CN114915192A - 高频谐振变换器中整流管的驱动电路 - Google Patents

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Abstract

公开了一种用于整流管的驱动电路。其中整流管具有漏端、源端和栅端，整流管的漏端和源端之间的电压为漏源检测电压。驱动电路包括导通控制电路，调节电路和关断控制电路。导通控制电路接收漏源检测电压和导通阈值电压并根据漏源检测电压和导通阈值电压控制整流管的导通，当漏源检测电压小于导通阈值电压时，整流管导通。调节电路接收漏源检测电压和正向阈值电压并根据漏源检测电压和正向阈值电压控制整流管的栅源电压，当漏源检测电压大于正向阈值电压时，整流管的栅源电压以阶梯形式减小。关断控制电路，接收漏源检测电压和关断阈值电压并根据漏源检测电压和关断阈值电压控制整流管的关断，当漏源检测电压大于关断阈值电压时，整流管关断。

Description

高频谐振变换器中整流管的驱动电路
技术领域
本发明涉及电子电路，更具体地，涉及谐振变换器中整流管的驱动电路。
背景技术
在现有谐振变换器中，通常采用MOSFET作为整流管，并对MOSFET的漏源电压进行采样以控制MOSFET的导通和关断，从而保证谐振变换器的高效工作。
通常情况下，在MOSFET导通后，若MOSFET的漏源电压增加到正向阈值电压时，会降低MOSFET的栅源电压，使得MOSFET的导通电阻增大，此时即使流过MOSFET的电流比较小，MOSFET的源漏电压也可以保持不变，当流过MOSFET的电流进一步减小使得源漏电压反向增加到关断阈值电压时，MOSFET关断。随着谐振变换器工作频率的增加，在开关管的漏源电压增加到正向阈值电压时，如何快速降低MOSFET的栅源电压，同时不会导致MOSFET漏源电压有过大的扰动，从而出现误关断的情况，现有的采用误差放大器降低MOSFET的栅源电压，由于误差放大器的反应时间比较慢，无法实现快速降低MOSFET的栅源电压。
因此，需要一种整流管的驱动电路，该驱动电路在快速的降低整流管的栅源电压的同时，整流管的漏源电压扰动较小。
发明内容
本发明一实施例提出了一种整流管的驱动电路，所述整流管具有漏端、源端和栅端，所述整流管的漏端和源端之间的电压为漏源检测电压，所述驱动电路包括：导通控制电路，接收漏源检测电压和导通阈值电压并根据漏源检测电压和导通阈值电压控制整流管的导通，其中当漏源检测电压小于导通阈值电压时，整流管导通；调节电路，接收漏源检测电压和正向阈值电压并根据漏源检测电压和正向阈值电压控制整流管的栅源电压，其中当漏源检测电压大于正向阈值电压时，整流管的栅源电压以阶梯形式减小；以及关断控制电路，接收漏源检测电压和关断阈值电压并根据漏源检测电压和关断阈值电压控制整流管的关断，其中当漏源检测电压大于关断阈值电压时，整流管关断。
本发明一实施例提出了一种整流管的驱动电路，所述整流管具有漏端、源端和栅端，所述驱动电路包括：检测电路，检测整流管漏端和源端的电压并生成漏源检测电压；导通控制电路，接收漏源检测电压和导通阈值电压并根据漏源检测电压和导通阈值电压控制整流管的导通，其中当漏源检测电压小于导通阈值电压时，整流管导通；调节电路，接收漏源检测电压和正向阈值电压并根据漏源检测电压和正向阈值电压控制整流管的栅源电压，其中当漏源检测电压大于正向阈值电压时，整流管的栅源电压以阶梯形式减小；以及关断控制电路，接收漏源检测电压和关断阈值电压并根据漏源检测电压和关断阈值电压控制整流管的关断，其中当漏源检测电压大于关断阈值电压时，整流管关断。
根据本发明提供的整流管的驱动电路，当整流管的漏源电压增加到正向阈值电压时，可以快速的降低整流管的栅源电压，且不会导致整流管漏源电压的剧烈抖动。
附图说明
为了更好的理解本发明，将根据以下附图对本发明的实施例进行描述，这些附图仅用于示例。附图通常仅示出实施例中的部分特征，并且附图不一定是按比例绘制的。
图1给出了根据本发明一实施例的谐振变换器100的电路结构图。
图2给出了根据本发明一实施例的用于驱动整流管SR的驱动电路200的电路结构图。
图3给出了根据本发明一实施例的调节电路21的电路结构示意图。
图4给了根据本发明一实施例的图3所示调节电路21的工作波形图。
图5给出了根据本发明一实施例的图3所示调节电路的具体电路结构示意图。
图6给出了根据本发明一实施例的驱动电路的用于驱动整流管SR的电路结构示意图。
图7给出了根据本发明一实施例的高频调节电路的具体电路结构示意。
不同示意图中的相同的附图标记表示相同或者相似的部分或特征。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是，不必采用这些特定细节来实行本发明。在其它实施例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
在本公开的说明书及权利要求书中，若采用了诸如“左、右、内、外、上、下、之上、之下”等一类词，均只是为了便于描述，而不表示组件/结构的必然或者永久的相对位置。本领域的技术人员应该理解这类词在合适的情况下是可以互换的，例如，以使的本公开的实施例可以在不同于本说明书描绘的方向下仍可以运作。在本公开的上下文中，将一层/元件称作位于另一层/元件“上”时，该层/元件可以直接位于该另一层/元件上，或者他们之间可以存在居中层/元件。此外“耦接”一词意味着以直接或者间接的电气的或者非电气的方式连接。“一个/这个/那个”并不用于特指单数，而可能涵盖复数形式。整个说明书的各个地方出现的短语“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”、“示例”不一定都指同一个实施例或者示例。本领域普通技术人员应该理解，在本公开说明书的一个或者多个实施例中公开的各个具用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
图1给出了根据本发明一实施例的谐振变换器100的电路结构图。如图1所示，谐振变换器100包括初级电路11、变压器T、整流管SR以及驱动电路。具体地，初级电路11接收输入信号VIN，并将输入信号VIN转换为交流信号。变压器T包括初级绕组TP和次级绕组TS，其中，初级绕组TP电耦接至初级电路11以接收交流信号。整流管SR电耦接在次级绕组TS和负载COUT之间。在图1所示实施例中，整流管SR具有漏端D、源端S和栅端G，其中，漏端D耦接至次级绕组TS的一端，源端S耦接至负载电容COUT的一端以及参考地。本领域技术人员应当理解，在另一实施例中，整流管SR的源端S可以耦接至次级绕组TS的一端，漏端D耦接至负载电容COUT的一端，次级绕组TS的另一端和负载电容COUT的另一端耦接至参考地。
驱动电路电耦接至整流管SR的栅端G并提供驱动信号VG以控制整流管SR的导通、关断和/或导通电阻的大小。如图1所示，谐振变换器100具有次级电流ISEC，次级电流ISEC流过整流管SR，并在整流管SR的漏端D和源端S之间产生漏源检测电压VDSS。在一个实施例中，谐振变换器100可以是LLC谐振开关电源。在另一实施例中，整流管SR为N型半导体场效应晶体管(NMOSFET)。
图2给出了根据本发明一实施例的用于驱动整流管SR的驱动电路200的电路结构图。如图2所示，整流管SR具有源端S，漏端D和栅端G，整流管SR的栅端G接收驱动信号VG。在图2所示实施例中，检测整流管SR的漏端D和源端S之间的电压得到漏源检测电压VDSS。驱动电路200包括导控制电路ON，调节电路21，以及关断控制电路OFF。其中导通控制电路ON具有第一输入端接收漏源检测电压VDSS，第二输入端接收导通阈值电压VON，以及输出端输出导通信号SON以控制整流管SR的导通，其中当漏源检测电压VDSS小于导通阈值电压VON时，整流管SR导通。关断控制电路OFF具有第一端接收漏源检测电压VDSS，第二输入端接收关断阈值电压VOFF，以及输出端输出关断信号SOFF以控制整流管SR的关断，其中，当漏源检测电压VDSS大于关断阈值电压VOFF时，整流管SR关断。调节电路21具有第一输入端接收漏源检测电压VDSS，第二输入端接收正向阈值电压VFR，以及输出端耦接到整流管SR的栅端G以控制整流管SR的栅源电压VGS。其中当漏源检测电压VDSS大于正向阈值电压VFR时，整流管SR的栅源电压VGS以阶梯形式减小，整流管SR的栅源电压VGS减小，直到整流管SR的漏源检测电压VDSS大于关断阈值电压VOFF，整流管SR的栅源电压VGS快速减小到零将整流管SR关断。在图2的实施例中，整流管SR的栅源电压VGS以阶梯形式减小包括，在第一下拉时间内，从整流管SR的栅端下拉第一电流I1，整流管SR的栅源电压VGS减小，在第一等待时间内，从整流管SR的栅端下拉的电流为零，整流管SR的栅源电压VGS保持不变。在第二下拉时间内，整流管SR的栅源电压VGS继续减小，从整流管SR的栅端下拉第二电流I2，在第二等待时间内，从整流管SR的栅端下拉的电流为零，整流管SR的栅源电压VGS保持不变。在第三下拉时间内，整流管SR的栅源电压VGS继续减小，从整流管SR的栅端下拉第三电流I3，在第二等待时间内，从整流管SR的栅端下拉的电流为零，整流管SR的栅源电压VGS保持不变。在一实施例中，其中第一电流I1大于第二电流I2，第二电流I2大于第三电流I3。在一实施例中，其中第一电流I1，第二电流I2以及第三电流I3和整流管SR的栅源电压VGS相关。在一实施例中，其中第一电流I1，第二电流I2以及第三电流I3随着整流管SR的栅源电压VGS减小而减小。
图3给出了根据本发明一实施例的调节电路21的电路结构示意图。在图3所示的实施例中，调节电路21包括下拉开关SC，比较器CMP，第一电流源用于提供第一开关电流IS1，第二电流源用于提供第二开关电流IS2以及第三电流源用于提供第三开关电流IS3。其中，第一开关电流IS1大于第二开关电流IS2，第二开关电流IS2大于第三开关电流IS3。在一实施例中，第一开关电流IS1，第二开关电流IS2以及第三开关电流IS3和整流管SR的栅源电压VGS成正向关系，即当整流管SR的栅源电压VGS增加时，第一开关电流IS1，第二开关电流IS2以及第三开关电流IS3均增加。在一实施例中，第一开关电流IS1，第二开关电流IS2，第三开关电流IS3和整流管SR的栅源电压VGS成比例关系。比较器CMP具有第一端接收漏源检测电压VDSS，第二端接收正向阈值电压VFR，以及输出端输出下拉信号SFR，其中当漏源检测电压VDSS大于正向阈值电压VFR时，下拉信号SFR从第一状态跳变到第二状态。下拉开关SC具有第一端和第二端，其中第一端耦接于整流管SR的栅端G。调节电路21还包括第一开关S1，第二开关S2，第三开关S3以及计数器，其中计数器接收下拉信号SFR，并根据下拉信号SFR生成第一控制信号C1，第二控制信号C2，第三控制信号C3以分别控制第一开关S1，第二开关S2以及第三开关S3的导通和关断。
在图3的实施例中，当下拉信号SFR第一次从第一状态跳变到第二状态时，第一开关S1，第二开关S2和第三开关S3均导通，从整流管SR的栅端下拉第一电流I1，第一电流I1等于第一开关电流IS1，第二开关电流IS2和第三开关电流IS3的和。当下拉信号SFR第二次从第一状态跳变到第二状态时，第一开关S1关断，第二开关S2和第三开关S3导通，从整流管SR的栅端下拉第一电流I2，第一电流I2等于第二开关电流IS2和第三开关电流IS3的和。当下拉信号SFR第三次从第一状态跳变到第二状态时，第一开关S1和第二开关S2关断，第三开关S3导通，从整流管SR的栅端下拉第一电流13，第一电流I3等于第三开关电流IS3。
图4给了根据本发明一实施例的图3所示调节电路21的工作波形图。在图4中，当漏源检测电压VDSS大于正向阈值电压VFR时，栅源电源VGS开始以阶梯形式减小，即在TSTEP这一时间段，栅源电源VGS以阶梯形式减小。具体的，当漏源检测电压VDSS小于正向阈值电压VFR时，下拉信号SFR处于第一状态，当漏源检测电压VDSS大于正向阈值电压VFR时，下拉信号SFR处于第二状态。在图4中，当下拉信号SFT第一次增大到正向阈值电压VFR时，下拉信号SFR从第一状态跳变到第二状态，第一开关S1，第二开关S2，第三开关S3都导通，从整流管SR的栅端G下拉第一电流I1，第一电流I1等于第一开关电流IS1，第二开关电流IS2，第三开关电流IS3的和。即如图4所示，在第一下拉时间T1内，整流管SR的栅源电压VGS线性减小。当漏源检测电压VDSS小于正向阈值电压VFR时，下拉信号SFR从第二状态跳变到第一状态，此时从整流管SR的栅端G下拉的电流为零。即如图4所示，在第一等待时间P1内，整流管SR的栅源电压VGS保持不变。当下拉信号SFR第二次从第一状态跳变到第二状态，第一开关S1关断，第二开关S2和第三开关S3导通，从整流管SR的栅端下拉第二电流I2，第二电流I2等于第二开关电流IS2和第三开关电流IS3的和。即如图4所示，在第二下拉时间T2内，整流管SR的栅源电压VGS线性减小。当漏源检测电压VDSS小于正向阈值电压VFR时，下拉信号SFR从第二状态跳变到第一状态，此时从整流管SR的栅端下拉的电流为零。即如图4所示，在第二等待时间P2内，整流管SR的栅源电压VGS保持不变。当下拉信号SFR第三次从第一状态跳变到第二状态，第一开关S1和第二开关S2关断，第三开关S3导通，从整流管SR的栅端下拉第三电流I3，第三电流I3等于第三开关电流IS3。即如图4所示，在第三下拉时间T3内，整流管SR的栅源电压VGS线性减小。当漏源检测电压VDSS小于正向阈值电压VFR时，下拉信号SFR从第二状态跳变到第一状态，此时从整流管SR的栅端下拉的电流为零。即如图4所示，在第三等待时间P3内，整流管SR的栅源电压VGS保持不变。在时刻t1，漏源检测电压VDSS大于关断阈值电压VOFF时，整流管SR的栅源电压VGS快速减小到零将整流管SR关断。
图5给出了根据本发明一实施例的图3所示调节电路的具体电路结构示意图。在图5所示的实施例中，第一电流源包括串联耦接于第一开关S1和参考地之间的第一晶体管M1和第一电阻R1，第二电流源包括串联耦接于第二开关S2和参考地之间的第二晶体管M2和第二电阻R2，第三电流源包括串联耦接于第三开关S3和参考地之间的第三晶体管M3和第三电阻R3。在图5所示的实施例中，第一晶体管M1的栅端接收第一电压V1，第二晶体管M2的栅端接收第二电压V2，第三晶体管M3的栅端接收第三电压V3。在一实施例中，所述第一电压V1大于第二电压V2，第二电压V2大于第三电压V3。在另一实施例中，第一电压V1，第二电压V2，第三电压V3和整流管SR的栅源电压VGS成正向关系，第一电阻R1，第二电阻R2，第三电阻R3的阻值相等。在又一实施例中，第一电压V1，第二电压V2，第三电压V3均相等且和整流管SR的栅源电压VGS相等，即V1＝V2＝V3＝VGS，第一电阻R1的阻值小于第二电阻的阻值，第二电阻R2的阻值小于第三电阻R3的阻值。在一实施例中，第一电压V1，第二电压V2，第三电压V3均相等，且均小于整流管SR的栅源电压VGS，即V1＝V2＝V3＜VGS。应当明白的是，第一电流源，第二电流源以及第三电流源可以采用任何电路形式，只需要可以提供第一开关电流IS1，第二开关电流IS2，第三开关电流IS3即可。
图6给出了根据本发明一实施例的驱动电路的电路结构示意图。和图3所示的驱动电路相比，图6所示的驱动电路还包括高频调节电路61，高频调节电路61包括振荡器用于提供时钟信号OT，高频计数器，第一高频开关Sa，第二高频开关Sb以及第三高频开关Sc。高频调节电路还包括第一高频电流源，第二高频电流源以及第三高频电流源。其中第一高频开关Sa具有第一端和第二端，其中第一端耦接于参考地。第二高频开关Sb具有第一端和第二端，其中第一端耦接于参考地。第三高频开关Sc具有第一端和第二端，其中第一端耦接于参考地。第一高频电流源耦接于整流管SR的栅端和第一高频开关之间，用于提供第一高频电流Ia。第二高频电流源耦接于整流管SR的栅端和第二高频开关Sb之间，用于提供第二高频电流Ib。第三高频电流源耦接于整流管SR的栅端和第三高频开关Sc之间，用于提供第三高频电流Ic。高频计数器，接收时钟信号OT，并根据时钟信号OT生成第一高频控制信号H1，第二高频控制信号H2以及第三高频控制信号H3分别控制第一高频开关Sa，第二高频开关Sa，以及第三高频开关Sc的导通和关断。
继续图6的说明，在图6的实施例中，当第一开关S1，第二开关S2和第三开关S3都导通时对时钟信号OT计数，即在第一下拉时间T1内对时钟信号OT计数，当时钟信号OT的第一个周期来临时，第一高频开关Sa导通，第二高频开关Sb和第三高频开关Sc关断，当时钟信号OT的第二个周期来临时，第一高频开关Sa和第二高频开关Sb导通，第三高频开关Sc关断，当时钟信号OT的第三个周期来临时，第一高频开关Sa，第二高频开关Sb和第三高频开关Sc均导通。同理，当第一开关S1关断，第二开关S2和第三开关S3导通时对时钟信号OT计数，即在第二下拉时间T2内对时钟信号OT计数，当时钟信号OT的第一个周期来临时，第一高频开关Sa导通，第二高频开关Sb和第三高频开关Sc关断，当时钟信号OT的第二个周期来临时，第一高频开关Sa和第二高频开关Sb导通，第三高频开关Sc关断，当时钟信号OT的第三个周期来临时，第一高频开关Sa，第二高频开关Sb和第三高频开关Sc均导通。同理，当第一开关S1和第二开关S2关断，第三开关S3导通时对时钟信号OT计数，即在第三下拉时间T3内对时钟信号OT计数，当时钟信号OT的第一个周期来临时，第一高频开关Sa导通，第二高频开关Sb和第三高频开关Sc关断，当时钟信号OT的第二个周期来临时，第一高频开关Sa和第二高频开关Sb导通，第三高频开关Sc关断，当时钟信号OT的第三个周期来临时，第一高频开关Sa，第二高频开关Sb和第三高频开关Sc均导通。在一实施例中，第一高频电流Ia，第二高频电流Ia以及第三高频电流Ia均相等。在一实施例中，时钟信号OT的周期小于第一开关S1，第二开关S2，以及第三开关S3都导通的时间。在另一实施例中，时钟信号OT的周期小于第一下拉时间T1。在又一实施例中，时钟信号OT的周期小于第一下拉时间T1，小于第二下拉时间T2，小于第三下拉时间T3。在一实施例中，时钟信号OT的周期小于40ns。
图7给出了根据本发明一实施例的高频调节电路的具体电路结构示意。在图7中，第一高频开关Sa包括第一高频晶体管Ma，第一高频晶体管Ma的栅端接收第一高频控制信号H1，源端耦接于参考地。第一高频电流源Ia包括耦接于整流管SR栅端和第一高频晶体管Ma漏端之间的第一高频电阻R1。第二高频开关Sb包括第二高频晶体管Mb，第二高频晶体管Mb的栅端接收第二高频控制信号H2，源端耦接于参考地。第二高频电流源Ib包括耦接于整流管SR栅端和第二高频晶体管Mb漏端之间的第二高频电阻R2。第三高频开关Sc包括第三高频晶体管Mc，第三高频晶体管Mc的栅端接收第三高频控制信号H3，源端耦接于参考地。第三高频电流源Ic包括耦接于整流管SR栅端和第三高频晶体管Mc漏端之间的第三高频电阻Rc。应当明白的是，高频调节电路的具体电路结构不局限于图7所示，任何可以实现高频调节电路功能的电路都涵盖于本发明。
采用本发明的驱动电路，当整流管的漏源电压增加到正向阈值电压时，可以快速的降低整流管的栅源电压，且不会导致整流管漏源电压的剧烈抖动。
上述的一些特定实施例仅仅以示例性的方式对本发明实施例的高压期间及其制造方法进行了说明。这些实施例不是完全详尽的，并不用于限定本发明的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其它可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本发明所公开的实施例的其它变化和修改并不超出本发明的精神和权利要求限定的保护范围。

Claims (20)

1.一种整流管的驱动电路，所述整流管具有漏端、源端和栅端，所述整流管的漏端和源端之间的电压为漏源检测电压，整流管的栅端和源端之间的电压为整流管的栅源电压，所述驱动电路包括：
导通控制电路，接收漏源检测电压和导通阈值电压并根据漏源检测电压和导通阈值电压控制整流管的导通，其中当漏源检测电压小于导通阈值电压时，整流管导通；
调节电路，接收漏源检测电压和正向阈值电压并根据漏源检测电压和正向阈值电压控制整流管的栅源电压，其中当漏源检测电压大于正向阈值电压时，整流管的栅源电压以阶梯形式减小；以及
关断控制电路，接收漏源检测电压和关断阈值电压并根据漏源检测电压和关断阈值电压控制整流管的关断，其中当漏源检测电压大于关断阈值电压时，整流管关断。
2.如权利要求1所述的整流管的驱动电路，其中整流管的栅源电压以阶梯形式减小包括：在第一下拉时间内，整流管的栅源电压减小，在第一等待时间内，整流管的栅源电压保持不变，在第二下拉时间内，整流管的栅源电压继续减小，在第二等待时间内，整流管的栅源电压保持不变。
3.如权利要求2所述的整流管的驱动电路，其中在第一下拉时间内，从整流管的栅端下拉第一电流，在第二下拉时间内，从整流管的栅端下拉第二电流，在第一等待时间和第二等待时间内，从整流管的栅端下拉的电流为零。
4.如权利要求3所述的整流管的驱动电路，其中第一电流大于第二电流。
5.如权利要求2所述的整流管的驱动电路，其中整流管的栅源电压以阶梯形式减小还包括：在第三下拉时间内，整流管的栅源电压减小，在第三等待时间内，整流管的栅源电压保持不变。
6.如权利要求5所述的整流管的驱动电路，其中在第一下拉时间内，从整流管的栅端下拉第一电流，在第二下拉时间内，从整流管的栅端下拉第二电流，在第三下拉时间内，从整流管的栅端下拉第三电流，在第一等待时间，第二等待时间以及第三等待时间内，从整流管的栅端下拉的电流为零。
7.如权利要求6所述的整流管的驱动电路，其中第一电流大于第二电流，第二电流大于第三电流。
8.如权利要求1所述的整流管的驱动电路，其中调节电路包括：
下拉开关，具有第一端和第二端，其中第一端耦接于整流管的栅端；
比较器，具有第一端接收漏源检测电压，第二端接收正向阈值电压，以及输出端生成下拉信号以控制下拉开关的导通和关断，当漏源检测电压大于正向阈值电压时，下拉开关导通；
第一电流源，用于提供第一开关电流；
第二电流源，用于提供第二开关电流；
第三电流源，用于提供第三开关电流；
第一开关，耦接于下拉开关的第二端和第一电流源之间；
第二开关，耦接于下拉开关的第二端和第二电流源之间；
第三开关，耦接于下拉开关的第二端和第三电流源之间；以及
计数器，接收下拉信号并根据下拉信号控制第一开关，第二开关，以及第三开关的导通和关断。
9.如权利要求8所述的整流管的驱动电路，其中当漏源检测电压大于正向阈值电压时，下拉信号从第一状态跳变到第二状态，其中当下拉信号第一次从第一状态跳变到第二状态时，第一开关，第二开关和第三开关均导通，当下拉信号第二次从第一状态跳变到第二状态时，第一开关关断，第二开关和第三开关均导通，当下拉信号第三次从第一状态跳变到第二状态时，第一开关和第二开关关断，第三开关导通。
10.如权利要求8所述的整流管的驱动电路，其中，第一开关电流，第二开关电流和第三开关电流和整流管的栅源电压成正向关系。
11.如权利要求8所述的整流管的驱动电路，其中，第一开关电流大于第二开关电流，第二开关电流大于第三开关电流。
12.如权利要求8所述的整流管的驱动电路，其中第一电流源包括串联耦接于第一开关和参考地之间的第一晶体管和第一电阻，第二电流源包括串联耦接于第二开关和参考地之间的第二晶体管和第二电阻，第三电流源包括串联耦接于第三开关和参考地之间的第三晶体管和第三电阻。
13.如权利要求8所述的整流管的驱动电路，还包括高频调节电路，所述高频调节电路包括：
振荡器，用于提供时钟信号；
第一高频开关，具有第一端和第二端，其中第一端耦接于参考地；
第二高频开关，具有第一端和第二端，其中第一端耦接于参考地；
第三高频开关，具有第一端和第二端，其中第一端耦接于参考地；
第一高频电流源，耦接于整流管的栅端和第一高频开关之间，用于提供第一高频电流；
第二高频电流源，耦接于整流管的栅端和第二高频开关之间，用于提供第二高频电流；
第三高频电流源，耦接于整流管的栅端和第三高频开关之间，用于提供第三高频电流；以及
高频计数器，接收时钟信号，并根据时钟信号控制第一高频开关，第二高频开关，以及第三高频开关的导通和关断。
14.如权利要求13所述的整流管的驱动电路，其中当第一开关，第二开关和第三开关都导通时对时钟信号计数，当时钟信号的第一个周期来临时，第一高频开关导通，第二高频开关和第三高频开关关断，当时钟信号的第二个周期来临时，第一高频开关和第二高频开关导通，第三高频开关关断，当时钟信号的第三个周期来临时，第一高频开关，第二高频开关和第三高频开关均导通。
15.如权利要求13所述的整流管的驱动电路，时钟信号的周期小于第一开关，第二开关和第三开关都导通的时间。
16.如权利要求13所述的整流管的驱动电路，其中第一高频电流，第二高频电流以及第三高频电流均相等。
17.一种谐振变换器，包括：
初级电路，接收输入信号，并产生交流信号；
变压器，包括初级绕组和次级绕组，该初级绕组电耦接至初级电路以接收交流信号；
整流管，耦接在所述次级绕组和负载之间；以及
如权利要求1至16中任一项所述的整流管的驱动电路，用于控制整流管。
18.一种整流管的驱动电路，所述整流管具有漏端、源端和栅端，所述驱动电路包括：
检测电路，检测整流管漏端和源端的电压并生成漏源检测电压；
导通控制电路，接收漏源检测电压和导通阈值电压并根据漏源检测电压和导通阈值电压控制整流管的导通，其中当漏源检测电压小于导通阈值电压时，整流管导通；
调节电路，接收漏源检测电压和正向阈值电压并根据漏源检测电压和正向阈值电压控制整流管的栅源电压，其中当漏源检测电压大于正向阈值电压时，整流管的栅源电压以阶梯形式减小；以及
关断控制电路，接收漏源检测电压和关断阈值电压并根据漏源检测电压和关断阈值电压控制整流管的关断，其中当漏源检测电压大于关断阈值电压时，整流管关断。
19.如权利要求18所述的整流管的驱动电路，其中整流管的栅源电压以阶梯形式减小包括：在第一下拉时间内，整流管的栅源电压减小，在第一等待时间内，整流管的栅源电压保持不变，在第二下拉时间内，整流管的栅源电压继续减小，在第二等待时间内，整流管的栅源电压保持不变。
20.如权利要求19所述的整流管的驱动电路，其中在第一下拉时间内，从整流管的栅端下拉第一电流，在第二下拉时间内，从整流管的栅端下拉第二电流，在第一等待时间和第二等待时间内，从整流管的栅端下拉的电流为零。
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