CN113295930B

CN113295930B - 一种微瓦级微电容测量方法及电路

Info

Publication number: CN113295930B
Application number: CN202110598506.7A
Authority: CN
Inventors: 李小明; 黄开; 乔文军; 安亚斌; 彭琪; 庄奕琪
Original assignee: Xidian University
Current assignee: Xidian University
Priority date: 2021-05-31
Filing date: 2021-05-31
Publication date: 2022-03-29
Anticipated expiration: 2041-05-31
Also published as: CN113295930A

Abstract

本发明公开了一种微瓦级微电容测量方法及电路，电路包括电容转换电路、寄生消除电路、逻辑控制电路及量化电路；电容转换电路用于分别对待测电容、参考电容进行不断充放电，产生周期信号，通过环形振荡器将待测电容与参考电容转换成周期信号T1和T2；周期信号T1被2ⁿ倍分频后产生使能信号，使能信号用于在量化电路内部作为计数器的控制信号，同时作为逻辑控制电路的输入信号；寄生消除电路，用于连接待测电容和电容转换电路，通过切换开关对待测电容及寄生电容进行多次不同分组测量，通过差分方式消除寄生电容对测量结果的影响。本发明功耗低、集成度高，同时能够有效消减寄生电容对测量结果的影响，提高了测量准确性，量化结果处理简单。

Description

一种微瓦级微电容测量方法及电路

技术领域

本发明属于传感技术领域，涉及一种微瓦级微电容测量方法及电路。

背景技术

随着通信技术的不断发展，WSN(无线传感网络)技术的应用也越来越广泛。对于WSN而言，其最大特点就是以数据为中心，用无线通信技术将各个传感节点连接起来，可实现大范围的信息采集与传输。传统的有源无线传感通常采用电池供电，采用电池相比于固定电源供电，增加了WSN节点的便携性、移动性以及应用范围，并能在一定程度上缓解WSN节点对功耗的严苛要求，但仍存在体积、成本、更换电池以及环境等方面的问题。随着“绿色”能源技术的发展，采用无线能量驱动WSN节点以及物联网节点成为开发和应用的热点，特别是基于射频能量收集的无源WSN节点能够利用射频天线-整流器收集射频源发射的无线能量驱动节点工作，集成不同物理量的传感器进行敏感量监测，电容型传感器是其中的一种常见传感类型，需要在传感节点上对电容进行测量，在无源能量驱动的环境下，要求测量电路的功耗在数微瓦至数十微瓦以内，且越低越有利于提升携能通信与无线测量的距离。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在以下问题：常见的电容测量电路与方法有电压型(开关电容式)、电阻放电式以及电桥式等类型。电压型测量电路利用开关电容的工作原理以及闭环运放虚短、虚断的特性，将待测电容上的电荷转移到已知的参考电容上。由于本底电容固定不变，基于电压-电容之间的关系，其两端电压的大小能够反映和表征待测电容的容值大小，利用模数转换模块将电压值量化为输出的数字信号，由于用到了模数转换器，电压型电容测量电路的整体功耗很大，一般都在几十甚至几百微瓦。电阻放电式测量电路通过对电容进行周期性地充放电，将电容转换到时域，通常采用电阻放电的方式来控制电容的放电速度，通过RC放电的原理可以得到放电时间与电容的关系，但缺点是电容通过电阻进行放电是指数波形，在量化时需要先对该信号进行线性化处理，由此带来的算法较为复杂，相应的量化速率以及量化电路的集成度也较低，且该量化方式对时间测量电路的精度要求较高。另外，采用电桥式测量一般用在电容测量仪表内，也存在功耗较大的问题。以上的几种电容测量方法，普遍存在测量电路功耗较大，硬件开销较大，对于皮法级别以下的微电容测量，测量线路的寄生电容对测量结果存在较大干扰，通常采用较为复杂的结果处理，难以集成到无源传感节点及无源传感芯片等对功耗要求较高的应用场合中。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提供一种微瓦级微电容测量电路，功耗低，同时能够有效消减寄生电容对测量结果的影响，提高了测量准确性，量化结果处理简单，集成度高，解决了现有技术中存在的问题。

本发明的另一目的是，提供一种微瓦级微电容测量方法。

本发明所采用的技术方案是，一种微瓦级微电容测量电路，包括电容转换电路、寄生消除电路、逻辑控制电路及量化电路；

所述电容转换电路，用于分别对待测电容Ctest、参考电容Cref进行不断充放电，产生周期信号，以电容-频率转换作为电容的读出方法，通过环形振荡器将待测电容Ctest与参考电容Cref分别转换成周期信号T1和T2；周期信号T1被2ⁿ倍分频后产生使能信号EN，使能信号EN用于在量化电路内部作为计数器的控制信号，同时作为逻辑控制电路的输入信号，n表示分频位数；周期信号T2作为量化电路的时钟信号；

所述寄生消除电路，用于连接待测电容Ctest和电容转换电路，通过切换开关对待测电容Ctest及寄生电容进行多次不同分组测量，通过差分方式消除寄生电容对测量结果的影响；

所述逻辑控制电路，用于为寄生消除电路提供所需切换开关的时序控制信号，控制对应开关在单次分组测量完成后，在测量时序内切换到下一分组测量状态；

所述量化电路，用于将电容转换电路得到的频率信号量化为数字信号，输出。

进一步的，所述电容转换电路包括两个完全匹配的环形振荡器单元，两个环形振荡器单元共用电压基准电路、电流基准电路，每个环形振荡器单元包括一个两级比较器、反相器，反相器包括并联的PMOS管和NMOS管，PMOS管源端与电流基准电路连接，NMOS管源端连接到地；第一级比较器的反相输入端连接电压基准电路，第一级比较器的输出端连接第二级比较器的输入端，第二级比较器的输出端通过缓冲电路连接反相器的输入端，反相器的输出端连接环形振荡器单元的充电节点处，环形振荡器单元的充电节点处回接至第一级比较器的同相输入端；环形振荡器单元的充电节点连接参考电容Cref的一端，参考电容Cref的另一端接地，参考电容Cref集成在芯片内部；待测电容Ctest从芯片外部以浮空模式接入另一个环形振荡器单元的充电节点。

进一步的，所述寄生消除电路包括连接待测电容Ctest的环形振荡器单元，待测电容Ctest的上极板与开关S1相连，待测电容Ctest的下极板与开关S2相连，开关S1和开关S2都直接与环形振荡器单元的充放电节点相连；在开关S1与待测电容Ctest上极板的节点处，通过开关S4与地相连，在开关S2与待测电容Ctest下极板的节点处，通过开关S3与地相连接；待测电容Ctest的上下极板与芯片的连线上对地存在寄生电容Cpex1、Cpex2。

进一步的，所述逻辑控制电路根据使能信号EN的变化，在适当的时刻改变寄生消除电路中开关S1、S2、S3、S4的控制信号；在使能信号有效时，逻辑控制电路停止振荡器，并且切换寄生消除电路的开关状态，改变待测电容Ctest接入消除寄生电路的方式，再进行下一组测试。

进一步的，所述量化电路包括分频电路、计数器电路及运算电路。

进一步的，所述分频电路，用于将周期信号T1被2ⁿ倍分频后产生使能信号EN。

进一步的，所述计数器电路包括控制计数器，用于根据使能信号的高低变化对参考电容Cref一路的输出信号进行计数，得到数字信号，存储计数结果。

进一步的，所述运算电路由加法器和移位电路构成，用于对计数器得到的三组数据进行数值运算与移位运算，输出结果。

一种微瓦级微电容测量方法，采用上述一种微瓦级微电容测量电路，具体按照以下步骤进行：

S1：开始测量时，初始化开关组合n₀＝1；

S2：通过分频电路对与待测电容对应的周期信号T1进行分频，得到使能信号EN；

S3：判断使能信号EN的下降沿是否到来；若否，则保持现状；若是，则关闭环形振荡器，更新开关组合；共3种开关组合方式，第一种开关组合n₁＝n₀+1，第二种开关组合n₂＝n₁+1，第三种开关组合n₃＝n₂+1；

S4：判断当前的开关组合是否大于等于4；若否，则切换开关至对应的开关组合，并打开环形振荡器，返回步骤S2；若是，则按公式计算后输出结果，完成测量。

进一步的，所述步骤S3中，第一种开关组合为：开关S1与S3断开，开关S2与S4闭合，待测电容的上极板接地，寄生电容Cpex1两端均接地；该开关状态下电路为Ctest与Cpex2充电，计数器得到结果N1；第二种开关组合为：开关S1与开关S3闭合，开关S2与开关S4断开，该状态下寄生电容Cpex2两端接地，电路为Ctest与Cpex1充电，计数器得到结果N2；第三种开关组合为：开关S1与开关S2闭合，开关S3与开关S4断开，该状态下待测电容上下极板短接，电路直接为上下两极板的寄生电容Cpex1、Cpex2充电，计数器得到结果N3；所述步骤S4中公式为：0.5×(N1+N2-N3)。

本发明的有益效果是：

1、本发明两个参数一致的相匹配环形振荡器可采用差分的方式抵消电源波动及工艺偏差等共模干扰因素对电容-频率转换与测量带来的影响，提高了测量准确性。

2、本发明整体功耗在微瓦级别，相比于常见的电容测量电路，在功耗方面拥有较大的优势，能够用于无源传感节点及芯片等对于功耗及精度要求较高的场合；同时有效消除寄生电容的影响，进一步提高了测量准确性。

3、恒流充电的方式使得量化结果与电容值呈线性关系，降低了后期数据处理的难度。

4、所有结构全部集成在芯片内部，不需要外部元器件，提高了测量电路的集成度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例的整体架构框图。

图2为本发明实施例的电容转换电路中环形振荡器单元的结构原理图。

图3为本发明实施例的电容转换电路输出波形图。

图4为本发明实施例的寄生消除电路状态一的开关示意图。

图5为本发明实施例的寄生消除电路状态二的开关示意图。

图6为本发明实施例的寄生消除电路状态三的开关示意图。

图7为本发明实施例的关键信号时序波形图。

图8为本发明实施例的测量方法的流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例一种微瓦级微电容测量方法及电路的主要工作原理如下：电容转换电路利用电容恒流充电的特性，即CV＝IT，C表示电容，V表示电压，I表示电流，T表示充电周期；在恒定电压与电流的情况下，两个电容充电周期的比值正比于电容的比值。由于电容放电时直接通过开关放电到地，所以放电时间远远小于充电时间，可以忽略不计。待测电容通路的周期信号通过量化电路的分频后，产生使能信号，控制计数器对参考电容通路的周期信号计数。由于充电周期与电容大小成正比，故计数值也与电容大小成正比，通过对比参考电容，得到待测电容的容值。在测量时序的控制下，通过3次测量对待测电容和寄生电容的组合测量，消除寄生电容对电容测量结果的影响。

实施例1，

一种微瓦级微电容测量电路，参考图1，包括电容转换电路、寄生消除电路、逻辑控制电路及量化电路。

电容转换电路，用于分别对待测电容Ctest、参考电容Cref进行不断充放电，产生周期信号，以电容-频率转换作为电容的读出方法，通过环形振荡器将待测电容Ctest与参考电容Cref分别转换成周期信号T1和T2；周期信号T1被2ⁿ倍分频后产生使能信号EN，使能信号EN用于在量化电路内部作为计数器的控制信号，同时作为逻辑控制电路的输入信号，n表示分频位数；电容转换电路由完全匹配的环形振荡器单元对构成，电容转换电路的输入端口分别连接待测电容经过寄生消除电路的输出以及参考电容Cref；

寄生消除电路，用于连接待测电容Ctest和电容转换电路，通过切换开关对待测电容Ctest及寄生电容进行多次不同分组测量，通过差分方式消除寄生电容对测量结果的影响；

逻辑控制电路，用于为寄生消除电路提供所需的四个开关的时序控制信号，控制对应开关在单次分组测量完成后，在测量时序内切换到下一分组测量状态，实现寄生消除电路的测量状态切换；

量化电路，用于将电容转换电路得到的频率信号量化为数字信号输出。在每一组开关状态下，量化电路均进行采样量化，将环形振荡器输出的信号频率量化为数字信号，开关切换时，使能信号暂停环形振荡器，在开关完成切换后，使能信号使能环形振荡器，恢复电容-频率转换。

芯片外部只有待测电容Ctest，待测电容Ctest从外部接入芯片内部，待测电容Ctest以浮空模式接入芯片内的寄生消除电路，寄生消除电路的另一端与电容转换电路的充放电节点相连，参考电容Cref直接集成在芯片内部，参考电容一端接地，参考电容另一端接入电容转换电路；电容转换电路通过环形振荡器将待测电容Ctest与参考电容Cref转换成周期信号T1和T2。两个周期信号作为量化电路的输入，其中T1被2ⁿ倍分频后产生使能信号EN。使能信号EN有两个作用：一是在量化电路内部作为计数器的控制信号，控制计数器的开关；二是作为逻辑控制电路的输入信号(使能信号)。根据使能信号EN的变化，逻辑控制电路在适当的时刻改变输出S1、S2、S3、S4。这四位信号作为控制信号输入到寄生消除电路，在使能信号有效时，逻辑控制电路停止振荡器，并且切换寄生消除电路的开关状态，改变待测电容Ctest接入消除寄生电路的方式，再进行下一组测试。量化电路将每一个开关状态下的计数值记录，直到三种开关状态全部量化完毕，进行组合运算，最终完成电容测量向数字信号的转换，量化电路输出结果(OUT)。

逻辑控制电路为了降低功耗，没有使用单独的时钟电路，而是直接使用待测电容一路的输出信号作为时钟信号。

量化电路包括分频电路、计数器电路及运算电路。分频电路产生使能信号，控制计数器计数，并存储计数结果。运算电路由加法器和移位电路构成，对计数器得到的三组数据进行加减法与移位运算，最终完成电容的量化工作。分频电路将待测电容Ctest一路的信号T1进行2ⁿ倍分频，n表示分频位数。将分频后的信号作为使能信号。通过使能信号的高低变化，控制计数器对参考电容一路的输出信号进行计数，最终得到数字信号。该结构不同于模数转换器等常见的量化电路，其结构简单，功耗低。分频电路、计数器电路、运算电路均采用本领域已知电路，结构简单，功耗低。

参考图2，电容转换电路中的环形振荡器包括两级比较器、反相器，两个环形振荡器单元共用同一电压基准电路、电流基准电路。反相器包括并联的PMOS管和NMOS管，PMOS管源端与电流基准电路连接，NMOS管源端连接到地；第一级比较器的反相输入端连接电压基准电路，第一级比较器的输出端连接第二级比较器的输入端，第二级比较器的输出端通过缓冲电路连接反相器的输入端，反相器的输出端连接环形振荡器单元的充电节点处，环形振荡器单元的充电节点处回接至第一级比较器的同相输入端；环形振荡器单元的充电节点连接参考电容Cref的一端，参考电容Cref的另一端接地，参考电容Cref集成在芯片内部。

两个环形振荡器的输出信号(周期信号T1和T2)作为量化电路的输入；图2中第一个大三角形代表两级比较器，第二级比较器在提供与第一级基本相同增益的情况下，增大输出信号摆幅，方便与后级电路对接。第一级比较器为双端输入、单端输出的比较器，第二级为单端输入、单端输出的比较器。

电容转换电路采用两级比较器提高比较器增益，得到精度满足条件的比较器。比较器之后使用buffer(缓冲电路)提高驱动能力，使充放电节点处反相器INV1的栅极电压能迅速变化。加入buffer后，比较器第二级可以先驱动栅极电容较小的buffer，再由buffer驱动充放电节点的反相器INV1，达到快速切换的效果。由于电容转换电路是将电容转换到时域中，电路的延时是重要参数，buffer能够有效降低电路延时。

环形振荡器单元由一个两级比较器作为判断充放电是否完成的依据。环形振荡器的充电节点处由一个反相器控制，在反相器的PMOS管源端使用基准电流I_ref限流，确保电容被恒定电流充电，使参考电容Cref在充电时电压以固定斜率上升，即充电时间与电容呈正比；反相器的NMOS管源端连接到地。参考电容Cref的上极板回接到比较器的同相输入端，因充电节点处反相器的存在，整个电路构成负反馈。充电过程中比较器的同相输入端电压高于反相端的基准电压时，比较器翻转，充电状态结束，进入放电状态。基准电压作为比较器的参考电压，确保电容充电到一定电压值后比较器翻转，使得电容开始放电。不限制放电电流，电容直接通过开关放电到地，放电时间远小于充电时间，当电容C快速放电后，比较器的同相输入端电压小于反相端电压时，比较器再次翻转，进入充电状态，如此循环，电路不断对电容进行充放电，产生周期信号，构成完全匹配的环形振荡器单元对。

参考图3，在理想情况下，由于环形振荡器输出的放电时间远远小于充电时间，故输出波形在刚达到基准电压Vref时电压快速下降，波形近似于锯齿波。

实施例2，

待测电容Ctest从芯片外部以浮空模式接入另一个环形振荡器单元的充电节点。

待测电容Ctest的接入方式如图4-6所示。待测电容两端不直接与芯片地相连，通过寄生消除电路的开关间接与地相连。外部电容与芯片连接处必定存在寄生电容，并且该寄生电容大小可能会随外界因素变化。本发明实施例2提出一种消除外部寄生电容的电路结构，参考图4。在外部待测电容接入芯片时，待测电容的上极板与开关S1相连，待测电容的下极板与开关S2相连，开关S1和开关S2都直接与指环形振荡器的充放电节点相连。在开关S1与上极板的节点处，通过开关S4与地相连。同样在开关S2与下极板的节点处，通过开关S3与地相连接。图4中Cpex1、Cpex2为待测电容极板与芯片的连线上对地的寄生电容。在开关S1与S3断开，开关S2与S4闭合的情况下，待测电容的上极板接地，寄生电容Cpex1两端均接地；该开关状态下电路为Ctest与Cpex2充电，计数器得到结果N1。下一个状态参考图5，开关S1与S3闭合，开关S2与S4断开；该状态下寄生电容Cpex2两端接地，电路为Ctest与Cpex1充电，计数器得到结果N2。第三个状态参考图6，开关S1与S2闭合，开关S3与S4断开；该状态下待测电容上下极板短接，电路直接为上下两极板的寄生电容Cpex1、Cpex2充电，计数器得到结果N3。那么，将N1+N2-N3即可消除寄生电容的影响，得到的计数值与两倍的待测电容值直接相关。再将结果右移一位，即可得到待测电容对应的计数值。其中计数值N的表达式可表示为式(1)：

式(1)中T1、T2分别代表两个电容对应的充放电周期(即电容转换电路输出的周期信号T1和T2)；C₁在图4所示开关组合下，表示C_test+C_pex1；C₁在图5所示开关组合下，表示C_test+C_pex2；C₁在图6所示开关组合下，表示C_pex1+C_pex2。因使能信号EN在高电平有效，低电平无效，故2^n-1表示分频器对T1进行2ⁿ分频。寄生消除电路主要包括了NMOS管与传输门。在只与地相连处直接使用NMOS管，在与充放电节点相连处使用传输门，确保开关不会带来电压损失。

电压基准源作为环形振荡器的外部输入，通过电流基准源为电容充电，使得待测电容Ctest或参考电容Cref可以在零到基准电压之间周期性地充放电；充电电压与电流不变的情况下，电容与充电周期呈线性关系。分别连接待测电容Ctest和参考电容Cref的两个环形振荡器的参数一致，参数包括两个环形振荡器中所有MOS管的宽长比、两级运放的偏置电流、输入参考电压；绘制版图时，需要使用共质心法摆放器件，使两个环形振荡器的失调电压尽可能一致且小。尤其是第一级比较器的两个差分输入管，因两级比较器的失调电压主要在第一级。当两个环形振荡器的参数一致时，式(1)中基准电压V_ref与基准电流I_ref均相等；基准电压偏差ΔV是工艺偏差或电压波动带来的影响，从式(1)中可以看出，分子分母同时发生相同的变化，结果不变。若基准电流也有偏差ΔI，依然对结果无影响。失调电压ΔV的影响与基准电压的ΔV相似，都是在Vref后+ΔV，若失调电压也存在ΔV，只要两个比较器的失调电压相等，那么依然对结构无影响。因此，本发明实施例通过两个参数一致的低功耗比较器抑制电源电压波动及工艺偏差等共模因素对电容-频率转换与测量带来的影响。

参考图7，为电路中关键信号的波形图。T1经过分频后作为使能信号EN，在其正半周期里，计数器以T2作为时钟信号进行计数。在系统的角度上，可以看出计数值会存在±1的误差。四个开关信号S1、S2、S3、S4在使能信号EN为高电平时，均保持不变。当使能信号EN下降沿到来时，四个开关信号切换状态，并继续保持至下一个使能信号EN的下降沿到来。

实施例3，

一种微瓦级微电容测量方法，参考图8，具体按照以下步骤进行：

S1：开始测量时，初始化开关组合n₀＝1；

S2：通过分频器对与待测电容对应的周期信号T1进行分频，得到使能信号EN；

S3：判断使能信号EN的下降沿是否到来；若否，则保持现状；若是，则关闭环形振荡器，更新开关组合；如图4-6所示，共3种开关组合方式，第一种开关组合n₁＝n₀+1，第二种开关组合n₂＝n₁+1，第三种开关组合n₃＝n₂+1；

S4：判断当前的开关组合是否大于等于4；若否，则切换开关至对应的开关组合，并打开环形振荡器，返回步骤S2；若是，则按公式0.5×(N1+N2-N3)计算后输出结果，完成测量。

本发明实施例利用电容-频率转换作为电容的读出方法，将待测电容大小与充电周期大小建立联系，电容转换电路中的环形振荡器单元由一个两级比较器作为判断充放电是否完成的依据，无需先判断电容变大还是变小，适用性强，结构更加简洁。部分现有技术中比较器处理电压，必然会面临比较器失调电压等问题，需要对比较器的失调电压等影响做进一步处理；而本发明实施例利用两个参数一致的环形振荡器能够很好的减小这类共模干扰。

本发明实施例处理寄生电容时的思路为差分相消。通过三组测量分别得到待测电容与上极板寄生、待测电容与下极板寄生、上下极板寄生的技术结果，最后通过加减法得到没有寄生干扰的结果。待测电容以floating(浮空)模式接入芯片，通过4个开关的不同组合，来改变待测电容与寄生电容接入电路的方式。测量方法更加高效简洁，且功耗低，适用于本申请提出的无源传感网络等环境。

本发明实施例未使用MCU等功耗较高的运算单元，而使用全定制运算电路，且运算过程不复杂，极大地降低了电路功耗；同时，未使用复杂的消除寄生电容方式，而采用高效简洁且新颖的方式，仅使用四个开关的三种组合，有效降低了电路功耗；此外，低功耗的比较器，偏置电流约为500nA，进一步降低电路的功耗；经过tsmc 0.18μm工艺库仿真得到本发明实施例电路在1V工作电压下，整体功耗约为1.5μW。

本发明实施例中微电容最小为亚皮法级别，即0.1pF＝10^-13F。待测电容连线上的寄生电容有时可达1pF，甚至更大，本发明提出的寄生消除方法可以有效改善测量环境，提高测量准确性。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims

1.一种微瓦级微电容测量电路，其特征在于，包括电容转换电路、寄生消除电路、逻辑控制电路及量化电路；

所述量化电路，用于将电容转换电路得到的频率信号量化为数字信号，输出；

所述电容转换电路包括两个完全匹配的环形振荡器单元，两个环形振荡器单元共用电压基准电路、电流基准电路，每个环形振荡器单元包括一个两级比较器、反相器，反相器包括并联的PMOS管和NMOS管，PMOS管源端与电流基准电路连接，NMOS管源端连接到地；第一级比较器的反相输入端连接电压基准电路，第一级比较器的输出端连接第二级比较器的输入端，第二级比较器的输出端通过缓冲电路连接反相器的输入端，反相器的输出端连接环形振荡器单元的充电节点处，环形振荡器单元的充电节点处回接至第一级比较器的同相输入端；环形振荡器单元的充电节点连接参考电容Cref的一端，参考电容Cref的另一端接地，参考电容Cref集成在芯片内部；待测电容Ctest从芯片外部以浮空模式接入另一个环形振荡器单元的充电节点。

2.根据权利要求1所述的一种微瓦级微电容测量电路，其特征在于，所述寄生消除电路包括连接待测电容Ctest的环形振荡器单元，待测电容Ctest的上极板与开关S1相连，待测电容Ctest的下极板与开关S2相连，开关S1和开关S2都直接与环形振荡器单元的充放电节点相连；在开关S1与待测电容Ctest上极板的节点处，通过开关S4与地相连，在开关S2与待测电容Ctest下极板的节点处，通过开关S3与地相连接；待测电容Ctest的上下极板与芯片的连线上对地存在寄生电容Cpex1、Cpex2。

3.根据权利要求2所述的一种微瓦级微电容测量电路，其特征在于，所述逻辑控制电路根据使能信号EN的变化，在适当的时刻改变寄生消除电路中开关S1、S2、S3、S4的控制信号；在使能信号有效时，逻辑控制电路停止振荡器，并且切换寄生消除电路的开关状态，改变待测电容Ctest接入消除寄生电路的方式，再进行下一组测试。

4.根据权利要求1所述的一种微瓦级微电容测量电路，其特征在于，所述量化电路包括分频电路、计数器电路及运算电路。

5.根据权利要求4所述的一种微瓦级微电容测量电路，其特征在于，所述分频电路，用于将周期信号T1被2ⁿ倍分频后产生使能信号EN。

6.根据权利要求4所述的一种微瓦级微电容测量电路，其特征在于，所述计数器电路包括控制计数器，用于根据使能信号的高低变化对参考电容Cref一路的输出信号进行计数，得到数字信号，存储计数结果。

7.根据权利要求4所述的一种微瓦级微电容测量电路，其特征在于，所述运算电路由加法器和移位电路构成，用于对计数器得到的三组数据进行数值运算与移位运算，输出结果。

8.一种微瓦级微电容测量方法，其特征在于，采用如权利要求1-7任一项所述一种微瓦级微电容测量电路，具体按照以下步骤进行：

S1：开始测量时，初始化开关组合n₀＝1；

9.根据权利要求8所述的一种微瓦级微电容测量方法，其特征在于，所述步骤S3中，第一种开关组合为：开关S1与S3断开，开关S2与S4闭合，待测电容的上极板接地，寄生电容Cpex1两端均接地；电路为Ctest与Cpex2充电，计数器得到结果N1；第二种开关组合为：开关S1与开关S3闭合，开关S2与开关S4断开，寄生电容Cpex2两端接地，电路为Ctest与Cpex1充电，计数器得到结果N2；第三种开关组合为：开关S1与开关S2闭合，开关S3与开关S4断开，待测电容上下极板短接，电路直接为上下两极板的寄生电容Cpex1、Cpex2充电，计数器得到结果N3；所述步骤S4中公式为：0.5×(N1+N2-N3)。