CN115022143A - 一种适用于lfm调制系统的载波同步方法 - Google Patents

一种适用于lfm调制系统的载波同步方法 Download PDF

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CN115022143A CN202210532660.9A CN202210532660A CN115022143A CN 115022143 A CN115022143 A CN 115022143A CN 202210532660 A CN202210532660 A CN 202210532660A CN 115022143 A CN115022143 A CN 115022143A
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余忠洋
夏家宝
罗进
魏肖
张景
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Abstract

本发明提供的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，将数据帧经过解复用器分离成数据信号和导频信号，对接收的导频信号进行解啁啾操作以及去调制操作，接着将经解啁啾、去调制操作后的导频信号送到一个基于DFT的联合定时同步与频偏估计器中，从而得到一个关于时延和多普勒频移的联合偏移估计量，然后将这个联合偏移估计量补偿到经解啁啾后的接收数据信号中，得到补偿后的数据信号，之后可以将补偿后的数据信号送至改进软判决非相干解调器得到解调软信息，最后再将这些解调软信息送到解交织器和译码器中即可恢复出原始的数据比特流，从而实现在极低信噪比、大多普勒频移和传输实现下的可靠通信。

Description

一种适用于LFM调制系统的载波同步方法
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种适用于LFM调制系统的载波同步方法。
背景技术
卫星物联网在内的物联网传输属于短数据包传输，其可利用的导频资源就非常有限。而且较大的多普勒频移和传输时延会对基于LFM技术的通信系统带来严峻的考验。这就需要研究关于LFM技术的接收机同步方案。
对于LFM技术下接收机同步方案的研究，Tapparel J et al.在“An open-sourceLoRa physical layer prototype on GNU radio”(IEEE SPAWC 2020,2020:1-5)一文中描述了LFM收发机的软件定义无线电(Software Defined Radio，SDR)实现，同时还设计了载波频偏和采样时间偏差的估计模块；Colavolpe G et al.在“Reception of LoRa signalsfrom LEO satellites”(IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,2019,55(6):3587-3602)一文中针对多普勒频移、多普勒速率和传输时延这些载波参数给出了一种基于快速傅里叶变换(Fast Fourier Transformation，FFT)的联合参数估计方案；Bernier C et al.在“Low complexity LoRa frame synchronization for ultra-lowpower software-defined radios”(IEEE Transactions on Communications,2020,68(5):3140-3152)一文中提出了一种低复杂度的LFM帧同步方案，旨在适用于最近提出的超低功耗SDR系统；Xhonneux M et al.在“A low-complexity synchronization scheme forLoRa end nodes”(https://arxiv.org/abs/1912.11344v1,2019)一文中声称提出了一种针对LFM终端节点的低复杂度同步方案，可以估计和校正载波频偏与采样时间偏差。
然而，上述同步方案都需要一个相对复杂的处理过程，而且都未涉及LFM信号的特点和非相干解调方式对处理过程的影响。
发明内容
为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供一种适用于LFM调制系统的载波同步方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
本发明提供的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，包括：
步骤1：接收发射端发送的数据帧；
其中，所述数据帧由发射端将导频块插入到数据块头部构成；
步骤2：对所述数据帧的导频块以及数据块分别进行采样，得到接收导频信号以及接收数据信号；
步骤3：对接收导频信号进行去调制操作，得到去调制信号；
步骤4：对去调制信号进行解啁啾操作得到解啁啾信号；
步骤5：对所述解啁啾信号进行傅里叶变换，得到傅里叶变换结果；
步骤6：将傅里叶变换结果的幅值进行取最值操作，得到最大值索引；
步骤7：利用最大值索引，计算联合偏移量的估计值；
步骤8：根据联合偏移量的估计值对所述接收数据信号进行补偿操作，得到接收端的校正数据信号。
可选的，所述步骤2包括：
步骤21：通过采样时刻k遍历导频块以及数据块，分别得到对应导频块的第一采样时刻集合以及对应于数据块的第二采样集合；
步骤22：在所述第一采样时刻集合中的每个采样时刻，在导频块中逐一提取第l个啁啾的接收导频信号，以及在第二采样时刻集合中每个采样时刻，在数据块中提取第l个啁啾的接收数据信号。
可选的，所述接收导频信号表示为：
Figure BDA0003646376420000021
所述接收数据信号表示为：
Figure BDA0003646376420000031
其中，B为传输带宽，SF为扩频因子，M＝2SF为正交啁啾数，τ、fd和θ分别为传输时延、多普勒频移和相偏，dk为传输导频符号，nk(l)是均值为0、方差为σ2的复高斯随机变量，sk(l-τ)是附加了传输时延τ的LFM调制信号，
Figure BDA0003646376420000032
称作一个关于传输时延和多普勒频移的联合偏移量。
可选的，去调制信号表示为：
Figure BDA0003646376420000033
其中，
Figure BDA0003646376420000034
为高斯噪声。
可选的，解啁啾信号表示为：
Figure BDA0003646376420000035
其中，
Figure BDA0003646376420000036
为高斯噪声。
可选的，傅里叶变换结果表示为：
Figure BDA0003646376420000037
其中，
Figure BDA0003646376420000038
是噪声项n″k(l)的DFT结果，
Figure BDA0003646376420000039
为N1(q)的一个随机翻转的结果，δ(·)为狄拉克函数，
Figure BDA0003646376420000041
为联合偏移量S(τ,fd)的近似值，round(·)函数表示四舍五入运算的取整操作。
可选的，傅里叶变换结果的幅值表示为：
Figure BDA0003646376420000042
其中，
Figure BDA0003646376420000043
可选的，最大值索引表示为：
Figure BDA0003646376420000044
可选的，联合偏移量的估计值表示为：
Figure BDA0003646376420000045
其中，校正数据信号表示为：
Figure BDA0003646376420000046
其中，
Figure BDA0003646376420000047
有益效果
本发明提供的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，将接收信号经过解复用器分离成数据信号和导频信号，对接收的导频信号进行解啁啾操作以及去调制操作，接着将经解啁啾、去调制操作后的导频信号送到一个基于DFT的联合定时同步与频偏估计器中，从而得到一个关于时延和多普勒频移的联合偏移估计量，然后将这个联合偏移估计量补偿到经解啁啾后的接收数据信号中，得到补偿后的数据信号，之后可以将补偿后的数据信号送至改进软判决非相干解调器得到解调软信息，最后再将这些解调软信息送到解交织器和译码器中即可恢复出原始的数据比特流，从而实现在极低信噪比、大多普勒频移和传输实现下的可靠通信。
附图说明
图1是本发明提供的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法的过程示意图；
图2是本发明实施例提供的数据帧结构图；
图3是本发明实施例的实现过程示意图；
图4是本发明在扩频因子SF＝12下基于所提载波同步方案的未编码非相干LFM系统性能；
图5是本发明在扩频因子SF＝12下基于所提载波同步方案的Turbo编码非相干LFM系统性能。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
为了支持极低信噪比、大多普勒频移和传输时延下的可靠卫星物联网通信，本发明提出了一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其实现分为两步：第一步，接收信号经过解复用器分离成数据信号和导频信号，对导频信号作解啁啾操作；第二步，将经解啁啾操作后的导频信号送到一个基于DFT的联合定时同步与频偏估计器中，从而得到一个关于时延和多普勒频移的联合偏移估计量。
如图1所示，本发明提供的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法包括：
步骤1：接收发射端发送的数据帧；
其中，数据帧由发射端将导频块插入到数据块头部构成；
参考图2，图1为数据帧结构图，发送端在给定长度为Lp的导频块和长度为Ld的数据块；将导频块插入到数据块的头部，得到数据帧结构F。
步骤2：对数据帧的导频块以及数据块分别进行采样，得到接收导频信号以及接收数据信号；
本发明的步骤2包括：
步骤21：通过采样时刻k遍历导频块以及数据块，分别得到对应导频块的第一采样时刻集合以及对应于数据块的第二采样集合；
具体过程为:
2a)利用数据帧结构F通过采样时刻k遍历得到对应于导频块的第一采样时刻集合κp＝{kp:0≤kp≤Lp-1}和对应于数据块的第二采样时刻集合κd＝{kd:Lp≤kd≤Lp+Ld-1}；
2b)利用采样时刻集合κp通过采样时刻kp逐一提取得到第l个啁啾的接收导频信号
Figure BDA0003646376420000061
以及利用采样时刻集合κd通过采样时刻kd逐一提取得到第l个啁啾的接收数据信号
Figure BDA0003646376420000062
步骤22：在第一采样时刻集合中的每个采样时刻，在导频块中逐一提取第l个啁啾的接收导频信号，以及在第二采样时刻集合中每个采样时刻，在数据块中提取第l个啁啾的接收数据信号。
因此第l个啁啾的接收导频信号
Figure BDA0003646376420000063
表示为：
Figure BDA0003646376420000064
接收数据信号表示为：
Figure BDA0003646376420000065
其中，B为传输带宽，SF为扩频因子，M＝2SF为正交啁啾数，τ、fd和θ分别为传输时延、多普勒频移和相偏，dk为传输导频符号，nk(l)是均值为0、方差为σ2的复高斯随机变量，sk(l-τ)是附加了传输时延τ的LFM调制信号，
Figure BDA0003646376420000066
称作一个关于传输时延和多普勒频移的联合偏移量。
步骤3：对接收导频信号进行去调制操作，得到去调制信号；
参考图3，本步骤利用接收导频信号rk(l)p通过去调制操作(即对rk(l)p乘以
Figure BDA0003646376420000071
的共轭形式)得到去调制信号
Figure BDA0003646376420000072
去调制信号表示为：
Figure BDA0003646376420000073
其中，
Figure BDA0003646376420000074
为高斯噪声。
步骤4：对去调制信号进行解啁啾操作得到解啁啾信号；
参考图3，本步骤利用去调制信号
Figure BDA0003646376420000075
通过解啁啾操作(即对rk′(l)p乘以一个下啁啾信号
Figure BDA0003646376420000076
)得到解啁啾信号
Figure BDA0003646376420000077
解啁啾信号表示为：
Figure BDA0003646376420000078
其中，
Figure BDA0003646376420000079
为高斯噪声。
步骤5：对解啁啾信号进行傅里叶变换，得到傅里叶变换结果；
本步骤利用解啁啾信号
Figure BDA00036463764200000710
通过离散傅里叶变换(DFT)得到DFT结果Z(q)：傅里叶变换结果表示为：
Figure BDA00036463764200000711
其中，
Figure BDA00036463764200000712
是噪声项nk″(l)的DFT结果，
Figure BDA00036463764200000713
为N1(q)的一个随机翻转的结果，δ(·)为狄拉克函数，
Figure BDA00036463764200000714
为联合偏移量S(τ,fd)的近似值，round(·)函数表示四舍五入运算的取整操作。
参考图3，本发明利用DFT结果Z(q)通过取模操作得到相应的幅值
Figure BDA00036463764200000810
傅里叶变换结果的幅值表示为：
Figure BDA0003646376420000081
其中，
Figure BDA0003646376420000082
步骤6：将傅里叶变换结果的幅值进行取最值操作，得到最大值索引；
参考图3，本步骤利用幅值
Figure BDA0003646376420000083
通过取最值操作得到相应的最大值索引q*：
最大值索引表示为：
Figure BDA0003646376420000084
步骤7：利用最大值索引，计算联合偏移量的估计值；
本步骤利用最大值索引q*通过一定的计算得到联合偏移量的估计值
Figure BDA0003646376420000085
联合偏移量的估计值表示为：
Figure BDA0003646376420000086
步骤8：根据联合偏移量的估计值对所述接收数据信号进行补偿操作，得到接收端的校正数据信号。
参考图3，本步骤利用接收数据信号rk(l)d和联合偏移量估计值
Figure BDA0003646376420000087
通过补偿操作(即对rk(l)d乘以
Figure BDA0003646376420000088
的共轭形式)得到校正数据信号
Figure BDA0003646376420000089
校正数据信号表示为：
Figure BDA0003646376420000091
其中，
Figure BDA0003646376420000092
本发明提供的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，将接收信号经过解复用器分离成数据信号和导频信号，对接收的导频信号进行解啁啾操作以及去调制操作，接着将经解啁啾、去调制操作后的导频信号送到一个基于DFT的联合定时同步与频偏估计器中，从而得到一个关于时延和多普勒频移的联合偏移估计量，然后将这个联合偏移估计量补偿到经解啁啾后的接收数据信号中，得到补偿后的数据信号，之后可以将补偿后的数据信号送至改进软判决非相干解调器得到解调软信息，最后再将这些解调软信息送到解交织器和译码器中即可恢复出原始的数据比特流，从而实现在极低信噪比、大多普勒频移和传输实现下的可靠通信。
为了进一步说明本发明的有益效果，下面通过仿真实验进行对比说明。
仿真1：
1.1仿真条件
传输带宽B＝2MHz，扩频因子SF为12，对应的相邻啁啾间隔Δf约为49Hz。再假设传输时延τ＝128chirps，最大多普勒频移fd＝40kHz＞＞Δf。对于LFM调制信号，采用改进的软判决非相干解调方法。
1.2仿真结果及分析
对以导频符号长度Lp＝4和数据符号长度Ld＝60为例。此时的导频开销ε约为0.067。实际上，对于SF＝12，对应的传输数据序列长度为720比特。图4给出了基于所提载波同步方案的未编码非相干LFM系统性能。
图4中以上三角标记的曲线表示在未编码LFM系统，SF＝12，fd＝40kHz，τ＝128chirps条件下，采用基于所提载波同步方案的未编码非相干LFM系统性能。
图4中以五角星标记的曲线表示在未编码LFM系统，SF＝12，fd＝0，τ＝0条件下，采用基于所提载波同步方案的未编码非相干LFM系统性能。
从图4的仿真结果可以看出，基于所提载波同步方案的非相干LFM调制系统获得了接近于理想情况(即fd＝0和τ＝0)的BER性能。具体而言，当BER＝10-4时，基于所提载波同步方案的非相干LFM系统性能要比理想情况下的性能差0.4dB。这个结果证明了所提载波同步方案的有效性。
仿真2：
2.1仿真条件
以码率为0.5、信息位长度为384的Turbo码为例。采用的内、外交织器均为3GPP在LTE标准中规定的二次置换多项式(Quadratic Polynomial Permutation,QPP)交织器，采用的译码算法为修正Max-Log-MAP算法；使用的导频符号长度Lp＝4，传输的数据符号长度Ld为768/12＝64，对应的导频开销ε约为0.063。
2.2仿真结果及分析
图5给出了基于所提载波同步方案的Turbo编码非相干LFM系统性能。
图5中以上三角标记的曲线表示在Turbo编码非相干LFM系统，SF＝12，fd＝40kHz，τ＝128chirps，Lp＝4条件下，采用基于所提载波同步方案的Turbo编码非相干LFM系统性能。
图5中以五角星标记的曲线表示在Turbo编码非相干LFM系统，SF＝12，fd＝0，τ＝0条件下，采用基于所提载波同步方案的Turbo编码非相干LFM系统性能。
由图5的仿真结果可以发现，基于所提载波同步方案的Turbo编码非相干LFM系统取得了非常接近于理想情况的BER性能。具体来说，当BER＝10-4～10-5范围内时，两者的性能差距不超过0.1dB。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，包括：
步骤1：接收发射端发送的数据帧；
其中，所述数据帧由发射端将导频块插入到数据块头部构成；
步骤2：对所述数据帧的导频块以及数据块分别进行采样，得到接收导频信号以及接收数据信号；
步骤3：对接收导频信号进行去调制操作，得到去调制信号；
步骤4：对去调制信号进行解啁啾操作得到解啁啾信号；
步骤5：对所述解啁啾信号进行傅里叶变换，得到傅里叶变换结果；
步骤6：将傅里叶变换结果的幅值进行取最值操作，得到最大值索引；
步骤7：利用最大值索引，计算联合偏移量的估计值；
步骤8：根据联合偏移量的估计值对所述接收数据信号进行补偿操作，得到接收端的校正数据信号。
2.根据权利要求1所述的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，所述步骤2包括：
步骤21：通过采样时刻k遍历导频块以及数据块，分别得到对应导频块的第一采样时刻集合以及对应于数据块的第二采样集合；
步骤22：在所述第一采样时刻集合中的每个采样时刻，在导频块中逐一提取第l个啁啾的接收导频信号，以及在第二采样时刻集合中每个采样时刻，在数据块中提取第l个啁啾的接收数据信号。
3.根据权利要求2所述的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，所述接收导频信号表示为：
Figure FDA0003646376410000011
所述接收数据信号表示为：
Figure FDA0003646376410000012
其中，B为传输带宽，SF为扩频因子，M＝2SF为正交啁啾数，τ、fd和θ分别为传输时延、多普勒频移和相偏，dk为传输导频符号，nk(l)是均值为0、方差为σ2的复高斯随机变量，sk(l-τ)是附加了传输时延τ的LFM调制信号，
Figure FDA0003646376410000021
称作一个关于传输时延和多普勒频移的联合偏移量。
4.根据权利要求3任一项所述的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，去调制信号表示为：
Figure FDA0003646376410000022
其中，
Figure FDA0003646376410000023
为高斯噪声。
5.根据权利要求4任一项所述的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，解啁啾信号表示为：
Figure FDA0003646376410000024
其中，
Figure FDA0003646376410000025
为高斯噪声。
6.根据权利要求5任一项所述的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，所述傅里叶变换结果表示为：
Figure FDA0003646376410000026
其中，
Figure FDA0003646376410000027
是噪声项n″k(l)的DFT结果，
Figure FDA0003646376410000028
为N1(q)的一个随机翻转的结果，δ(·)为狄拉克函数，
Figure FDA0003646376410000031
为联合偏移量S(τ,fd)的近似值，round(·)函数表示四舍五入运算的取整操作。
7.根据权利要求6任一项所述的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，傅里叶变换结果的幅值表示为：
Figure FDA0003646376410000032
其中，
Figure FDA0003646376410000033
8.根据权利要求7任一项所述的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，最大值索引表示为：
Figure FDA0003646376410000034
9.根据权利要求8任一项所述的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，联合偏移量的估计值表示为：
Figure FDA0003646376410000035
10.根据权利要求9任一项所述的一种适用于LFM调制系统的载波同步方法，其特征在于，校正数据信号表示为：
Figure FDA0003646376410000036
其中，
Figure FDA0003646376410000037
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