CN114964318A - 一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路 - Google Patents
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Abstract
一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路，它涉及一种非同步电容传感器接口电路。本发明为了解决现有电容传感器检测电路的性能较差的问题。本发明包括自校准模块、电容电压转换电路、电压时间转换器、控制电路产生模块和滤波采样电路；自校准模块的输出端与点电容电压转换电路连接，电容电压转换电路的输出端通过电压时间转换器与控制信号产生模块连接，控制信号产生模块输出时钟CLK信号，所述CLK信号经过滤波采样电路的处理最终输出结果。本发明属于电容传感器接口电路领域。
Description
技术领域
本发明涉及一种非同步电容传感器接口电路，属于电容传感器接口电路领域。
背景技术
微传感器从出现至今已经超过了六十年，出现了各种各样的门类，应用范围也越来越广。比如用于监测周围磁场变化的磁场传感器、监测温度变化的温度传感器、监测气体浓度的气体传感器、检测湿度的湿度传感器等各式微传感器，这些微传感器都被广泛应用于军事、农业、工业、医疗、科研等多方面。
根据微传感器工作原理即检测因素上的差异，其主要可划分为以下几种：电容式、压电式、压阻式、隧道电流式、电磁式等。其中，电容式传感器具有众多优点，例如它具有较低的温度系数、消耗功耗小、与CMOS工艺能够十分良好地兼容；此外由于电容极板固有的特征使它能够监测十分微小的输入变化即具有极高的灵敏度，并且具备优良的动态性能；而且由于其结构简单、适应性好，使它能够适应高低温、强辐射等较为极端的环境；可实现非接触式测量，应用范围十分广泛，尤其适用于当被测参数变化较快或参数值变化较小并且有较高的测试精度要求时。
而电容检测电路即电容传感器的接口电路更是其中不可或缺的重要组成部分，它负责连接电容传感器和信号处理电路，并且将传感器收集到的信号转换成电信号，此外其还应包括信号放大、噪声抑制等基本电路模块。由于不能直接识别电容变化信号，因此需要依赖检测电路，先将电容变化信号转化为电压信号或电流信号，然后需要经过放大与处理，而电压式或电流式则不需要转化，因此电容式传感器接口电路相比于它们难度较高。由于电容传感器检测到的电容变化量非常微小，一般仅为飞法量级，因此我们需要检测电路具有较高的灵敏度。电容检测电路设计的优劣直接影响电容传感器的具体性能，也与后端的信号处理系统息息相关，因此对于电容传感器接口电路的研究意义重大。
电容检测在实际应用中具有巨大作用，例如电容检测法是当前精密排种器所采用的新型漏播检测方法，其利用物体通过极板时对介电常数产生的扰动进行排种状况的监测，可靠性高、抗污染能力强，同时也是一种非接触式测量方案；利用电容检测原理，还可以进行密封性能检测，能检测各处的密封情况；还应用于液位测量，测量液体的液位高度；应对较小的孔径，还可以采用这种方式进行孔径测量；同时还应用于气固两相流测量；还广泛应用于超声成像和人体健康检测。综上所述，电容传感器检测电路的性能优劣决定了整个电容传感器链路从自然信号到最终的信号处理、显示等结果的表现好坏，是电容传感器技术要继续发展常常要解决的瓶颈之一。所以，人们对电容传感器检测电路的设计一直给予高度重视。
发明内容
本发明为解决现有电容传感器检测电路的性能较差的问题，进而提出一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路。
本发明为解决上述问题采取的技术方案是：本发明包括自校准模块、电容电压转换电路、电压时间转换器、控制电路产生模块和滤波采样电路；自校准模块的输出端与点电容电压转换电路连接，电容电压转换电路的输出端通过电压时间转换器与控制信号产生模块连接，控制信号产生模块输出时钟CLK信号，所述CLK信号经过滤波采样电路的处理最终输出结果。
进一步的，所述自校准模块是由待测电容CX、参考电容Cref和零电容C0组成的电容开关阵列，所述电容阵列的一端与控制信号产生模块的输出端连接。
进一步的，所述电容电压转换电路是由一个低噪声电荷放大器、一个积分电容Cf和一个开关组成的开关电容比例放大结构，所述电容电压转换电路的输入端与自校准模块的输出端连接。
进一步的，所述电压时间转换器是由两个驱动电路、两个恒定电流源、电容C1、电容C2、电容C3、一个积分器、一个比较器和一个缓冲器组成的松弛振荡器；两个驱动电路的输入端与控制信号产生模块的输出端连接并组成闭环结构，一个驱动电路的输出端与电容C1连接，另一个驱动电路与电容C2连接，所述电容C1的输出端连接两个相反控制信号控制的开关，电容C2和电容C3的输出连接两个相反控制信号控制的开关，后接积分器的负向输入端，所述积分器跨接积分电容Cint，所述积分器的负输入端连接两个所述恒定电流源，产生恒定时间的充电和放电，所述积分器的输出连接比较器的正输入端，所述比较器的负输入端连接共模电平点，所述比较器的输出经过缓冲器整形，对恒定电流源进行控制，并连接到控制信号产生模块输入端。
进一步的，电压时间转换器中的积分器结构是具有前馈结构的TCFC三级运算放大器结构。
进一步的，电压时间转换器中比较器是二环非补偿运算放大器级联反相器的低功耗比较器结构。
进一步的，所述控制信号产生模块包括缓冲器、延时1电路、延时2电路、D触发器1、D触发器2和两相不交叠时钟模块；缓冲器的输出端连接到延时1电路，延时1电路的输出端与D触发器1和D触发器2的时钟端连接，延时1电路的输出端与延时2电路连接，延时2电路的输出端与D触发器1和D触发器2连接，D触发器1、D触发器2连接到各自的Q非端，D触发器1和D触发器2的Q端连接同或门，同或门的输出端连接两相不交叠时钟模块，两相不交叠时钟模块输出了不交叠时钟，作为控制信号模块的输出。
进一步的，所述滤波采样电路由分频器和计数器组成，分频器由D触发器构成，使用7分频功能的分频器，计数器为MCU提供，使用50～70MHz时钟频率的计数器，最终输出为数字量。
本发明的有益效果是：本发明相较于其他电容传感器接口电路，它不仅能够完成电容检测，还应用了自校准技术，使其能够适应环境温度变化，在周围温度发生变化时中仍能保持正常工作，同时具有面积小和功耗低等优良特性，并能够彻底避免电荷清除与电容检测电路的耦合，可有效提高电容检测精度，同时采用闭环反馈原理，使检测精度显著优于开环电容检测系统，并且有效提高了系统线性度，噪声性能也达到国内领先水平，有力地支撑了电荷检测精度的提高；本发明具有较高的测量精度，其分辨率能够达到14bit以上；本发明电路结构较为简单，电路搭建方便易行，而且电路连接直观，系统整体的功耗较低；本发明易于物理实现，在计数器和上位机之间可以相隔很远的距离，便于应用在多种测量电容的场合。
附图说明
图1是本发明的逻辑框图；
图2是自校准模块和电容电压转换电路的示意图；
图3是控制信号产生模块的示意图。
具体实施方式
具体实施方式一：结合图1说明本实施方式，本实施方式所述一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路包括自校准模块101、电容电压转换电路102、电压时间转换器103、控制电路产生模块104和滤波采样电路105；自校准模块101的输出端与点电容电压转换电路102连接，电容电压转换电路102的输出端通过电压时间转换器103与控制信号产生模块104连接，控制信号产生模块104产生模块输出时钟CLK信号，所述CLK信号经过滤波采样电路105的处理最终输出结果。
本实施方式中电容电压转换电路102的输出端连接电压时间转换器103中的电容C3，电压时间转换器103的输出连接控制信号产生模块104，控制信号产生模块104输出时钟CLK信号，CLK信号是自校准模块101和电压时间转换器103的驱动电路的输入信号。
具体实施方式二：结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式所述一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路的所述自校准模块101是由待测电容CX、参考电容Cref和零电容C0组成的电容开关阵列，所述电容阵列的一端与控制信号产生模块104的输出端连接。
本实施方式中开关的控制信号由外部控制器在需要自校准时提供。自校准模块在三个相位给出三个输出结果Tx,T0,Tref，通过公式
可消除误差实现自校准，上述公式中M表示待测电容Cx与参考电容Cref的比例倍数，Tx表示待测电容Cx在整个测试过程中对应的时间，T0表示参考电容C0在整个测试过程中对应的时间，Tref表示参考电容Cref在整个测试过程中对应的时间，Cx表示待测电容，Cref表示高精度的参考电容。
具体实施方式三：结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式所述一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路的所述电容电压转换电路102是由一个低噪声电荷放大器、一个积分电容Cf和一个开关组成的开关电容比例放大结构，所述电容电压转换电路102的输入端与自校准模块101的输出端连接。
本实施方式中电容电压转换电路102输出电压驱动电压时间转换器103中的电容C3，由公式
完成电容电压的转换，上述公式中Vx表示对应于待测电容，周期性方波的幅度变化量，Cx表示待测电容，Vdd表示电源供电电压，Cf表示积分反馈电容。
具体实施方式四：结合图1和图3说明本实施方式，本实施方式所述一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路的所述电压时间转换器103是由两个驱动电路、两个恒定电流源、电容C1、电容C2、电容C3、一个积分器、一个比较器和一个缓冲器组成的松弛振荡器；两个驱动电路的输入端与控制信号产生模块104的输出端连接并组成闭环结构，一个驱动电路的输出端与电容C1连接，另一个驱动电路与电容C2连接，所述电容C1的输出端连接两个相反控制信号控制的开关，电容C2和电容C3的输出连接两个相反控制信号控制的开关，后接积分器的负向输入端，所述积分器跨接积分电容Cint，所述积分器的负输入端连接两个所述恒定电流源，产生恒定时间的充电和放电，所述积分器的输出连接比较器的正输入端，所述比较器的负输入端连接共模电平点，所述比较器的输出经过缓冲器整形，对恒定电流源进行控制，并连接到控制信号产生模块输入端。
本实施方式中两个相反控制信号是指CLK和CLK的反向。
具体实施方式五：结合图1和图3说明本实施方式，本实施方式所述一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路的电压时间转换器103中的积分器结构是具有前馈结构的TCFC三级运算放大器结构。
具体实施方式六：结合图1和图3说明本实施方式，本实施方式所述一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路的电压时间转换器103中比较器是二环非补偿运算放大器级联反相器的低功耗比较器结构。
具体实施方式七：结合图1说明本实施方式，本实施方式所述一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路的所述控制信号产生模块104包括缓冲器、延时1电路、延时2电路、D触发器1、D触发器2和两相不交叠时钟模块；缓冲器的输出端连接到延时1电路，延时1电路的输出端与D触发器1和D触发器2的时钟端连接，延时1电路的输出端与延时2电路连接，延时2电路的输出端与D触发器1和D触发器2连接，D触发器1、D触发器2连接到各自的Q非端，D触发器1和D触发器2的Q端连接同或门，同或门的输出端连接两相不交叠时钟模块，两相不交叠时钟模块输出了不交叠时钟，作为控制信号模块的输出。
本实施方式中控制信号输出时钟信号的周期T是与输入待测电容是线性关系，通过公式
运算可得，上述公式中T表示完整的一个采集周期对应的时间量，k表示采集周期中包含的单个工作周期的数目，Vdd表示电源供电电压，C1表示对应驱动电压V01的第一个转移电容，C2表示对应驱动电压V02的第二个转移电容，Vx表示对应于待测电容，周期性方波的幅度变化量，Cs表示对应Vx的转移电容，Iint表示对积分电容Cint进行充放电的恒定电流值。
具体实施方式八：结合图1说明本实施方式，本实施方式所述一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路的所述滤波采样电路105由分频器和计数器组成，分频器由D触发器构成，使用7分频功能的分频器，计数器为MCU提供，使用50～70MHz时钟频率的计数器，最终输出为数字量。
工作原理
本电路设计将待测的电容量转换为输出脉冲信号的周期量。二者最终的表达式大致呈一次函数关系，即T＝aCin+b。由于在电路开始工作时，各个电容可能有微弱的残留电荷，对实验结果造成较大误差，所以引入了自校准模块101；自校准模块101在待测电容接入电路之前工作，在二者分别作用时，从输出端可以分别求得表达式中的a、b参数，从而得到更加准确的测量值；当待测电容接入电路时，首先通过驱动电路模块对待测电容周期性充放电，将待测电容中的电荷转移到Cf中，从而引起运放输出端产生与待测电容相关的周期性方波，方波的幅度中包含有待测电容的信息；之后，这个方波将在电压时间转换器中对C3进行充放电；在时钟信号为高电平时，C1环路接入电路，C1中的电荷量将瞬间转移至Cint中，之后通过恒定电流源移除Cint中的电荷；此时，C1和C2将由各自的驱动电压对其进行充电；在时钟信号为低电平的时候，同样的，C1和C2将接入回路，将其上充的电荷转移到Cint中并进行消除，此时将对C1进行充电；在本发明中，C1是使得电路接入Coff时在输出端仍有电压输出，防止电路输出端出现空挡，而C2是防止一些高频的杂散信号对结果产生干扰；最终，电容时间转换器将输出以Vcm为直流电平的周期性三角波信号，这个三角波信号的频率和输入的电容值是相关的；通过比较器，将三角波转换为方波，这个方波首先将产生信号控制电流源充放电，之后通过一系列逻辑转换电路将这个方波转换为系统的控制时钟，用于系统的自控制；同时，由于这个方波包含了待测电容值的信息，将其首先进行分频，分频能够降低测量信号的频率，减轻后续计数器电路对频率的要求，同时也能消除量化噪声对系统的影响，这部分电路同样采用钟控的形式；分频之后的电路通过计数器，查取其一定时间内的周期个数，进而能够计算其准确的电容值。
本发明的自校准模块101包含三个电容，其中Coff和Cref是两个高精度电容，其值需要制作的非常准确；Cin为待测电容，这部分主要是利用三个电容进行系统的误差自动消除。
电容电压转换模块102包括一个放大器，一个积分电容Cf以及一个开关；这部分电路主要实现将待测电容转化为周期性方波量，方波的幅值包含有待测电容值的信息。电压时间转换器包含有三个转移电容，一个积分电容，一个积分器，一个比较器、两个恒流源；这部分电路主要完成将方波的幅度信息转换为方波的周期信息；时钟信号产生电路包括逻辑控制电路，其中逻辑控制电路产生信号既控制恒流源的充放电，也产生整个系统的时钟信号；滤波采样电路由钟控分频器和计数器组成，其功能主要由外部单片机实现，这部分电路一方面可以减少量化噪声，同时也可以将信号的周期读出，便于在上位机获得电容值。
自校准模块101工作时，周期性时钟由外部输入，控制开关按照顺序依次开启，依次由时钟对Coff，Cref，Cx进行充电与放电；最终，整个系统输出信号的周期为T＝aCin+b；系统开始工作时，对应Coff，Cref，由于其电容值非常精确，可以首先确定出表达式中a，b的值，从而使得在正式测量Cx的值时，能够自动消除系统的误差，确保测量的值非常精准；这部分开关的具体结构为开关由CMOS传输门和两个dummy管构成，具体连接方式如下(其中M0、M1、M2为NMOS管，M3、M4、M5为PMOS管)：M2的源端作为输入vin，M2的漏端连接M2的源端，M2的栅端连接M1的栅端，M0的源端连接M2的漏端，M0的栅端作为时钟控制端NMOS，M0的漏端连接M1的源端，M1的漏端连接M1的源端，M1的漏端作为输出端Vout，M1的栅端连接M3的栅端，M5的源端连接M2的源端，M5的漏端连接M5的源端，M5的栅端连接M4的栅端，M3的源端连接M5的漏端，M3的栅端作为另一个时钟控制端PMOS，M3的漏端连接M4的源端，M4的漏端连接M4的源端，M4的漏端连接M1的漏端，M4的栅端连接M0的栅端，M0、M1、M2的衬底都接地，M3、M4、M5都接最高电位Vdd。
如图2所示，电容电压转换模块102初始时，设Cx左端电压为0，开关闭合，由于运算放大器构成反馈时，两输入端具有虚短和虚断的特性，故此时运算放大器的正负输入端电压都是共模电压Vcm，其中Vcm＝Vdd/2；同时，输出端电压也稳定在Vdd/2。在这段时间内，待测电容Cx所积攒的电荷量Qx＝Cx×(Vcm-0)；在下一个状态，即Cx左端为Vdd，开关闭合时，此时Cx将上一时刻存储的电荷量全部转移至输出端，此时Cx所积攒的电荷量变为Cx×(Vcm-Vdd)；故在这段时间内Cx变化的电荷量为Vdd×Cx，这些电荷全部转移到了反馈电容Cf中，引起Cf两端电压发生变化，从而引起输出端电压发生上升或下降，产生一个幅度与Cx相关的方波；由电荷守恒方程可以得出Vdd×Cx＝(Vout-Vcm)×Cf，因此，其变化的幅度Vx＝(Vdd×Cx)/Cf；当驱动信号从Vdd变化至0时，同理可得Vx＝-(Vdd×Cx)/Cf；通过电容电压转换模块102，将待测电容值的信息转化至周期性方波的幅度值，完成了待测了电容值的第一次转换；此外，为了防止运算放大器的带负载能力不足，产生过载效应，引起系统产生较大的失真，通常情况下，在设计的过程中将反馈电容Cf的值取成待测电容值的3～5倍，即Cf＝(3～5)Cx。
如图1所示，电压时间转换器103由三个转移电容C1、C2、C3、一个积分电容Cint、一个积分器、一个比较器、两个钟控恒流源以及一级缓冲器组成。假设电路的状态为clk＝1，clkd＝0。此时转移电容C1连接至积分器，而C2、C3与积分器断开；这时，由驱动电路3和电容电压转换模块输出的周期性信号将同时对C2、C3两个电容进行充电；而C1将上一时刻积攒的电量转移至积分电容Cint中，其转移的电荷量仍为Vdd×C1；电荷转移之后，由于积分电容两端电压不能发生突变，故此时会引起积分器输出端电压跃变至高于共模电平的高电位；对于比较器来说，当其正输入端信号高于负输入端信号时，比较器输出高电平Vdd，当其负输入端输入信号高于正输入端信号时，比较器输出低电平0；故积分器的输出电压通过比较器之后，输出端电位将变化至Vdd；其经过缓冲器之后将增强其驱动能力，使其能够驱动开关S1和S2，从而更好的控制开关导通和截止；上述情况下，将控制开关S1导通，此时，电流源将对积分器负输入端节点供电，使得积分器中的转移电荷被移除，这个过程的时间为Vdd×C1/Iint。这个过程中，积分器输出电压将线性下降；在下一过程中，转移电容C1将断开，C2、C3两电容将接入积分器电路中，和C1接入电路中的情况相同，此时C2、C3中的电荷将转移到积分电容中，其转移的电荷总量此时为Vdd×C2+Vx×C3，这部分电荷将同样被恒定电流源泄放走，其时间为(Vdd×C2+Vx×C3)/Iint；在电路设计中，一个周期包含了四个这样的小周期，即这样的充放电过程将进行四次。
因此，综上所述，电路中一个周期内的转移电荷总量为4(Vdd×C2+Vx×C3+Vdd×C1)，其对应的一个周期的时间为4(Vdd×C2+Vx×C3+Vdd×C1)/Iint，相应的，积分器输出端形成的三角波经过比较器转换之后将形成方波，这个方波一方面控制电流源的通断，同时，它也在下一个时钟电路产生部分用来生成电路自己的时钟，以实现系统的自动控制；这部分电路实现了将电压量Vx转化为系统方波的周期信号；这部分电路中的比较器的结构如下：比较器由两级放大器构成，它的第一级采用五管运算放大器，第二级采用共源极放大器，五管运算放大器的输出端直接连接到共源极放大器的输入端，具体连接方式如下(其中M0、M1、M2、M6、M7为PMOS晶体管，M3、M4、M5为NMOS晶体管)：M7的漏端连接电流恒为5μA的电流源，电流源的另一端接地，M7的栅端连接M7的漏端，M7的源端接最高电位Vdd,M2的栅端连接M7的栅端，M2的源端连接Vdd,M2的漏端连接M0和M1的源端，M0和M1的栅端作为两个输入端，M0的栅端作为反向输入端vin-，M1的栅端作为同向输入端vin+，M0的漏端连接M4的漏端，M4的漏端连接M4的栅端，M4的源端接地，M5的漏端接M6的漏端，M6的漏端作为比较器的输出Vout，M6的栅端接M7的栅端，M6的源端接最高电位Vdd，M0、M1、M2、M6、M7的衬底都接最高电位Vdd，M3、M4、M5的衬底都接地。
如图3所示，时钟电路产生模块(104)由逻辑控制电路实现，其主要用来产生电路的时钟信号；将比较器的输出电压通过两级缓冲器，以增强其驱动逻辑门的能力；首先，将比较器输出信号短暂延时后，作为两个T’触发器的使能信号，用来控制两个触发器是否工作；之后将信号经过较长延时后的信号作为两个T’触发器的信号输入；两个T’触发器分别为信号的上升沿触发和信号的下降沿触发，两个触发器的输出信号经过同或运算电路之后，输出的信号即为电路的时钟信号；为了防止时钟信号在控制电路的时候，电路发生有两路开关同时导通的情况，电路的时钟控制采用两相不交叠时钟进行控制，从而使得电路中clk和clkd不会出现同时导通的情况；通过这部分电路，实现了系统时钟的再生，同时完成了整个环路的搭建；这部分电路中使用的D触发器的具体结构如下：D触发器由四个反相器和两个传输门构成，第一个传输门由M0和M1构成，第二个传输门由M4和M7构成，具体连接方式如下(其中M0和M7是PMOS管，M1和M4是NMOS管)：输入端CLK连接第一个反向器的输入端in，同时连接M0和M4的栅端，第一个反相器的输出端out同时连接M1和M7的栅端，M0和M1的漏端相连接作为输入端D，M0和M1的源端相连接并连接第二个反相器的输入端in，第一个反相器的输出端out连接M4和M7的漏端，M4和M7的漏端相互连接，M4和M7的源端相连接并连接第三个反相器的输入端in，第三个反相器的输出端out作为输出Q，第三个反相器的输出端out连接第四个反相器的输入in端，第四个反相器的输出端out作为输出QF，M0和M7的衬底连接最高电位Vdd，M1和M4的衬底连接地。
如图1所示，滤波采样电路105由分频器和计数器构成；其主要实现对输出的方波信号进行处理，同时实现和上位机的数据传输；首先将输出的信号分频，这部分一方面可以使输出的信号频率降低，从而对计数器的带宽放松要求，降低系统的整体成本和功耗；同时，也减小了系统整体的量化噪声，使得系统的噪声性能更好；计数器实现的功能主要为对应于给定的一定时间内，测量出该段时间内方波的输出的周期个数，通过这个物理量来表征待测电容值的大小；这部分电路由于功能集成度较高，同时还需要实现和上位机之间的交互，所以在设计中，将使用单片机来代替常规电路设计；这部分电路采取单片机集成的另一个好处是便于物理功能的拓展，这部分电路可以与整体电路分块集成，从而实现多场合的应用；最终，整体电路的输出结果由
得出；从而实现了电路的误差自消除功能；这部分电路最终的输出可连接至上位机终端，进而在上位机可以准确地读出电容的值。
实验中在求取周期的过程中，为了避免所选取周期误差较大，引起测量结果出现较大偏差的情况，通常选取多个周期进行测量；最终的周期结果即为测量的总时间与测量的周期个数之比；仿真结果表明，测量的周期个数越多，最终得到的周期值就越准确，最终所得到的待测电容Cin的值就越准确。这意味着增加测量的时间，减少对积分电容充放电的恒定电流源的电流值，都可以减小系统的误差，增大系统测量的准确性。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容做出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质，在本发明的精神和原则之内，对以上实施例所作的任何简单的修改、等同替换与改进等，均仍属于本发明技术方案的保护范围之内。
Claims (8)
1.一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路，其特征在于：所述一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路包括自校准模块(101)、电容电压转换电路(102)、电压时间转换器(103)、控制电路产生模块(104)和滤波采样电路(105)；自校准模块(101)的输出端与点电容电压转换电路(102)连接，电容电压转换电路(102)的输出端通过电压时间转换器(103)与控制信号产生模块(104)连接，控制信号产生模块(104)产生模块输出时钟CLK信号，所述CLK信号经过滤波采样电路(105)的处理最终输出结果。
2.根据权利要求1所述的一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路，其特征在于：所述自校准模块(101)是由待测电容CX、参考电容Cref和零电容C0组成的电容开关阵列，所述电容阵列的一端与控制信号产生模块(104)的输出端连接。
3.根据权利要求1所述的一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路，其特征在于：所述电容电压转换电路(102)是由一个低噪声电荷放大器、一个积分电容Cf和一个开关组成的开关电容比例放大结构，所述电容电压转换电路(102)的输入端与自校准模块(101)的输出端连接。
4.根据权利要求1所述的一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路，其特征在于：所述电压时间转换器(103)是由两个驱动电路、两个恒定电流源、电容C1、电容C2、电容C3、一个积分器、一个比较器和一个缓冲器组成的松弛振荡器；两个驱动电路的输入端与控制信号产生模块(104)的输出端连接并组成闭环结构，一个驱动电路的输出端与电容C1连接，另一个驱动电路与电容C2连接，所述电容C1的输出端连接两个相反控制信号控制的开关，电容C2和电容C3的输出连接两个相反控制信号控制的开关，后接积分器的负向输入端，所述积分器跨接积分电容Cint，所述积分器的负输入端连接两个所述恒定电流源，产生恒定时间的充电和放电，所述积分器的输出连接比较器的正输入端，所述比较器的负输入端连接共模电平点，所述比较器的输出经过缓冲器整形，对恒定电流源进行控制，并连接到控制信号产生模块输入端。
5.根据权利要求4所述的一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路，其特征在于：电压时间转换器(103)中的积分器结构是具有前馈结构的TCFC三级运算放大器结构。
6.根据权利要求4所述的一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路，其特征在于：电压时间转换器(103)中比较器是二环非补偿运算放大器级联反相器的低功耗比较器结构。
7.根据权利要求1所述的一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路，其特征在于：所述控制信号产生模块(104)包括缓冲器、延时1电路、延时2电路、D触发器1、D触发器2和两相不交叠时钟模块；缓冲器的输出端连接到延时1电路，延时1电路的输出端与D触发器1和D触发器2的时钟端连接，延时1电路的输出端与延时2电路连接，延时2电路的输出端与D触发器1和D触发器2连接，D触发器1、D触发器2连接到各自的Q非端，D触发器1和D触发器2的Q端连接同或门，同或门的输出端连接两相不交叠时钟模块，两相不交叠时钟模块输出了不交叠时钟，作为控制信号模块的输出。
8.根据权利要求1所述的一种带有自校准功能的非同步电容传感器接口电路，其特征在于：所述滤波采样电路(105)由分频器和计数器组成，分频器由D触发器构成，使用7分频功能的分频器，计数器为MCU提供，使用50～70MHz时钟频率的计数器，最终输出为数字量。
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