以被配置为2*ILSB。
若环境光消减电路的最小调整单位为ILSB，参照图4，环境光消减电路的最小单位调整量可以为ΔOUTP＝2*ILSB*RF。
若校正电流支路的最小调整单位为2*ILSB，参照图6，校正电流支路的最小单位调整量可以为ΔVCMIN＝[2*ILSB-(-2*ILSB)/2]*RF＝2*ILSB*RF。
由此可见，当校正电流支路的最小调整单位为2*ILSB时，校正电流支路的最小单位调整量和环境光消减电路相同，可以保证校正电流支路和环境光消减电路的校准精度一致。
本申请实施例可以取得如下有益效果：
(1)转换电路包括环境光消减电路和校正电流支路，在通过环境光消减电路实现消减环境光电流的同时，还可以通过校正电流支路进一步减小环境光消减电路的失配影响，提高了对环境光电流的消减效果。
(2)可以减小跨阻放大单元的共模偏差，从而提升跨阻放大单元的带宽和增益稳定性，提升跨阻放大单元的转换精度，缩减跨阻放大单元的转换时间。
(3)可以在环境光消减电路对应的多个转换周期中，嵌入校正电流支路的转换周期，节省转换电路的总体转换时间。
(4)环境光消减电路和校正电流支路可以共用Flash ADC电路，节省电路面积。
本申请实施例还提供了一种转换电路的控制方法，可以用于控制上述转换电路，该转换电路包括环境光消减电路、校正电流支路和跨阻放大单元，环境光消减电路和校正电流支路分别与跨阻放大单元的输入端连接。参照图13所示的转换电路的控制方法流程图，该方法可以包括如下步骤1301-1302：
步骤1301，在调试阶段，控制环境光消减电路基于当前的环境光电流生成消减电流；
步骤1302，在调试阶段，控制校正电流支路生成校正电流。
其中，所述校正电流用于校正所述消减电流。
可选的，所述转换电路还包括Flash ADC电路；
所述方法还包括：
通过所述Flash ADC电路，在所述环境光消减电路对应的转换周期，基于所述跨阻放大单元的输出电压生成环境光消减控制码值，用以控制所述环境光消减电路。
可选的，所述方法还包括：
通过所述Flash ADC电路，在所述校正电流支路对应的转换周期，基于所述跨阻放大单元的输入电压和预设电压生成第一校正控制码值，用以控制所述校正电流支路。
可选的，所述环境光消减电路对应的转换周期包括多个转换周期，所述校正电流支路对应的转换周期处于所述环境光消减电路对应的转换周期之间。
可选的，所述环境光消减电路对应的转换周期包括多个转换周期，所述校正电流支路对应的转换周期处于所述环境光消减电路对应的转换周期之后。
可选的，在所述环境光消减电路对应的每个转换周期中，所述跨阻放大单元所采用的跨阻值不同，所述跨阻值按照转换周期的先后顺序递增；
在所述校正电流支路对应的转换周期中，所述跨阻放大单元所采用的跨阻值等于任一相邻转换周期的跨阻值。
可选的，所述校正电流支路对应的转换周期包括一个转换周期，所述校正电流支路对应的转换周期与所述环境光消减电路对应的最后一个转换周期相邻；
在所述校正电流支路对应的转换周期中，所述跨阻放大单元所采用的跨阻值等于所述最后一个转换周期的跨阻值。
可选的，所述方法还包括：
根据预设的映射关系，基于已生成的环境光消减控制码值生成第二校正控制码值，用以控制所述校正电流支路。
可选的，所述方法还包括：
在所述校正电流支路对应的转换周期，基于第一校正控制码值控制所述校正电流支路；
在所述环境光消减电路对应的转换周期，基于第二校正控制码值控制所述校正电流支路。
可选的，若所述环境光消减电路的最小调整单位为ILSB，则所述校正电流支路的最小调整单位被配置为2*ILSB。
可选的，所述方法还包括：
在所述环境光消减电路对应的转换周期，将所述跨阻放大单元第一输出端的输出电压接入所述Flash ADC电路的第一输入端，将所述跨阻放大单元第二输出端的输出电压接入所述Flash ADC电路的第二输入端。
可选的，所述方法还包括：
在所述校正电流支路对应的转换周期，将所述跨阻放大单元的输入电压接入所述Flash ADC电路的第一输入端，将所述预设电压接入所述Flash ADC电路的第二输入端。
本申请实施例中，转换电路包括环境光消减电路和校正电流支路，在通过环境光消减电路实现消减环境光电流的同时，还可以通过校正电流支路进一步减小环境光消减电路的失配影响，提高了对环境光电流的消减效果。
本申请实施例还提供一种芯片，包括本申请实施例提供的转换电路。芯片可以是但不限于是SOC(System on Chip，芯片级系统)芯片、SIP(system in package，系统级封装)芯片。该芯片通过配置上述转换电路，在通过环境光消减电路实现消减环境光电流的同时，还可以通过校正电流支路进一步减小环境光消减电路的失配影响，提高了对环境光电流的消减效果。
本申请实施例还提供一种电子设备，该电子设备包括设备主体以及设于设备主体内的如上述的转换电路。电子设备可以是但不限于体重秤、体脂秤、营养秤、红外电子体温计、脉搏血氧仪、人体成分分析仪、触控笔、真无线耳机、汽车中控屏、汽车、智能穿戴设备、移动终端、智能家居设备。智能穿戴设备包括但不限于智能手表、智能手环、颈椎按摩仪。移动终端包括但不限于智能手机、笔记本电脑、平板电脑。智能家居设备包括但不限于智能插座、智能电饭煲、智能扫地机、智能灯。该电子设备通过配置上述转换电路，在通过环境光消减电路实现消减环境光电流的同时，还可以通过校正电流支路进一步减小环境光消减电路的失配影响，提高了对环境光电流的消减效果。
以上，仅是本申请的较佳实施例而已，并非对本申请作任何形式上的限制，虽然本申请已以较佳实施例揭示如上，然而并非用以限定本申请，任何本领域技术人员，在不脱离本申请技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容做出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本申请技术方案内容，依据本申请的技术实质对以上实施例所作的任何简介修改、等同变化与修饰，均仍属于本申请技术方案的范围内。

Claims (15)

1.一种转换电路，其特征在于，所述转换电路包括环境光消减电路、校正电流支路和跨阻放大单元，所述环境光消减电路和所述校正电流支路分别与所述跨阻放大单元的输入端连接；
所述环境光消减电路被配置为在调试阶段，基于当前的环境光电流生成消减电流；
所述校正电流支路被配置为在所述调试阶段，生成校正电流，所述校正电流用于校正所述消减电流。
2.根据权利要求1所述的转换电路，其特征在于，所述转换电路还包括Flash ADC电路，所述Flash ADC电路被配置为在所述校正电流支路对应的转换周期，基于所述跨阻放大单元的输入电压和预设电压生成第一校正控制码值，用以控制所述校正电流支路。
3.根据权利要求2所述的转换电路，其特征在于，环境光消减电路对应的转换周期包括多个转换周期，所述校正电流支路对应的转换周期处于所述环境光消减电路对应的转换周期之间。
4.根据权利要求2所述的转换电路，其特征在于，环境光消减电路对应的转换周期包括多个转换周期，所述校正电流支路对应的转换周期处于所述环境光消减电路对应的转换周期之后。
5.根据权利要求3或4所述的转换电路，其特征在于，在所述环境光消减电路对应的每个转换周期中，所述跨阻放大单元所采用的跨阻值不同，所述跨阻值按照转换周期的先后顺序递增；
在所述校正电流支路对应的转换周期中，所述跨阻放大单元所采用的跨阻值等于任一相邻转换周期的跨阻值。
6.根据权利要求5所述的转换电路，其特征在于，所述校正电流支路对应的转换周期包括一个转换周期，所述校正电流支路对应的转换周期与所述环境光消减电路对应的最后一个转换周期相邻；
在所述校正电流支路对应的转换周期中，所述跨阻放大单元所采用的跨阻值等于所述最后一个转换周期的跨阻值。
7.根据权利要求2～4任一项所述的转换电路，其特征在于，所述Flash ADC电路还被配置为在所述环境光消减电路对应的转换周期，基于所述跨阻放大单元的输出电压生成环境光消减控制码值，用以控制所述环境光消减电路。
8.根据权利要求3所述的转换电路，其特征在于，所述转换电路还被配置为：
根据预设的映射关系，基于已生成的环境光消减控制码值生成第二校正控制码值，用以控制所述校正电流支路。
9.根据权利要求8所述的转换电路，其特征在于，所述转换电路还被配置为：
在所述校正电流支路对应的转换周期，基于第一校正控制码值控制所述校正电流支路；
在所述环境光消减电路对应的转换周期，基于第二校正控制码值控制所述校正电流支路。
10.根据权利要求1所述的转换电路，其特征在于，若所述环境光消减电路的最小调整单位为ILSB，则所述校正电流支路的最小调整单位被配置为2*ILSB。
11.根据权利要求3所述的转换电路，其特征在于，在所述环境光消减电路对应的转换周期，所述Flash ADC电路的第一输入端用于接收所述跨阻放大单元第一输出端的输出电压，第二输入端用于接收所述跨阻放大单元第二输出端的输出电压。
12.根据权利要求3所述的转换电路，其特征在于，在所述校正电流支路对应的转换周期，所述Flash ADC电路的第一输入端用于接收所述跨阻放大单元的输入电压，第二输入端用于接收所述预设电压。
13.一种转换电路的控制方法，其特征在于，所述转换电路包括环境光消减电路、校正电流支路和跨阻放大单元，所述环境光消减电路和所述校正电流支路分别与所述跨阻放大单元的输入端连接；
所述方法包括：
在调试阶段，控制所述环境光消减电路基于当前的环境光电流生成消减电流；
在所述调试阶段，控制所述校正电流支路生成校正电流，所述校正电流用于校正所述消减电流。
14.一种芯片，其特征在于，包括如权利要求1-12中至少一个项所述的转换电路。
15.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1-12中至少一个项所述的转换电路。
CN202210767461.6A 2022-07-01 2022-07-01 转换电路、控制方法、芯片及电子设备 Pending CN115085730A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210767461.6A CN115085730A (zh) 2022-07-01 2022-07-01 转换电路、控制方法、芯片及电子设备

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210767461.6A CN115085730A (zh) 2022-07-01 2022-07-01 转换电路、控制方法、芯片及电子设备

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115085730A true CN115085730A (zh) 2022-09-20

Family

ID=83258104

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210767461.6A Pending CN115085730A (zh) 2022-07-01 2022-07-01 转换电路、控制方法、芯片及电子设备

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115085730A (zh)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101464477A (zh) * 2009-01-12 2009-06-24 西安交通大学 一种大电流干扰环境下微小电流检测方法及装置
US20210000357A1 (en) * 2019-01-31 2021-01-07 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Current cancellation circuit, heart rate detection device and wearable device
CN112332789A (zh) * 2020-11-11 2021-02-05 苏州坤元微电子有限公司 一种自适应跨阻放大器
CN113439219A (zh) * 2020-01-06 2021-09-24 深圳市大疆创新科技有限公司 一种放大电路、补偿方法及雷达
CN114389611A (zh) * 2021-12-31 2022-04-22 芯海科技（深圳）股份有限公司 信号检测电路、集成电路以及电子设备
CN114384314A (zh) * 2021-12-31 2022-04-22 芯海科技（深圳）股份有限公司 信号检测电路、方法、集成电路、检测装置及电子设备

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101464477A (zh) * 2009-01-12 2009-06-24 西安交通大学 一种大电流干扰环境下微小电流检测方法及装置
US20210000357A1 (en) * 2019-01-31 2021-01-07 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Current cancellation circuit, heart rate detection device and wearable device
CN113439219A (zh) * 2020-01-06 2021-09-24 深圳市大疆创新科技有限公司 一种放大电路、补偿方法及雷达
CN112332789A (zh) * 2020-11-11 2021-02-05 苏州坤元微电子有限公司 一种自适应跨阻放大器
CN114389611A (zh) * 2021-12-31 2022-04-22 芯海科技（深圳）股份有限公司 信号检测电路、集成电路以及电子设备
CN114384314A (zh) * 2021-12-31 2022-04-22 芯海科技（深圳）股份有限公司 信号检测电路、方法、集成电路、检测装置及电子设备

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1722671B1 (en) Multi-bit adc with sigma-delta modulation
CN109923785B (zh) 电流抵消电路、心率检测装置和可穿戴设备
CN103767712B (zh) 一种抗环境光干扰的血氧测量装置及其方法
CN116430213B (zh) 信号检测电路、方法、集成电路、检测装置及电子设备
US10541652B2 (en) Apparatus and method for filter settling calibration to improve speed of tracking and cancelling of DC offset
Park et al. A baseline-tracking single-channel I/Q impedance plethysmogram IC for neckband-based blood pressure and cardiovascular monitoring
CN115085730A (zh) 转换电路、控制方法、芯片及电子设备
TW201714402A (zh) 訊號處理電路
WO2011099367A1 (ja) Ａ／ｄ変換装置及びａ／ｄ変換補正方法
US20230102504A1 (en) Photoplethysmography front-end receiver
Wang et al. A 2.3-5.7 μW Tri-Modal Self-Adaptive Photoplethysmography Sensor Interface IC for Heart Rate, SpO2, and Pulse Transit Time Co-Monitoring
US10340868B2 (en) Amplifier circuit including first input branch circuit, second input branch circuit, feedback capacitor, and operational amplifier and pulse-wave measuring device
Jaanus et al. Using microcontrollers for high accuracy analogue measurements
CN103763024A (zh) 提高光模块中apd的检测精度的方法
Liang et al. A high DR high-input-impedance programmable-gain ECG acquisition interface with non-inverting continuous time sigma-delta modulator
Lu et al. A review of PPG/NIRS acquisition ASIC and system
CN113965953A (zh) 一种可穿戴设备的控制方法及可穿戴设备
JP4297097B2 (ja) 光受信器及び入射光信号強度の測定方法
CN112578176A (zh) 电压差测量电路以及相关的电压差测量方法
CN111181562A (zh) 用于宽动态范围的雪崩光电二极管电流压扩的对数标度模数转换器
CN219918907U (zh) 一种独立电平转换电路及边界扫描板
Zhang et al. A low-power dynamic-range relaxed analog front end for photoplethysmogram acquisition
CN103441766A (zh) 一种植入式微弱电流转换电路及转换方法
Lee et al. 0.025 mJ/image fast-scan and SNR enhanced electrical impedance tomography IC for lung ventilation monitoring
CN117100215A (zh) 光体积变化描记图法前端接收机、电容式转阻放大装置及信号取样方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination