CN114978829B - 一种低轨卫星通信系统反向频偏预校正机制 - Google Patents

Abstract

本发明涉及低轨卫星通信系统频偏校正方法，提出一种新的反向频偏预校正机制，有效提高反向频偏预校正性能，降低对终端晶体精度的要求。本专利用本地估计的时钟晶体偏差，结合星历信息计算的前向和反向的多普勒频偏，对反向频偏预校正值进行补偿，提高了反向频偏预校正的精度。新方法提出的反向频偏预校正机制，利用基带统计的时钟偏差，消除晶体偏差对反向频偏预校正结果的影响，在不依赖终端高精度晶体情况下，提高了反向频偏预校正的精度，运算量低易于硬件实现。

Description

一种低轨卫星通信系统反向频偏预校正机制

技术领域

本发明适用于卫星通信领域，本发明提出一种新的前反向频偏估计与补偿机制，UE端利用基带时钟统计结果得到终端的射频频偏，结合星历预算多普勒频偏，降低反向链路频偏预补偿值中晶体偏差引入的残余频偏。该方法可以在降低终端晶体精度要求，前提下获得较高的方向频偏补偿精度。

背景技术

随着技术的革新卫星通信技术快速发展，卫星通信技术逐渐成熟，通信标准逐渐普及。

市场的巨大需求、卫星通信的实时性、终端的小型化等要求促成了低轨道(LEO：Low Earth Orbit)卫星移动通信的发展。LEO卫星距离地面近，传输延时低、发射成本低，其特点是低轨道卫星快速围绕地球旋转，即使终端没有移动，它与卫星间的通信链路也在不停地改变。这是低轨卫星通信的主要难点，即高速移动带来的多普勒频移，低轨卫星的移动速度大约20000km/s，若采用ka频段，多普勒频偏可达到几百kHz，多普勒频偏变化率(可高达数kHz/s)若不对多普勒频偏进行有效的处理，就会导致通信无法建立。

目前的低轨卫星通信中，一般采取类似地面基站的有中心通信方式，基站需要处理大量终端发送的数据，为降低复杂度反向链路频偏的校正一般采用终端预校正方式。但是由于设备引入的射频频偏难以分离，只能直接取反用于反向频率校正，再加上预算的反向多普勒频偏作为反向频偏预校正值，导致误差的增加。

为了得到更高精度的结果，一般从几个方面入手。一是提高多普勒频偏预估计精度，二是提高前向链路信号的频偏估计精度，三是分离多普勒频偏和射频频偏，降低射频频偏估计误差。前两方面已经有较多的专利提出了有效的提升方案，但对于射频频偏误差则很少有研究。通常采用高精度晶体降低晶体偏差的影响，但是终端成本较高。或采用闭环反馈的反向频率预校正提高精度，但这种方式需要通信双方交互信息，不适用于空口资源调度实时性要求较高的通信场景例如跳波束通信体制的低轨卫星通信。因此，如何以较低成本提升低轨卫星通信反向链路的频偏校正精度，是业界低轨卫星商业化过程亟待解决的一个难题。

发明内容

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，结合以下附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

a)条件说明

其中晶体偏差引入的系统频偏主要包括信关站、卫星、UE站晶体引入的反向链路系统频偏△f₂、△f₅、△f₁，信关站、卫星、UE站晶体引入的前向链路系统频偏△f₃、△f₆、△f₄(如图所示)。

举例说明，例如用户上行频率f₁＝30GHz，馈线下行频率f₂＝21GHz，馈线上行频率f₃＝29GHz，用户下行频率f₄＝20GHz，则前向链路卫星转发器频率等效为20GHz+29GHz＝49GHz，反向链路卫星转发频率等效为51GHz。若信关站、卫星采用0.1ppm晶体，用户站采用1ppm晶体，则可推算出各个环节实际的射频频偏如下：

信关站前向链路实际的频偏为△f₃＝29GHz*0.1ppm＝2.9kHz

卫星转发器前向链路的实际频偏△f₆＝49GHz*0.1ppm＝4.9kHz

用户站前向链路实际频偏△f₄＝20GHz*1ppm＝20kHz。

信关站反向链路实际的频偏为△f₂＝21GHz*0.1ppm＝2.1kHz

卫星转发器反向链路的实际频偏△f₅＝51GHz*0.1ppm＝5.1kHz

用户站前向链路实际频偏△f₁＝30GHz*1ppm＝30kHz。

前向链路系统时钟引入频率偏差△f_{hard_forward}为27.8kHz，反向链路系统时钟引入频率偏差△f_{hard_back}为37.2kHz。

由于本专利的核心在于射频频偏的计算，多普勒频偏的估计、前向链路频偏的估计不是本专利的关注点，无论多普勒频偏的预测和前向链路频偏估计采用何种算法，本专利都可以提升其反向链路频偏补偿精度。因此为便于对比分析，不考虑前向链路估计误差，多普勒频偏预测误差，主要关注反向链路射频频偏的计算误差。

b)传统计算方法

传统计算方案没有分离出各个部分的射频频偏，只能直接将前向链路晶体偏差引入的频偏作为反向链路晶体误差引入的频偏使用。按照如下公式计算估计的误差：

△f_{hard_back_error}＝△f_{hard_back}-△f_{hard_forward}＝△f₂+△f₅+△f₁-(△f₃+△f₆+△f₄)

按照收发频率的比值，对上式进行化简：

△f_{hard_back_error}＝α△f₃+β△f₆+γ△f₄-(△f₃+△f₆+△f₄)

其中，α＝21/29，β＝51/49，γ＝30/20，假设(△f₃+△f₆+△f₄)估计没有误差，并将各个环节的频偏带入其中，则可计算出反向射频频偏误差△f_{hard_back_error}最大为9.6kHz。

c)本专利提出的方法

首先计算晶体时钟偏差，计算方法是利用高倍时钟对北斗秒脉冲进行测量，其测量精度主要取决于秒脉冲精度，一般的精度较高的秒脉冲精度可达到20ns以内误差，成本低一些的可达到100ns以内。

信关站可采用更高精度秒脉冲，其误差可达到20ns以内，用10MHz时钟驱动，在秒脉冲到来时，对一个计数器复位，其它时候按照100MHz时钟周期进行计数，当下一个秒脉冲到来时，计数器的值为count。若秒脉冲没有任何误差，计数器应该为100000000记为count_pps，count-count_pps就是100MHz时钟的偏差量。若秒脉冲有20ns误差，偏差就是2个点，估计偏差为0.02ppm，信关站晶体时钟本身偏差为0.1ppm，则估计出的晶体偏差为△f_{GW_clk}＝(0.1+0.02)*ppm。

用户站采用一般的低成本晶体精度为1pps，采用低成本秒脉冲，精度可以达到100ns以内，类似的，可计算出本地时钟偏差估计误差为0.1ppm，估计出的时钟偏差△f_{UE_clk}＝(1+0.1)*ppm。

然后根据射频频偏与基带频率比值，这里由于中频和基带时钟共源：

△f_{UE_forward}＝20GHz*(1+0.1)ppm

△f_{GW_forward}＝21GHz*(0.1+0.02)ppm

然后代入公式

Δf_{hard_back}＝αΔf_{GW_forward}+β(Δf_{hard_forward}-Δf_{GW_forward}-Δf_{UE_forward})+χΔf_{UE_forward}

计算得到反向链路射频频偏为38.23kHz：

△f_{hard_back}＝21/29*△f_{GW_forward}+51/49(△f_{hard_forward}-△f_{UE_forward}-△f_{GW_forward})+30/20*△f_{UE_forward}＝38.23kHz。

在采用相同的多普勒频偏预算、前向链路频偏估计算法基础上，本专利的估计方法，只引入了1.03kHz的射频频偏，整体误差明显小于传统的计算方式。

附图说明

图1：反向频偏预校正机制；

图2：低轨卫星通信系统-前反向链路；

图3：上行多普勒频偏预补偿基本流程。

Claims (1)

1.一种低轨卫星通信系统反向频偏预校正方法，其特征在于：终端和信关站均可通过秒脉冲统计晶体时钟偏差，并通过广播信道广播信关站统计的晶体时钟偏差；而终端根据终端的晶体时钟偏差、信关站的晶体时钟偏差计算两者射频频偏，再利用收发射频频率之比计算得到反向链路晶体时钟偏差引入的频偏，对反向多普勒频偏进行反向链路发端补偿，将补偿值作为反向频偏预校正值；

具体步骤如下：

1)信关站根据秒脉冲统计出晶体时钟偏差，并与卫星星历一起打包，在前向的广播消息中进行发送；

2)终端从前向链路信号中估计出前向链路总频偏Δf_forward，估计方法可采用常用的训练序列估算；完成时间和频率同步、解调、译码常规处理流程，解析出其中的卫星星历信息和信关站的晶体时钟偏差Δf_{GW_clk}信息；

3)终端根据卫星星历信息，计算出卫星在未来一段时间内的坐标位置、矢量速度，并结合来自北斗/GPS的地面站坐标位置，分别计算出未来一段时间内卫星相对用户站的上行多普勒频偏Δf_{duople_user_up}，卫星相对用户站的下行多普勒频偏Δf_{duople_user_down}；信关站到卫星的上行多普勒Δf_{duople_gw_up}，卫星到信关站的下行多普勒频偏Δf_{duople_gw_down}；

4)根据2)、3)两步结果计算出前向链路总的射频频偏Δf_{hard_forward}：

Δf_{hard_forward}＝Δf_forward-Δf_{duople_gw_up}-Δf_{duople_user_down} (1)

5)利用收发射频频率比例计算卫星转发器的晶体偏差、终端的晶体时钟偏差引入的反向射频频偏Δf_{hard_back}：

Δf_{hard_forward}由信关站的晶体时钟偏差、卫星转发器的晶体偏差、终端的晶体时钟偏差引入的频偏组成：

Δf_{hard_forward}＝Δf_{GW_forward}+Δf_{satalite_forward}+Δf_{UE_forward} (2)

其中，Δf_{GW_forward}为信关站的晶体时钟偏差引入的频偏，Δf_{satalite_forward}为卫星转发器的晶体偏差引入的频偏，Δf_{UE_forward}为终端的晶体时钟偏差引入的频偏；

以信关站、卫星转发器、终端的收发通道时钟源共源为前提，可利用收发射频频率比例计算得Δf_{hard_back}：

Δf_{hard_back}＝αΔf_{GW_forward}+βΔf_{satalite_forward}+χΔf_{UE_forward} (3)

其中，α、β、χ分别表示信关站、卫星转发器、终端的收发射频频率的比值，将(2)式代入(3)式，得到：

Δf_{hard_back}＝αΔf_{GW_forward}+β(Δf_{hard_forward}-Δf_{GW_forward}-Δf_{UE_forward})+χΔf_{UE_forward} (4)

6)根据步骤3)、步骤4)和步骤5)计算结果可计算出反向预补偿频偏Δf_back：

Δf_back＝Δf_{duople_user_up}+Δf_{duople_gw_down}+Δf_{hard_back} (5)

Δf_{UE_forward}、Δf_{GW_forward}的计算方式为：

对北斗/GPS秒脉冲进行统计，根据相邻秒脉冲之间的计数器值与期望的计数器值的差值，得到终端的晶体时钟偏差Δf_{UE_clk}和信关站的晶体时钟偏差Δf_{GW_clk}，而基带时钟与射频时钟同源，则利用基带频率与射频频率比值，计算Δf_{UE_forward}＝λΔf_{UE_clk}，Δf_{GW_forward}＝γΔf_{GW_clk}；λ表示终端基带输出信号频率与射频频率的比值，γ表示信关站基带输出信号频率与射频频率比值。