CN115001401A - 一种基于互感补偿的高线性度lc型压控振荡器 - Google Patents

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杨浩然
赵振
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Abstract

本发明公开了一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，包括LC振荡器，LC振荡器经π/2移相器与可调跨导单元连接，π/2移相器采用电感负载放大器实现，可调跨导单元包括可调电流源，可调电流源的输入端连接可调电流源控制电压产生单元，通过可调电流源控制电压产生单元改变偏置电流对可调跨导单元进行磁调谐。通过引入互感电感，根据电流控制磁调谐的原理通过可调电流调节等效可变电感，采用五级电压偏置电路将变化控制电压转化为变化控制电流以动态补偿不同控制电压段的VCO增益变化，在不降低VCO调谐范围的情况下大大提高了VCO增益的线性度。

Description

一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器
技术领域
本发明属于半导体集成电路设计技术领域，具体涉及一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器。
背景技术
传统的LC型压控振荡器通过改变压控电容的控制电压来改变振荡频率。压控电容所用的MOS变容管的线性区很小，对于为适应PVT变化的大调谐范围VCO而言，往往设计的VCO有一个很大的增益变化，因此许多技术被提出来减小VCO增益变化实现较高的线性度。
这些技术大致分为两类：第一类以调整可变电容的线性区为出发点来降低VCO的增益变化，通过与可变电容串联的开关电容阵列来降低调谐曲线之间的VCO增益变化量，这牺牲了本来的调节范围，除此之外串联开关电容阵列降低了谐振腔的Q值；另一种不仅通过并联不同偏置的可变电容来优化同一调谐曲线的VCO增益变化量，而且并联多位控制的可变电容阵列来优化不同调谐曲线间的VCO增益变化，偏置转移的支路Q值低，降低了谐振腔的Q值，影响相位噪声；第二类通过调整电感来优化VCO增益变化，是在传统的LC-tank上增加了一个互感的LC-tank，通过调整互感LC-tank的电容阵列从而调整等效电感的变化，继而优化不同调谐曲线间的VCO增益变化，但是调节颗粒度有限。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，在不降低VCO调谐范围的情况下大大提高了VCO增益的线性度。
本发明采用以下技术方案：
一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，包括LC振荡器，LC振荡器经π/2移相器与可调跨导单元连接，π/2移相器采用电感负载放大器实现，可调跨导单元经可调电流源连接可调电流源控制电压产生单元，控制电压Vctrl通过可调电流源控制电压产生单元改变可调跨导单元内的偏置电流。
具体的，LC振荡器包括交叉耦合管M1和M2，交叉耦合管M1和M2的源级连接并经偏置电阻R和旁路电容C1接地，交叉耦合管M1和M2的漏极作为输出端与π/2移相器连接。
进一步的，交叉耦合管M1和M2的连接关系具体为：
交叉耦合管M1的栅极接交叉耦合管M2的漏极，交叉耦合管M2的栅极接交叉耦合管M1的漏极，交叉耦合管M1的漏极分别接电感Lp1的一端和Cvar的一端，M2的漏极分别接电感Lp2的一端和Cvar的另一端，电感Lp1的另一端和Lp2的另一端接VDD_core。
具体的，π/2移相器包括放大管M3和M4，放大管M3和M4的栅极分别与LC振荡器连接，放大管M3和M4源级接地，放大管M3和M4的漏极分别与可调跨导单元连接。
进一步的，放大管M3和M4的漏极分别经电感Ld1和Ld2连接VDD_core。
具体的，可调跨导单元包括放大管M5和M6，放大管M5和M6的栅极分别与π/2移相器连接，放大管M5和M6的漏极分别经电感LS1和LS2连接VDD_core，放大管M5和M6的源级分别与可调电流源的漏极连接，可调电流源的栅极与可调电流源控制电压产生单元中的VL1-5连接。
进一步的，可调电流源的源极接地。
进一步的，电感Ls1与LC振荡器中电感Lp1相互耦合，Ls2与LC振荡器中电感Lp2相互耦合。
具体的，可调电流源控制电压产生单元的电压控制范围为0.5～1.8V。
进一步的，可调电流源控制电压产生单元包括VL1、VL2、VL3、VL4和VL5，具体如下：
VL1：NMOS管M7的栅极接CCTRL，NMOS管M7的源级接地，NMOS管M7的漏极经电阻R1连接VDD_1p8；
VL2：NMOS管M8的栅极接CCTRL，源级接地，漏极经电阻R2连接VDD_1p8；
VL3：NMOS管M9的栅极接CCTRL，漏极连接VDD_1p8，源级分两路，一路经电阻R3接地，另一路连接M10的栅极，NMOS管M10的源级接地，漏极经电阻R4连接VDD_1p8；
VL4：NMOS管M11的栅极接CCTRL，漏极连接VDD_1p8，源级分两路，一路经电阻R5接地，另一路连接NMOS管M12的栅极，NMOS管M12的源级接地，漏极经电阻R6连接VDD_1p8；
VL5：NMOS管M13的栅极接CCTRL，漏极连接VDD_1p8，源级分两路，一路经电阻R7接地，另一路连接NMOS管M14的栅极，NMOS管M14的源级接地，漏极经电阻R8连接VDD_1p8。
与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：
一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，通过引入互感电感，根据电流控制磁调谐的原理通过可调电流调节等效可变电感，通过可调偏置电流单元的引入，分段补偿VCO的调谐曲线，从而扩大VCO线性区所对应的模拟输入电压Vctrl的可调范围，采用电压偏置电路将变化控制电压转化为变化控制电流以动态补偿不同控制电压段的VCO增益变化，在不降低VCO调谐范围的情况下大大提高了VCO增益的线性度。
进一步的，M1和M2的交叉互连提供了一个负电阻使得该LC振荡器满足巴克豪森定理实现振荡。
进一步的，交叉耦合管M1和M2的源级分别经偏置电阻R和旁路电容C1接地可以降低VCO的相位噪声从而提高VCO的噪声性能，交叉耦合管的漏极输出就是最终输出，经过移相器来保证流经耦合电感Lp与Ls的电流相位一致。
进一步的，此设置为提供90°相移并保证流经耦合电感Lp和Ls的电流相位一致。
进一步的，通过调节流经Ls的电流从而改变LC谐振腔中的等效电感值，进而补偿VCO的线性度。
进一步的，耦合系数越大，电路功耗设计的更低。
进一步的，电压控制范围在0.5～1.8V内都保持6.1％的高线性度。
进一步的，VL1的设置是为了补偿控制电压在0.5～0.6V的线性度，VL2的设置是为了补偿控制电压在0.6-0.8V的线性度，VL3的设置是为了补偿控制电压在1.2～1.4V的线性度，VL4的设置是为了补偿控制电压在1.4～1.6V的线性度，VL5的设置是为了补偿控制电压在1.6～1.8V的线性度，通过这五个分段补偿，扩大VCO的控制电压线性范围。
综上所述，本发明基于互感电感的原理设计了电压转换可调偏置电流电路，通过调节谐振腔的等效电感，扩大了该振荡器的线性范围，使该模块适应例如锁相环中环路滤波器的电压域，从而工作在高性能的线性区。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明高线性度LC型压控振荡器的原理图；
图2为本发明电感调谐电流与控制电压的I-V曲线和变容管的C-V曲线图；
图3为本发明调谐电流与变容管分别影响的压控振荡器增益的变化曲线图；
图4为本发明可调电流源控制电压产生单元的配置图；
图5为应用电感调谐电流后的压控振荡器振荡频率以及增益变化图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
应当理解，当在本说明书和所附权利要求书中使用时，术语“包括”和“包含”指示所描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元素、组件和/或其集合的存在或添加。
还应当理解，在本发明说明书中所使用的术语仅仅是出于描述特定实施例的目的而并不意在限制本发明。如在本发明说明书和所附权利要求书中所使用的那样，除非上下文清楚地指明其它情况，否则单数形式的“一”、“一个”及“该”意在包括复数形式。
还应当进一步理解，在本发明说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
在附图中示出了根据本发明公开实施例的各种结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。
压控振荡器(VCOs)广泛应用于无线和有线通信系统，由于通信系统对时钟的高要求，压控振荡器向着低噪声，宽调谐范围，低功耗以及高增益线性度的方向发展。当其在锁相环中发挥作用时，VCO增益(KVCO)作为一种变频增益，研究表明它直接影响了环路稳定时间并贡献了环路噪声。
本发明提供了一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，基于180nm CMOS工艺，设计一种用于锁相环以及调频连续波的高线性度LC型压控振荡器(LC-voltage-controlled oscillator，AMUX)，采用变压器结构实现高互感系数，利用电感互感提高压控振荡器的线性度，此外，本发明能够实现很宽的线性控制电压范围，以便和其他电路的电压域适应。
请参阅图1，本发明一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，包括一个交叉耦合的LC振荡器(M1/M2)、π/2移相器(M3/M4)、可调跨导单元(M5/M6)和可调电流源控制电压产生单元(M7～M14)，LC振荡器经由电感负载放大器实现的π/2移相器与可调跨导单元连接，可调跨导单元通过可调电流源与可调电流源控制电压产生单元连接，通过改变偏置电流进行磁调谐，从而改变有效电感，提高线性度。
LC振荡器包括交叉耦合管M1和M2、偏置电阻R、旁路电容C1以及LC谐振腔电感Lp1，Lp2和Cvar。
交叉耦合管M1和M2的源级分别经偏置电阻R和旁路电容C1接地，交叉耦合管M1和M2的连接关系是：M1的栅极接M2的漏极，M2的栅极接M1的漏极，M1的漏极分别接电感Lp1的一端、Cvar的一端以及π/2移相器中M3的栅极，M2的漏极分别接电感Lp2的一端、Cvar的另一端以及π/2移相器中M4的栅极，LC振荡器的输出为交叉耦合管M1和M2的漏极；Cvar并联在电感Lp1和Lp2之间，电感Lp1的另一端和Lp2的另一端接VDD_core。
π/2移相器包括M3、M4以及电感Ld1和Ld2；LC振荡器的输出接M3或M4的栅极作为π/2移相器的输入，M3的漏极分两路，一路经电感Ld1连接VDD_core，另一路作为π/2移相器的输出，连接可调跨导单元的放大管M5，M4的漏极分两路，一路经电感Ld2连接VDD_core，另一路作为π/2移相器的输出，连接可调跨导单元的放大管M6，放大管M3和M4源级接地。
可调跨导单元包括放大管M5、放大管M6以及可调电流源，放大管M5和M6的栅极分别经移相器的输出Q连接π/2移相器，放大管M5和M6的漏极分别经电感Ls1和Ls2连接VDD_core，放大管M5和M6的源级分别与可调电流源的漏极连接，可调电流源受可调电流源控制电压产生单元的输出VL1-5控制，VL1-5作为可调电流源的输入连接可调电流源的栅极，可调电流源的源极接地。
其中，电感Ls1和Ls2与LC振荡器的电感Lp1和Lp2的耦合系数为0.9，通过调节流过电感Ls1和Ls2的电流，调节LC谐振腔的等效电感，从而补偿谐振腔的线性度。
可调电流源控制电压产生单元包括五段，具体如下：
VL1具体为：NMOS管M7的栅极接CCTRL，NMOS管M7的源级接地，NMOS管M7的漏极经电阻R1连接1.8V的电压源VDD_1p8；
VL2具体为：NMOS管M8的栅极接CCTRL，NMOS管M8的源级接地，NMOS管M8的漏极经电阻R2连接VDD_1p8；
VL3具体为：NMOS管M9的栅极接CCTRL，NMOS管M9的漏极连接VDD_1p8，NMOS管M9的源级分两路，一路经电阻R3接地，另一路连接M10的栅极，NMOS管M10的源级接地，NMOS管M10的漏极经电阻R4连接VDD_1p8；
VL4具体为：NMOS管M11的栅极接CCTRL，NMOS管M11的漏极连接VDD_1p8，NMOS管M11的源级分两路，一路经电阻R5接地，另一路连接NMOS管M12的栅极，NMOS管M12的源级接地，NMOS管M12的漏极经电阻R6连接VDD_1p8；
VL5具体为：NMOS管M13的栅极接CCTRL，NMOS管M13的漏极连接VDD_1p8，NMOS管M13的源级分两路，一路经电阻R7接地，另一路连接NMOS管M14的栅极，NMOS管M14的源级接地，NMOS管M14的漏极经电阻R8连接VDD_1p8。
五段适应可调偏置电路的输出为VL1-5，能够提供五段输入输出转换曲线，从而产生如图2所示的五段可变电流。
本发明一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器的工作原理具体为：
通过调节互耦电感中次级线圈Ls的电流来调节振荡器谐振腔的等效电感从而补偿线性度，扩大模拟控制电压范围，次级线圈Ls的电流通过五段可调电流源控制电压产生单元来实现，该模块的输入是谐振腔的可变电容控制电压，通过五级偏置电路偏置出不同段的电压VL1-5，VL1-5来控制实现所需要的次级线圈的可变电流。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中的描述和所示的本发明实施例的组件可以通过各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图2，通过引入可调电流源控制电压产生单元，创造了一个与非线性可变电容导致的压控振荡器增益变化相反的调谐电流导致的压控振荡器增益变化，其控制电压范围为0.5～1.8V，如图3所示。
请参阅图4，展示了可调电流源控制电压产生单元的配置，其中，由VL1和VL2控制的两个电流支路对0.4V到0.8V控制电压区域的非线性进行补偿，由VL3、VL4和VL5控制的其他三个支路对1.2V到1.8V控制电压区域的非线性进行补偿。
请参阅图5，最终补偿后的压控振荡器增益在0.5V到1.8V的宽控制电压范围内呈现出很小的变化，只有±6.1％。
综上所述，本发明一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，能够实现在1.3V的宽控制电压范围内的高线性度，可以为调频连续波雷达的解决方案等需要高线性度可调时钟的方案提供思路。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，其特征在于，包括LC振荡器，LC振荡器经π/2移相器与可调跨导单元连接，π/2移相器采用电感负载放大器实现，可调跨导单元经可调电流源连接可调电流源控制电压产生单元，控制电压Vctrl通过可调电流源控制电压产生单元改变可调跨导单元内的偏置电流。
2.根据权利要求1所述的基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，其特征在于，LC振荡器包括交叉耦合管M1和M2，交叉耦合管M1和M2的源级连接并经偏置电阻R和旁路电容C1接地，交叉耦合管M1和M2的漏极作为输出端与π/2移相器连接。
3.根据权利要求2所述的基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，其特征在于，交叉耦合管M1和M2的连接关系具体为：
交叉耦合管M1的栅极接交叉耦合管M2的漏极，交叉耦合管M2的栅极接交叉耦合管M1的漏极，交叉耦合管M1的漏极分别接电感Lp1的一端和Cvar的一端，M2的漏极分别接电感Lp2的一端和Cvar的另一端，电感Lp1的另一端和Lp2的另一端接VDD_core。
4.根据权利要求1所述的基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，其特征在于，π/2移相器包括放大管M3和M4，放大管M3和M4的栅极分别与LC振荡器连接，放大管M3和M4源级接地，放大管M3和M4的漏极分别与可调跨导单元连接。
5.根据权利要求4所述的基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，其特征在于，放大管M3和M4的漏极分别经电感Ld1和Ld2连接VDD_core。
6.根据权利要求1所述的基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，其特征在于，可调跨导单元包括放大管M5和M6，放大管M5和M6的栅极分别与π/2移相器连接，放大管M5和M6的漏极分别经电感LS1和LS2连接VDD_core，放大管M5和M6的源级分别与可调电流源的漏极连接，可调电流源的栅极与可调电流源控制电压产生单元中的VL1-5连接。
7.根据权利要求6所述的基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，其特征在于，可调电流源的源极接地。
8.根据权利要求6所述的基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，其特征在于，电感Ls1与LC振荡器中电感Lp1相互耦合，Ls2与LC振荡器中电感Lp2相互耦合。
9.根据权利要求1所述的基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，其特征在于，可调电流源控制电压产生单元的电压控制范围为0.5～1.8V。
10.根据权利要求9所述的基于互感补偿的高线性度LC型压控振荡器，其特征在于，可调电流源控制电压产生单元包括VL1、VL2、VL3、VL4和VL5，具体如下：
VL1：NMOS管M7的栅极接CCTRL，NMOS管M7的源级接地，NMOS管M7的漏极经电阻R1连接VDD_1p8；
VL2：NMOS管M8的栅极接CCTRL，源级接地，漏极经电阻R2连接VDD_1p8；
VL3：NMOS管M9的栅极接CCTRL，漏极连接VDD_1p8，源级分两路，一路经电阻R3接地，另一路连接M10的栅极，NMOS管M10的源级接地，漏极经电阻R4连接VDD_1p8；
VL4：NMOS管M11的栅极接CCTRL，漏极连接VDD_1p8，源级分两路，一路经电阻R5接地，另一路连接NMOS管M12的栅极，NMOS管M12的源级接地，漏极经电阻R6连接VDD_1p8；
VL5：NMOS管M13的栅极接CCTRL，漏极连接VDD_1p8，源级分两路，一路经电阻R7接地，另一路连接NMOS管M14的栅极，NMOS管M14的源级接地，漏极经电阻R8连接VDD_1p8。
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