CN114865757A - 直接式电动车辆充电器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电动车辆快速充电器，并且在对高压配电变压器的输出进行整流之后，通过使用简单的非绝缘式dc/dc变换器来控制充电电流和电压来提供高效、低成本的电动车辆快速充电器。

Description

直接式电动车辆充电器
技术领域
下面的公开内容涉及电动车辆快速充电器，并且更具体地，涉及在对高压配电变压器的输出进行整流之后，通过使用简单的非绝缘式dc/dc变换器(non-isolated dc/dcconverter)控制充电电流和电压来提供高效、低成本的电动车辆快速充电器。
背景技术
下面描述的内容仅提供与本实施方式相关的背景信息，而不构成现有技术。
迄今为止，化石能源一直是人类生活的主要能源。然而，使用化石能源存在的问题在于其储量是有限的，并且随着化石能源的消耗而产生大量污染。因此，近年来，为了减少污染，使用存储在电池中的能量而不是化石能源来获取动力的电动车辆的需求和供应正在迅速增加。因此，电动车辆充电器市场也在快速增长。
如图1所示，在常规的电动车辆充电器中，充电器被配置成通过配电线路中的高压配电变压器将电压转换为标准低压(220V、380V等)，然后对转换后的电压进行整流，并使用绝缘式dc/dc变换器。此外，由于电动车辆充电器必须在输入与输出之间进行电绝缘，因此不可避免地会使用绝缘式dc/dc变换器。
常规电动车辆充电器的结构存在的问题在于：由于配电变压器中的损耗、断路器(诸如空气断路器(ACB)和在低压端部处的断路器(CB))中的损耗、由低压线缆中的大电流流动导致的损耗、以及整流器和绝缘式dc/dc 变换器中的损耗之和，使总体效率仅为90％左右。此外，还存在的问题在于：充电器的制造成本随着经过几个步骤而大大增加。
此外，最近需要用于通过将电动车辆的电池能量再生到配电线路来寻求稳定系统的车辆到电网(V2G)的功能，但现有的充电器没有这种功能。
发明内容
本发明的实施方式旨在通过使充电器的效率最大化并降低成本来提供一种高效、低成本的电动车辆充电器。
本发明所要达到的目的不限于上述目的，并且本发明所属领域的普通技术人员从以下描述中可以清楚地理解其他未提及的目的。
在一个总体方面，提供一种直接式充电器，其能够通过使用配电变压器的绝缘功能作为输入与输出之间的电绝缘来降低成本和使效率最大化，这是电动车辆充电器的必要条件，并且使用配电变压器输出端处的非绝缘式dc/dc变换器和整流器。在这种情况下，为了满足电动车辆充电器的泄漏电流规格，配电变压器的次级绕组需要被设计成与相邻物体的寄生电容 (stray capacitance)很小，并且整流器需要是一种不像二极管整流器那样执行高频切换的整流器。
此外，根据本发明的电动汽车充电器可以通过使配电变压器作为电动车辆充电器专用的变压器来降低配电变压器的后端部处的断路器、线缆等的成本和损耗，以根据最近的电动车辆的电池电压而采用诸如500至600V 等的高电压，而不是采用为标准电压的、诸如220V和380V等的低电压作为输出电压。
此外，在另一总体方面，提供了一种即使在对于V2G的能量再生期间也不使用高频切换ac/dc变换器的、像二极管整流器一样的再生能量的方法。
附图说明
图1是常规电动车辆充电器的配置图；
图2是根据本发明的电动车辆充电器的配置图；
图3a是常规配电变压器的配置图；
图3b是常规配电变压器的截面图；
图4是用于直接式电动车辆充电器的配电变压器的内部配置图1；
图5是用于直接式电动车辆充电器的配电变压器的内部配置图2；
图6是用于直接式电动车辆充电器的配电变压器的内部配置图3；
图7是用于直接式充电器中的12脉冲整流的配电变压器的次级绕组的配置图；
图8是用于在直接式充电器中添加有源滤波器、能量存储系统(ESS) 和光伏发电功能的配电变压器的次级绕组的配置图；
图9a至图9f是用于非绝缘式dc/dc变换器的降压变换器和升压变换器的配置和工作原理的说明图；
图10a示出了包括二极管整流器、LC滤波器和降压变换器的直接式充电器的配置图；
图10b是包括二极管整流器、LC滤波器和降压变换器的直接式充电器的工作波形；
图11a示出了包括二极管整流器、LC滤波器和双向降压变换器的直接式充电器的配置图；
图11b是包括二极管整流器、LC滤波器和双向降压变换器的直接式充电器的工作波形；
图12是通过向双向降压变换器的输出端添加双向升压变换器而构成双向降压-升压变换器并且电感器彼此共享的配置；
图13a示出了双向升压-降压变换器的配置，其中双向升压变换器和双向降压变换器顺序地连接至三相整流器的后端部；
图13b至图13c是双向升压-降压变换器的工作波形，其中双向升压变换器和双向降压变换器顺序地连接至三相整流器的后端部；
图14a示出了在降压-升压变换器中用于零电压切换的第一辅助电路的配置图；
图14b是在降压-升压变换器中用于零电压切换的第一辅助电路的工作波形(b)；
图15示出了在单向降压-升压变换器中用于零电压切换的第二辅助电路的配置图；
图16示出了在双向降压-升压变换器中执行单向功率变换时用于零电压切换的第二辅助电路的配置图；
图17示出了在双向降压-升压变换器中执行双向功率变换时用于零电压切换的第三辅助电路的配置图；
图18a示出了在双向降压-升压变换器中用于零电压切换的第二辅助电路的配置图；
图18b示出了在双向降压-升压变换器中用于零电压切换的第二辅助电路的工作波形(b)；
图19示出了在双向升压-降压变换器中用于零电压切换的第三辅助电路的配置图；
图20a示出了能够执行用于V2G的双向功率变换的整流器电路的配置图；
图20b是能够执行用于V2G的双向功率变换的整流器电路的工作波形 (b)；
图21示出了在能够执行用于V2G的双向功率变换的整流器电路中发生切换重叠时的工作波形；
图22a示出了在能够执行用于V2G的双向功率变换的整流器电路中用于给出切换停滞时间的无源钳位电路的配置；
图22b是在能够执行用于V2G的双向功率变换的整流器电路中用于给出切换停滞时间的无源钳位电路的工作波形；
图23示出了在能够执行用于V2G的双向功率变换的整流器电路中用于给出切换停滞时间的有源钳位电路的配置；以及
图24示出了应用了ESS和光伏发电装置被附接至能够执行用于V2G 的双向功率变换的直接式充电器的dc链路(dc-link)端子的配置。
具体实施方式
在下文中，将参照附图对本发明的实施方式进行描述，使得本领域技术人员可以容易地实现这些实施方式。需要注意的是，指示附图中的部件或动作的附图标记在其他附图中表示相同的部件或动作时，尽可能使用相同的附图标记。在下文中，在描述本发明时，当确定相关已知功能或已知配置的详细描述可能不必要地模糊本发明的主旨时，将省略其详细描述。
图1是常规电动车辆充电器的配置图。如图1所示，常规电动车辆充电器100通过配电线路101中的配电变压器102将电压转换为标准低电压 (220V、380V等)。此外，电动车辆充电器100包括接收已转换的电压作为输入的整流器110和用于电绝缘和充电电流控制的绝缘式dc/dc变换器 120。这是因为输入与输出之间的电绝缘在电动车辆充电器中是必不可少的。配电线路的电压因国家而异，并且通常使用10kV至30kV范围的电压。例如，配电线路的电压在韩国为22.9kV，而在美国为13.8kV。在消费者内的配电线路的情况下，使用3kV至10kV范围的电压。
另一方面，尽管图1中未示出，但一般而言，常规电动车辆充电器100 包括在配电变压器102的前端部处的高压断路器(VCB)、电熔丝、电度表等，并且包括在配电变压器的后端部处的低压断路器(ACB)。由于电力通过多个断路器(CB)被分配到多个负载，并且低压线缆连接至充电器，因此常规电动车辆充电器100存在的问题在于：由于多个低压、高电流电力装置而提高单价并降低效率。
此外，当功率因数改善电路被添加到整流器110或反向功率变换结构 (reversepower conversion structure)被添加到整流器110以改善功率因数时，存在的问题在于：充电器的结构变得更加复杂。
此外，为了在充电器中实现反向功率变换，需要使用PWM ac/dc变换器，其缺点是损耗大、价格高。
绝缘式dc/dc变换器也存在复杂、效率低、成本高等缺点。
能够进行反向功率变换的绝缘式dc/dc变换器的配置更复杂且成本更高。
另一方面，近年来，在电动车辆的电池中，其容量越来越大，并且存在增大电压而不是增大电流容量的趋势。因此，在常规电池中，380Vdc级别是主要类型，但最近，随着电压逐渐增大，800Vdc级别是主要类型。增大电池的电压的原因是有利于降低电流，并且增大电压为了不仅提高车辆中驱动反相器或电机的效率，而且降低在快速充电期间由充电线缆和充电连接器产生的热量。
如果电池的电压达到800V级别，相应增大充电器的输入电压是有效率的，但由于配电变压器的输出电压与其他负载一起使用，除了使用三相 220V或三相380V之外别无选择。这样做的缺点是大量电流流过充电器的输入端子处的断路器或低压线缆，导致更多的损耗和更高的成本。
例如，当计算采用最新技术实现的充电器中从配电线路到电动车辆的整体效率时，只有90％左右。
常规充电器效率＝配电变压器(99％)+低压装置/线缆(97％)+整流器(98％)+dc/dc变换器(96％)＝90％。
图2示出了根据本发明的直接式电动车辆充电器200的配置图。
在本发明的情况下，充电器所需的电绝缘利用配电变压器的绝缘功能。因此，根据本发明的充电器仅包括配电变压器102、二极管整流器210和非绝缘式dc/dc变换器220。
例如，配电变压器102具有通过高压断路器连接至高压配电线路101 的初级绕组、以及连接至低压输出端子的一个或更多个独立的次级绕组。配电线路的电压高于10kV且低于30kV。
断路器连接至一个或更多个配电变压器102的每个输出端子，并且低压线缆103连接至每个断路器的输出。这里，低压线缆103是连接配电变压器和整流器的线缆。低压线缆103在线缆与周围的大地、导体、电介质或其他二维线缆之间具有寄生电容(Cs5)，泄漏电流可以通过该寄生电容发生。在电动车辆充电器中，在输入与输出之间的绝缘足够大，使得泄漏电流需要是特定值或更小。然而，如果寄生电容很大，则可能不满足泄漏电流的规格。因此，为了减少寄生电容，低压线缆和周围的大地、导体、电介质或其他二维线缆需要以彼此间隔开最大距离来安装。
充电线缆104是连接非绝缘式dc/dc变换器与充电连接器之间的线缆，并且在该线缆与周围的大地、导体或电介质之间存在寄生电容(Cs6)，通过该寄生电容可能会产生泄漏电流。同样，为了减少寄生电容，充电线缆和周围的大地、导体或电介质需要以彼此间隔开最大距离来安装。
整流器210连接至每个低压线缆103的端部，并且非绝缘式dc/dc变换器220连接至每个整流器210的输出。充电线缆104和充电连接器105连接至每个非绝缘式dc/dc变换器220的输出端子。
整流器可以被实现为二极管整流器，并且可以通过充电控制器230控制非绝缘式dc/dc变换器220的输出电流和输出电压。由于根据本发明的电动车辆充电器使用高压配电线路101作为直接输入，因此根据本发明的电动车辆充电器在下文中将被称为直接式充电器。
另外，虽然未在图2中示出，但是电动车辆充电器可以具有被添加到每个整流器的输出端子并去除高频纹波(ripple)的50μF或更小的电容器滤波器。
此外，电动车辆充电器可以具有被添加在整流器与非绝缘式dc/dc变换器之间的LC滤波器。
为了使低压断路器、低压线缆等的损耗最小化，增大配电变压器的输出电压是有利的。然而，由于整流器和非绝缘式dc/dc变换器中使用的功率半导体器件的额定电压主要为1200Vdc，因此优选地将配电变压器的输出电压限制为600V或更低。此外，随着最近电动车辆的电池电压变为800Vdc 标准，为了使整流器和非绝缘式dc/dc变换器的效率最大化，优选同样地使电池的电压和配电变压器的输出电压相匹配。由于800Vdc电池的电压范围约为600至900Vdc，因此将配电变压器的输出电压设置在500V至600V 的范围是最有效的。这是因为，如果500至600V的AC电压被整流，则它将变为675至810Vdc。即使配电变压器的输出电压范围稍宽，约380V至 800V也是合适的。
在本实施方式中，可以通过在大容量配电变压器102周围缠绕多个次级绕组并将整流器210和非绝缘式dc/dc变换器220添加到每个输出来配置多个充电器。如果存在需要220V或380V的标准电压的负载，则适合于负载的单独的次级绕组被缠绕和使用。
高压断路器(VCB)位于配电变压器204的前端部，而次级绕组在后端部处被分成多个，从而不需要使用大容量的低压断路器(ACB)，并且由于简单的断路器(CB)可以被用于次级绕组的每个输出端子，因此可以大大减少诸如大容量的断路器等的功率器件的数量。
此外，随着配电变压器204的次级输出电压被增大到500V至600V，断路器或电力线缆的价格可以显着降低，并且其损耗也可以显着降低。
为此，由于根据本发明的包括整流器210和非绝缘式dc/dc变换器220 的电动车辆充电器200的配置比常规充电器100的配置简单得多，因此成本低且效率高。
即，如果计算充电器的从配电线路101到电动车辆的整体效率，则如下面所示约为95％，比常规充电器高约5％，这可以大大帮助节省能量。
直接式充电器效率＝配电变压器(98.5％)+低压装置/线缆(99％) +整流器(99.5％)+dc/dc变换器(98％)＝95％
另一方面，本发明的诸如电动车辆充电器等的直接式充电器也具有容易执行用于车辆到电网(V2G)的双向电力变换的优点。因此，根据本发明的电动车辆充电器200可以有效地用在新建造的电动车辆充电站、电动公交车车库充电站、在建造新建筑物时的停车场充电站、室外停车场充电站、高速公路休息区充电站等中。
图3示出了常规的配电变压器的配置图。
参考图3，常规的配电变压器包括在芯体300的外侧的低压绝缘层、围绕低压绝缘层缠绕的次级绕组、在次级绕组的外侧的高压绝缘层、围绕高压绝缘层缠绕的初级绕组、以及在初级绕组的外侧的高压绝缘层。次级绕组的端子被暴露于邻近芯体的顶部，而初级绕组的端子主要被暴露于侧表面。
更详细地，常规变压器以接地芯体300为中心具有在接地芯体300的外侧的薄绝缘层310、在薄绝缘层310的外侧的次级绕组320、在次级绕组 320的外侧的厚高压绝缘层330、以及围绕厚高压绝缘层330缠绕的初级绕组340。
在常规的配电变压器中，由于芯体被接地且次级绕组320与芯体300 相邻，因此芯体与次级绕组320之间的寄生电容Cs1较大，并且芯体与初级绕组340之间的寄生电容Cs2也较大。壳体360也被接地，并且在次级绕组320与壳体360之间也存在寄生电容Cs4。由于当次级绕组320的电势快速变化时，大量泄漏电流可以流过寄生电容，因此可能难以满足充电器的规格。
图4示出了用于直接式电动车辆充电器的配电变压器的结构。
参考图4，接地芯体300被定位在用于直接式充电器的配电变压器的中心处。低压绝缘层310安装在芯体300的外侧，并且具有多个层的次级绕组被缠绕在低压绝缘层310的外侧的周围。围绕低压绝缘层310的外侧缠绕的次级绕组可以在低压绝缘层310的外表面的基础上一层一层地缠绕，并且绝缘层可以被定位于被缠绕的次级绕组的各个层之间。每个次级绕组的端子可以被暴露于顶部。高压绝缘层330可以被定位于次级绕组的最外层的外侧，而初级绕组可以被缠绕在高压绝缘层330的外侧的周围。在这种情况下，围绕高压绝缘层330的外侧缠绕的初级绕组可以针对每一层被缠绕，像上述次级绕组的一样，并且绝缘层可以被设置在各个层之间。此外，高压绝缘层(附图中未示出)可以附加地定位于初级绕组的最外部分。初级绕组的端子可以暴露于被定位于初级绕组的最外部分的高压绝缘层的外侧。
根据本发明的直接式电动车辆充电器可以包括寄生电容，使得一个或更多个次级绕组320中的每一个的电势可以自由变化。更详细地，根据本发明的直接式电动车辆充电器可以包括在以不同层缠绕的次级绕组之间的寄生电容(Cs3)、在次级绕组与芯体之间的寄生电容(Cs1)、在次级绕组与初级绕组之间的寄生电容(Cs2)、以及在次级绕组与壳体360之间的寄生电容Cs4。上述寄生电容中的每个被配置成彼此充分间隔开以小于或等于特定值。寄生电容的特定值由泄漏电流的大小决定。在本发明中，由于次级绕组与芯体300之间的寄生电容最大，因此极易发生泄漏电流，并且因此，低压绝缘层310可能需要具有足够的厚度以防止泄漏电流。
图5示出了用于直接式电动车辆充电器的配电变压器的另一结构。如图5所示，在根据本发明的配电变压器的另一结构中，一个次级绕组可以围绕单独的线轴321被缠绕，并且多个线轴可以被一个接一个地被夹在中间并且被叠置以构成次级绕组。然而，具有上述结构的配电变压器的缺点在于：在初级绕组340与次级绕组320之间的泄漏电感可能会增大。即使在这种情况下，一个或更多个次级绕组320或低压绝缘层310中的每者可以被设计成使得在变压器芯体300、初级绕组340、另一次级绕组或壳体360 之间的寄生电容为特定值或更小。
图6示出了用于直接式电动车辆充电器的配电变压器的又一结构。图 6所示的配电变压器的又一结构具有如下配置：初级绕组340缠绕在靠近芯体300的内侧，而次级绕组320缠绕在初级绕组340的外侧。在这种情况下，由于高压绝缘层330需要被放置在芯体300与初级绕组340之间，并且高压绝缘层也需要被放置在初级绕组的外侧，因此配电变压器的体积可能增大。然而，当次级绕组320的数量较大时，因为次级绕组320缠绕在最外层，所以配电变压器的又一结构可能具有能够容易地暴露次级绕组320 的端子、以及使在次级绕组320与芯体300之间和在特定次级绕组320与初级绕组340之间的寄生电容最小化的优点。
图7是用于在直接式充电器中的12脉冲整流的配电变压器的次级绕组的配置图。在用于图7所示的直接式充电器的配电变压器中，偶数个次级绕组被缠绕，并且具有相同输出电压的Y型连接400和Δ型连接410被对半缠绕，Y型连接和Δ型连接被逐个拉出，以将彼此串联的整流器210和非绝缘式dc/dc变换器220连接至被拉出的Y型连接和Δ型连接中的每个，并且输出端子彼此并联连接。这里，充电控制器231通过对两个非绝缘式 dc/dc变换器220的电流进行均等控制来配置12脉冲整流器以提高输入功率因数。
图8示出了有源滤波器和能量存储功能，该能量存储功能通过在用于充电器的次级绕组之外缠绕单独的附加次级绕组、将三相AC/DC变换器 510附接到单独的附加次级绕组的输出端子、以及将电池530连接至用于直接式充电器的配电变压器中的dc端子来实施。此外，可以通过在用于直接式充电器的配电变压器中的dc端子附加地附接光伏发电装置520来实现光伏发电功能。
图9A至图9F示出了作为代表性的非绝缘式dc/dc变换器的降压变换器630和升压变换器640的配置和工作原理。
如图9A所示，降压变换器630被配置成使得通过串联连接两个切换器而配置的降压切换器610连接至输入电压源的两个端部，电感器L的一个端部连接至降压切换器的中点，电感器L的另一端部连接至输出电容器的(+)端子，并且输入电压源的(-)端子和输出电容器的(-)端子彼此连接。在降压切换器中，两个切换器被交替地接通，并且当上部切换器Sa 被接通时，等于Vin-Vo的电压被施加在电感器L上，并且电感器中的电流增大，而当下部切换器Sb被接通时，电压-Vo被施加在电感器L上，并且电感器中的电流减小。电感中的电流增大的模式被称为供电模式，而电感中的电流减小的部分被称为续流模式(freewheelingmode)。降压变换器的输出电压根据供电模式和续流模式的比率(d.buck)而线性变化。这可以被表示为以下公式。
<公式1>
Vo＝d.buck*Vin
如图9B所示，升压变换器640被配置成使得通过串联连接两个切换器而配置的升压切换器620连接至输出电容器的两个端部，电感器L的一个端部连接至升压切换器的中点，电感器L的另一端部连接至输入电压源的(+)端子，并且输入电压源的(-)端子和输出电容器的(-)端子彼此连接。在升压切换器中，两个切换器被交替地接通，并且当下部切换器Sc被接通时，等于Vin的电压被施加在电感器L上，并且电感器中的电流增大，而当上部切换器Sd被接通时，等于Vin-Vo的电压被施加在电感器L上，并且电感器中的电流减小。电感中的电流增大的模式被称为供电模式，而电感中的电流减小的部分被称为续流模式。升压变换器的输出电压通过供电模式和续流模式的比率(d.boost)由以下公式确定。
<公式2>
Vo＝Vin/(1-d.boost)
图9C至图9D示出了在降压变换器或升压变换器中执行正向功率变换的切换器的结构。单向降压切换器611通过将正向有源切换器Sa和反向二极管Db串联连接来配置，而单向升压切换器621通过将反向二极管Dd和正向有源切换器Sc串联连接来配置。
图9E至图9F示出了在降压变换器或升压变换器中执行双向功率变换的切换器的结构。双向降压切换器612通过将包括有源切换器Sa和反并联的二极管Da的两个切换器613串联连接来配置，并且升压切换器622也以相同方式将两个切换器613串联连接来配置。可以用作降压切换器或升压切换器中的有源切换器的装置可以是晶体管、IGBT、MOSFET等。
图10A示出了三相二极管整流器650和LC滤波器660连接至三相输入电压源600(即，配电变压器的输出电压)并且单向降压变换器631连接至LC滤波器660的后端部的配置，作为在直接式充电器中实现整流器650 和非绝缘式dc/dc变换器220的实施方式。
整流器650是在不进行切换的情况下简单地对三相电力进行整流的整流器。使用执行高频切换的PWM变换器是困难的。这是因为通过高频切换使变压器的次级绕组的电势瞬间变化很大，所以导致可能会产生大量的泄漏电流。通常，在电动车辆充电器中，连接至电动车辆的输出端子与输入端子完全绝缘，两个输出端子电容器串联形成，并且中间电压被设置为接地。为此，在三相二极管整流器和非绝缘式dc/dc变换器的配置中，由于次级绕组的一相和整流器的(-)端子以及非绝缘式dc/dc变换器的(-)端子都连接在一起，因此配电变压器的次级绕组的电势不会瞬时变化，而是根据被整流的电压的300Hz或360Hz的纹波而逐渐变化。因此，不会出现大量泄漏电流。
图10B示出了根据本发明的二极管整流器650的输入电压Va和输入电流Ia、二极管整流器的输出电压、LC滤波器660的电感器的电流以及后端部的降压变换器631的占空比的波形。
在一般情况下，在二极管整流器的输出端子处的LC滤波器被配置成使得LC滤波器的截止频率fc是二极管整流器650的输出电压的纹波频率 (6倍输入功率频率)的1/10或更小。
LC滤波器的截止频率被表示为如下公式。
<公式3>
Figure RE-GDA0003492982810000141
另一方面，即使LC滤波器的截止频率使滤波电容器电压的纹波电压在滤波电容器电压的10％以内，也只有fc＝1/20*左右(整流器输出纹波电压的频率)，由于输入功率的频率是50Hz或60Hz，因此LC滤波器需要大约5mH的电感和5mF的电容。由此可以看出，LC滤波器的尺寸和重量都非常大。
根据本发明的LC滤波器的特点是仅对后端部的降压变换器631的切换纹波进行滤波，而根本不对二极管整流器650的输出电压(输入功率频率的6倍)的纹波进行滤波。因此，LC滤波器的输出电容器电压Vdc几乎跟随二极管整流器650的输出电压Vrec。
当降压变换器631的输出电压被持续控制时，即，为了供应恒定功率，需要在与dc链路电容器电压(Vdc)的纹波相反的方向上控制降压变换器的占空比(d.buck)，并且LC滤波器的电感器的电流具有与二极管整流器 650的电压纹波相反的纹波。当相应的纹波流向输入电源时，它会变成稍微变形的6脉冲波形，如图10B所示，但这并没有显着降低0.9的输入功率因数。
例如，当降压变换器631的切换频率为80kHz且LC滤波器的截止频率被设计为降压变换器的切换频率的1/10时，fc＝8kHz。在这种情况下，电感值和电容值分别为20uH和20μF。在这种情况下，可以看出根据本发明的LC滤波器与常规的LC滤波器相比具有大约0.4％的容量，并且在LC 滤波器的尺寸、重量和成本上有显着的改进。此外，根据本发明，由于LC滤波器的高截止频率而极大改善了控制的动态性。将LC滤波器的截止频率设置在后端部的非绝缘式dc/dc变换器的切换频率的1/30至1/3范围内为宜，以达到上述目的。
另一方面，由于LC滤波器的尺寸大大减小，因此当在三相输入端子处出现浪涌时，LC滤波器的输出电压可能会显着增大。为了防止这种问题，其中钳位二极管与钳位电容器串联连接的过压钳位电路可以被添加到整流器的输出端子。在这种情况下，通常地，由于钳位电容器被充电到高于整流器的输出端子的最大值，因此钳位二极管始终处于关断状态，并且当在输入端子处出现浪涌时，钳位二极管被接通，并且整流器的输出电压可以被钳位到钳位电容器的电压，以避免过压。优选地将放电电阻与钳位二极管并联连接，使得能量不会持续地累积在钳位电容器中。
图11A示出了能够通过应用双向降压切换器而不是单向降压变换器 631中的单向降压切换器来进行双向功率变换的降压变换器632。
图11B示出了当在双向降压变换器632的配置中二极管被导电时，通过接通与二极管反并联连接的有源切换器以将流过二极管的电流转入有源切换器来降低二极管的导电电压和导电损耗的方法。
然而，当出现两个有源切换器在切换期间同时被接通的重叠时段时，输入电压可能被短路。因此，在本发明中，优选地，当两个有源切换器交替地被接通和关断时，给出两个切换器都被关断的一定的停滞时间。在这种情况下，有源切换器可以是一种具有反向流动电流功能的MOSFET。为此，它是双向降压变换器，但也广泛用于单向功率变换。
图12示出了通过将双向升压变换器添加到双向降压变换器的输出端子并且彼此共享电感器La来配置的双向降压-升压变换器的配置。因为待充电的电池电压的波动范围很宽，因此在仅使用降压变换器的情况下，需要高输入电压，并且在电池电压较低的区域中，电感器La的电流纹波增加并且效率降低，但是在降压-升压变换器的情况下，如果通过在电池的电压的波动范围的中间设置输入电压来提高或降低输入电压，则可以最有效地执行充电。
在图12所示的双向降压-升压变换器中，期望的是，当输入电压高于电池的电压时，仅操作降压变换器，当输入电压低于输出电压时，仅操作升压变换器，当输入电压与电池的电压之间的差值在一定的范围内时，同时操作降压-升压变换器。然而，即使仅操作升压变换器，充电器和负载也可以在紧急情况下通过关断降压变换器来保护。
图13示出了双向升压-降压变换器的配置(a)和工作波形(b)和(c) 作为在直接式充电器中实现整流器650和非绝缘式dc/dc变换器的实施方式，在该双向升压-降压变换器中三相二极管整流器650连接至三相输入电压源，并且双向升压变换器642和双向降压变换器632顺序地连接至其后端部。在图13A中，如果将切换器结构改为单向升压切换器和单向降压切换器，则可以配置单向升压-降压变换器。升压-降压变换器可以具有两种控制方法，以使升压电感器Lb和dc链路电容器Cdc的尺寸最小化。
如图13B所示，如果升压变换器的占空比(d.boost)被固定为某个占空比以对整流器的输出电压进行滤波，则dc链路电压Vdc几乎跟随整流器的输出电压Vrec，在后端部处的降压变换器的占空比(d.buck)和升压电感器Lb生成与整流器的输出电压的纹波方向相反的纹波，并且可以恒定控制最终输出电压。当电池的电压低于整流器的输出电压时，升压切换器可能不工作，并且在这种情况下，得到图10A的整流-LC滤波-降压变换器结构，且工作波形与图10B的工作波形相同。
在图13C中，为了对整流器的输出电压进行滤波，当升压变换器的输出电压，即dc链路电压被恒定控制时，升压变换器的占空比(d.boost)和升压电感器Lb的电流具有与整流器的输出电压Vrec的波形方向相反的纹波，并且当dc链路电压被恒定控制时，降压变换器的占空比(d.buck)也是恒定的，以控制最终输出电压恒定。
为了恒定控制升压变换器642的输出电压，需要使用具有大容量的dc 链路电容器来对整流器的与输入ac电压的6倍相对应的输出电压的纹波进行滤波。
优选地，将三相输入电压设置为待充电的电池的电压的波动范围的中间，并且当电池的电压低于整流器的电压Vrec时，仅操作降压变换器，而当电池的电压高于整流器的电压Vrec时，仅操作升压变换器，以及当电池的电压与整流器的电压Vrec之间的差值在一定的范围内时，同时操作升压变换器和降压变换器。
作为另一控制方法，在控制升压变换器与降压变换器之间的占空比时，优选地控制升压电感器Lb和降压电感器Lo的电流纹波被最小化。即使在这种情况下，类似于图12的双向降压-升压变换器，在执行单向功率变换的同时，当二极管导电时，通过接通反并联切换器，可以显着降低二极管的导电损耗。
图14示出了用于降压-升压变换器的零电压切换的第一辅助电路700 (a)及其工作波形(b)。零切换的第一辅助电路700具有如下配置：谐振电感器Lr和切换器Sr串联连接使得其两个端部连接在降压切换器611的中点与升压切换器621的中点之间，并且两个钳位二极管分别连接在谐振电感器Lr与切换器Sr被连接的点与降压切换器的两个端部之间。当谐振电感器Lr连接升压切换器并且切换器Sr连接降压切换器时，两个二极管连接升压切换器的两个端部。
如图14B所示，降压切换器611和升压切换器621的有源切换器Sa 和Sc同步并同时被接通，并根据降压变换器的占空比(d.buck)和升压变换器的占空比(d.boost)，有源切换器Sa和Sc被关断，而反向二极管Db 和Dd被接通。当有源切换器Sa和Sc被关断时，由于在切换器的两端处存在电容，因此执行零电压切换，但当在反向二极管Db和Dd正导电的情况下有源切换器Sa和Sc被接通时，则执行硬切换。第一辅助电路通过预先接通辅助切换器Sr来增大谐振电流，使得有源切换器Sa和Sc可以执行零电压切换。当谐振电流变为大于La电流时，反向二极管Db和Dd被关断，而二极管Da和Dc被接通，同时在切换器的两端处的电容和谐振电感器Lr 发生谐振。在这种情况下，当有源切换器Sa和Sc被接通时，执行零电压切换。当有源切换器Sa和Sc被接通时，谐振电感器的电流线性减小到零。当谐振电感器的电流变为零时，辅助电路的操作通过关断辅助切换器Sr来完成。
常规的降压-升压变换器各自需要零电压切换辅助电路，但在本发明中，零电压切换对于具有一个辅助电路的降压变换器和升压变换器两者是可能的。
图15示出了当在一个方向上执行功率变换时辅助电路710的配置。示出了实际切换器的配置，而不是辅助电路的理想切换器。理想切换器可以通过将二极管与第一切换器串联连接来配置。辅助切换器的方向是电流从升压切换器流向降压切换器的方向。
图16示出了当图15的单向降压-升压变换器被配置有双向降压切换器和双向升压切换器而不是单向降压切换器和单向升压切换器以及执行单向功率变换时的零电压切换辅助电路710。即使在双向切换器的情况下，如果功率变换是单向的，则零电压切换辅助电路的配置也是相同的。即使在执行单向功率变换时反向二极管Db和Dd被接通，也可以通过接通切换器Sb 和Sd来降低反向二极管Db和Dd之间的导电损耗。一般情况下，在降压- 升压变换器的切换周期的结束时，为了防止降压切换或升压切换因两个有源切换器同时被接通而短路，使用一种方法，其中切换器Sb和Sd被关断一定的停滞时间，使反向二极管Db和Dd被接通，以及然后有源切换器Sa 和Sc被接通。然而，在零电压切换的情况下，切换方法是不同的。即，为了根据降压-升压变换器的切换时段将有源切换器Sa和Sc接通至零电压，在切换时段之前通过接通辅助切换器Si来增大谐振电感器的电流，而切换器Sb和Sd分别在在切换时段的结束处不被关断并持续接通。然后，谐振电感器的电流可以大于电感器La的电流，并且如果在谐振电感器的电流增大一定量之后切换器Sb和Sd被关断，则二极管Da和Dc由于谐振而被接通更长时间，使得将有源切换器Sa和Sc接通到零电压的时间宽度更长，从而使得能够以更大的裕度执行零电压切换。另一方面，在图15的单向降压-升压变换器的情况下，由于执行零电压切换的时间刚刚设置，因此当切换时间偏离该时间，甚至稍微偏离该时间时，可能不会执行完全的零电压切换。
图17示出了在双向降压-升压变换器中执行双向功率变换时用于零电压切换的第三辅助电路720的配置图。辅助电路的辅助切换器被配置为双向切换器，使得双向电流可以流动并且双向电压还可以被施加。
图18示出了当双向升压变换器和双向降压变换器顺序地连接以形成双向升压-降压变换器时用于零电压切换的辅助电路2的配置图(a)和工作波形(b)。与图15的降压-升压变换器不同，在升压-降压变换器的情况下，由于流经升压切换器和降压切换器的电流彼此不相同，因此在升压-降压变换器被配置有单向升压切换器和单向降压切换器的情况下，可以不使用辅助电路2。在升压-降压变换器的情况下，仅当使用双向升压切换和双向降压切换时，即使流过不同的电流，零电压切换也是可能的。与升压-降压变换器类似，升压切换和降压切换的切换时段需要被同步，并且切换器Sd和 Sb被接通，直到一个切换时段结束。在一个切换时段结束之前，辅助切换器Si被接通以增加谐振电感器的电流，并且当谐振电感器的电流变得大于升压电感器Lb的电流与降压电感器Lo的电流之间的较大电流时，切换器Sd和Sb被关断。当切换器Sd和Sb被关断时，在切换器的两个端部处的谐振电感器和电容器发生谐振，使得二极管Da和Dc被接通，并且有源切换器Sa和Sc可以用零电压被接通。当谐振电感器的电流增大到部分地比升压电感器Lb的电流与降压电感器Lo的电流之间的较大电流大时，用于有源切换器Sa和Sc的零电压切换时间裕度增大。
图19示出了在双向升压-降压变换器中执行双向功率变换时用于零电压切换的第三辅助电路720的配置图。辅助电路的辅助切换器被配置为双向切换器，使得双向电流可以流动并且双向电压也可以被施加。
图20示出了能够执行用于充电和放电的双向功率变换的整流器800的配置(a)和工作原理(b)。整流器800通过将有源切换器在反向方向上附接到三相二极管整流器650中的每个二极管的两个端部来配置。
图20B说明双向整流器800的工作原理。在放电期间，整流器800通过在每个输入相的电压波形为30度至150度时接通在连接至每个相的输入功率的相应切换极上方的有源切换器以及在每个输入相的电压波形为210 度至330度时接通在连接至每个相的输入功率的对应切换极下方的有源切换器来为配电系统重新供电。
可以看出，输入相电流的形状与在充电期间的电流形状相同，而极性相反。
参考图21，当在整流器800中的放电期间切换时间重叠时，输入相间电压短路，使得大脉冲电流可以流动，如图21所示。为了解决此类问题，可以通过在被关断的有源切换器与被接通的有源切换器之间设置一定的停滞时间来解决此类问题。然而，在停滞时间期间，连接至整流器得到输出端子的电感器Lb的电流无处流动，并且整流器800上的电压升高，导致元件损坏的问题。
参考图22，为了解决上述问题，包括二极管Dcl和串联的电容器Ccl 的钳位电路连接在整流端子的(+)端子与(-)端子之间，当整流端子的电压增大时，二极管Dcl被接通，并且整流端子的电压被电容器Ccl的电压钳位，以及累积在钳位电容器中的钳位能量可以通过放电电阻器Rcl放电。
图23示出了有源切换器Scl与二极管而不是放电电阻器Rcl反并联连接，当整流端子的电压增大时，二极管被接通，整流端子的电压被钳位的电压钳制，并且，累积在钳位电容器中的钳位能量可以被放电，使得当钳位完成且二极管被接通时，通过接通有源切换器来持续保持电容器的电压。在这种情况下，优点在于可以降低由于放电电阻引起的损失。
图24示出了能量存储系统900的实现方式，该能量存储系统900通过将定向的降压切换器连接至整流器的输出端子电容器的两个端部、将电感器920的一个端部连接至其中间点、以及将电池910连接在电感器的另一端部与输出端子电容器的(-)端子之间来对能量进行存储或放电。另外，通过进一步连接一个双向降压切换器和一个电感器，并在电感器和输出端子电容器Cf的两个端部处连接光伏板来实现光伏发电的配置。
根据本发明的实施方式的电动车辆充电器可以通过使用配电变压器、简单的二极管整流器和非绝缘式dc/dc变换器来显着降低成本并使效率最大化。
此外，根据本发明的实施方式的电动车辆充电器还可以高效地实现用于V2G的再生充电功能。
在上文中，虽然已经参考用于说明本发明原理的实施方式描述和示出了本发明，但是本发明不限于所示出和描述的配置和动作。本领域技术人员将理解，在不脱离本发明的精神或必要特征的情况下，本发明可以以其他具体形式来实施。因此，应当理解，上述实施方式在所有方面都是示例性的，而非限制性的。应当理解，本发明的保护范围由权利要求限定，而不是由上述描述限定，并且由权利要求及其等同物衍生出的修改和变化均被包含在本发明的保护范围之内。
【主要元件详述】
100：常规电动车辆充电器 101：配电线路
102：配电变压器
103：低压线缆 104：充电线缆
105：充电连接器
110：整流器 120：绝缘式dc/dc变换器
200：直接式充电器 210：整流器
220：非绝缘式dc/dc变换器 230、231：充电控制器
300：芯体 310：低压绝缘层
320：低压次级绕组
321：次级绕组线轴 330：高压绝缘层
340：高压初级绕组
341：初级绕组线轴 Cs1：芯体与次级绕组之间的寄生电容
Cs2：次级绕组与初级绕组之间的寄生电容
Cs3：次级绕组与次级绕组之间的寄生电容
Cs4：次级绕组与壳体之间的寄生电容
Cs5：低压配电线路与大地之间的、或者低压配电线路与相邻导体之间的寄生电容
Cs6：充电线缆与大地之间的、或者充电线缆与相邻导体之间的寄生电容
360：壳体
400：Y型连接 410：Δ型连接
500：有源滤波器-能量存储系统-光伏板的耦合装置
510：AC/DC变换器 520：光伏板
530：电池 600：三相输入电压源
610：降压切换器 620：升压切换器
611：单向降压切换器 621：单向升压切换器
612：双向降压切换器 622：双向升压切换器
630：降压变换器 640：升压变换器
631：单向降压变换器 641：单向升压变换器
632：双向降压切换器 642：双向升压变换器
613：第一切换器
650：整流器，三相二极管整流器 Cif：整流滤波电容器
660：LC滤波器 Lf：滤波电感器
Cf：滤波电容器
Sa：有源切换器 Db：二极管 Lo：降压电感器
Co：输出滤波电容器 670：双向升压变换器
La：降压-升压电感器
680：双向升压变换器 Sc：有源切换器 Dd：二极管
Lb：升压电感器 Cdc：dc链路电容器
700：第一零电压切换辅助电路 710：第二零电压切换辅助电路
720：第三零电压切换辅助电路
800：用于能量再生的整流器 810：第一无源钳位电路
820：第二有源钳位电路
900：能量存储系统 910：光伏发电器

Claims (41)

1.一种用于对电动车辆进行充电的直接式电动车辆充电器，所述直接式电动车辆充电器包括：
配电变压器，所述配电变压器具有：连接至高压配电线路的初级绕组；以及连接至低压输出端子的一个或更多个独立次级绕组；
断路器，所述断路器连接至所述配电变压器的每个输出端子；
低压线缆，所述低压线缆连接至每个断路器的输出；
整流器，所述整流器连接至每个低压线缆的端部；
非绝缘式DC/DC变换器，所述DC/DC变换器连接至每个整流器的输出；
充电线缆和充电连接器，所述充电线缆和充电连接器连接至每个非绝缘式DC/DC变换器的输出端子；以及
充电控制器，所述充电控制器控制所述非绝缘式DC/DC变换器的输出电流和输出电压。
2.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述配电变压器通过高压断路器连接至所述高压配电线路。
3.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述高压配电线路具有高于3kV且低于30kV的电压。
4.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述配电变压器具有高于380V且低于800V的输出电压。
5.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述配电变压器的所述次级绕组被设置成彼此间隔开，使得变压器芯体、所述初级绕组、其他次级绕组或所述变压器的壳体之间的寄生电容是特定值或更小。
6.根据权利要求2所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述配电变压器具有以下配置：在该配置中，在芯体的外侧设置有低压绝缘层，一个或更多个次级绕组缠绕在所述低压绝缘层的外侧，在所述次级绕组的外侧设置有高压绝缘层，并且所述初级绕组缠绕在所述高压绝缘层的外侧，以及
所述低压绝缘层的厚度和所述高压绝缘层的厚度分别由各自所需的绝缘电压以及在所述次级绕组与所述芯体之间的限制性寄生电容和在所述次级绕组与所述初级绕组之间的限制性寄生电容来确定。
7.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述配电变压器具有下述次级绕组，所述次级绕组的一半为Y型连接并且所述次级绕组的一半为Δ型连接，所述配电变压器在所述Y型连接的一个输出和所述Δ型连接的一个输出处配置有相同的整流器和相同的非绝缘式dc/dc变换器，所述配电变压器通过以并联方式将两个最终输出进行连接来配置一个充电器，以及所述配电变压器通过平均地控制两个非绝缘式dc/dc变换器的输出电流来执行12脉冲整流。
8.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述配电变压器将有源功率滤波器或能量存储系统ESS功能添加至所述次级绕组中的一个次级绕组。
9.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述配电变压器具有利用标准电压缠绕的所述次级绕组的一个次级绕组，并且所述配电变压器使用所述一个次级绕组用于通常的充电器或通常的负载。
10.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，作为连接所述配电变压器和所述整流器的线缆的所述低压线缆被设置成间隔开，使得在所述线缆与周围大地之间的、或者在所述线缆与相邻导体之间的、在所述线缆与电介质之间的、或在所述线缆与其他次级绕组线缆之间的寄生电容是特定值或更小。
11.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，作为连接所述非绝缘式dc/dc变换器和所述充电连接器的线缆的所述充电线缆被设置成间隔开，使得在所述线缆与周围大地之间的、或者在所述线缆与相邻导体之间的、在所述线缆与电介质之间的、或在所述线缆与其他次级绕组线缆之间的寄生电容是特定值或更小。
12.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述整流器是用于在不进行切换的情况下对三相电力进行整流的二极管整流器。
13.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述整流器是能量再生整流器，并且所述整流器具有有源切换器，所述有源切换器在反向方向上被附接至三相二极管整流器的每个二极管的两个端部，
所述有源切换器不进行切换，而是在最大电压总是出现在所述整流器的输出端子如所述二极管的输出端子处的方向上被接通和关断。
14.根据权利要求12所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述整流器具有被添加到所述整流器的输出的两个端部并去除高频纹波的50μF或更小的电容滤波器。
15.根据权利要求13所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述整流器具有被添加到所述整流器的输出的两个端部并去除高频纹波50μF或更小的电容滤波器。
16.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，在所述整流器与所述非绝缘式dc/dc变换器之间添加有LC滤波器。
17.根据权利要求16所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述LC滤波器的截止频率在连接至所述LC滤波器的后端部的非绝缘式dc/dc变换器的切换频率的1/30至1/3范围内。
18.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述整流器具有钳位电路，在所述钳位电路中二极管和电容器以串联方式进行连接，所述钳位电路连接在所述整流器的输出端子的(+)端子与(-)端子之间，以防止在向输入端子施加浪涌电压时所述整流器的输出电压快速上升，并且当整流端子电压升高时，所述二极管被接通并且所述整流端子电压被电容器电压钳位。
19.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述非绝缘式dc/dc变换器是单向降压变换器，在所述单向降压变换器中，降压切换器连接至输入电源的两个端部，所述降压切换器通过以串联方式将正向有源切换器与反向二极管进行连接来配置；电感器的一个端部连接至所述降压切换器的中点，所述电感器的另一端部与所述输出电容器的(+)端子连接，并且所述输出电容器的(-)端子与所述输入电源的(-)端子连接。
20.根据权利要求19所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述单向降压变换器控制所述降压切换器的占空比，使所述占空比具有在与所述整流器的所述输出电压的纹波相反的方向上的纹波，以恒定地控制所述输出电压或输出电流。
21.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述非绝缘式dc/dc变换器是单向降压-升压变换器，在所述单向降压-升压变换器中，降压切换器连接至输入电源的两个端部，所述降压切换器通过以串联方式将正向有源切换器与反向二极管进行连接来配置；升压切换器连接至输出电容器的两个端部，所述升压切换器通过以串联方式将所述反向二极管与所述正向有源切换器进行连接来配置；并且电感器连接在所述降压切换器的中点与所述升压切换器的中点之间。
22.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述非绝缘式dc/dc变换器具有降压变换器结构，所述降压变换器结构被配置成执行定向功率变换，在所述降压变换器结构中，双向降压切换器被连接至输入电源的两个端部，所述双向降压切换器通过以串联方式将两个第一切换器进行连接来配置，所述第一切换器通过以反并联方式将正向有源切换器与二极管进行连接来配置；电感器的一个端部连接至所述定向降压切换器的中点，所述电感器的另一端部与输出电容器的(+)端子连接，并且所述输出电容器的(-)端子与所述输入电源的(-)端子连接。
23.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述非绝缘式dc/dc变换器是双向降压-升压变换器，在所述双向降压-升压变换器中，双向降压切换器连接至输入电源的两个端部，所述双向降压切换器通过以串联方式将两个第一切换器进行连接来配置，所述第一切换器通过以反并联方式将正向有源切换器与二极管进行连接来配置；双向升压切换器连接至输出电容器的两个端部，所述双向升压切换器通过以串联方式将所述两个第一切换器进行连接来配置；并且电感器连接在所述双向降压切换器的中点与所述双向升压切换器的中点之间。
24.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述非绝缘式dc/dc变换器为单向升压-降压变换器，在所述单向升压-降压变换器中，升压切换器连接至dc链路电容器的两个端部，所述升压切换器通过以串联方式将反向二极管与正向有源切换器进行连接来配置；电感器的一个端部连接至所述升压切换器的中点，所述电感器的另一端部连接至所述整流器的输出的(+)端子；升压变换器和降压切换器连接至所述dc链路电容器的两个端部，所述升压变换器通过将所述整流器的输出的(-)端子与所述dc链路电容器的(-)端子彼此连接来配置，所述降压切换器通过以串联方式将所述正向有源切换器与所述反向二极管进行连接来配置；所述电感器的一个端部连接至所述降压切换器的中点，所述电感器的另一端部连接至输出电容器的(+)端子，并且所述dc链路电容器的(-)端子与所述输出电容器的(-)端子连接。
25.根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述非绝缘式dc/dc变换器为双向升压-降压变换器，所述双向升压-降压变换器包括：
双向升压变换器，在所述双向升压变换器中，双向升压切换器连接至dc链路电容器的两个端部，所述双向升压切换器以串联方式将两个第一切换器进行连接来配置，所述第一切换器以反并联方式将正向有源切换器与二极管进行连接来配置；电感器连接在所述双向升压切换器的中点与所述整流器的输出的(+)端子之间，并且所述整流器的输出的(-)端子与dc链路电容器的(-)端子彼此连接；以及
双向降压变换器，在所述双向降压变换器中，双向降压切换器连接至所述dc链路电容器的两个端部，所述双向降压切换器通过以串联方式将两个第一切换器进行连接来配置；电感器的一个端部连接至所述双向降压切换器的中点，所述电感器的另一端部连接至输出电容器的(+)端子，并且所述dc链路电容器的(-)端子与所述输出电容器的(-)端子连接。
26.根据权利要求22所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述非绝缘式dc/dc变换器通过在所述二极管导电时将以反并联方式连接的所述有源切换器接通来降低所述二极管的导电损耗。
27.根据权利要求23所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述非绝缘式dc/dc变换器通过在所述二极管导电时将以反并联方式连接的所述有源切换器接通来降低所述二极管的导电损耗。
28.根据权利要求25所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述非绝缘式dc/dc变换器通过在所述二极管导电时将以反并联方式连接的所述有源切换器接通来降低所述二极管的导电损耗。
29.根据权利要求26所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述有源切换器是金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，在所述金属氧化物半导体场效应晶体管中嵌入有体二极管。
30.根据权利要求27所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述有源切换器是金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，在所述金属氧化物半导体场效应晶体管中嵌入有体二极管。
31.根据权利要求28所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述有源切换器是金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，在所述金属氧化物半导体场效应晶体管中嵌入有体二极管。
32.根据权利要求13所述的直接式电动车辆充电器，其中，当即使在通过正向功率变换进行充电的期间所述二极管也导电时，所述能量再生整流器通过将以反并联方式与所述二极管连接的所述有源切换器接通而降低所述二极管的导电损耗。
33.根据权利要求32所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述能量再生整流器具有一定的停滞时间，使得当所述有源切换器在相之间被接通和关断时，所述有源切换器的接通和关断不会彼此重叠。
34.根据权利要求33所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述能量再生整流器通过连接钳位电路、在所述整流端子的电压增大时将所述二极管接通、由电容器电压对所述整流端子的电压进行钳位、以及通过电阻器对累积在钳位电容器中的钳位能量进行放电来执行双向功率变换，所述钳位电路具有以串联方式连接在所述整流器的所述输出端子的(+)端子与(-)端子之间的二极管和电容器。
35.根据权利要求33所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述能量再生整流器通过连接钳位电路、在所述整流端子的电压增大时将所述二极管接通、由电容器电压对所述整流端子的电压进行钳位、以及对累积在钳位电容器中的钳位能量进行放电来执行双向功率变换，使得在所述钳位端部和所述二极管被接通时通过将所述有源切换器接通来恒定地保持所述电容器电压，所述钳位电路具有以串联方式与所述有源切换器连接的电容器，所述有源切换器与所述二极管以反并联方式连接在所述整流端子的输出的(+)端子与(-)端子之间以防止所述整流端子的电压在所述停滞时间期间增大。
36.根据权利要求13所述的直接式电动车辆充电器，其中，所述能量再生整流器包括在输出端部处的电池能量存储系统或光伏发电装置。
37.一种根据权利要求1所述的直接式电动车辆充电器的非绝缘式dc/dc变换器，其中，当所述非绝缘式dc/dc变换器被配置为降压变换器和升压变换器顺序地连接的降压-升压变换器时，或者当所述非绝缘式dc/dc变换器被配置为升压变换器和降压变换器顺序地连接的升压-降压变换器时，
所述降压-升压变换器或所述升压-降压变换器是零电压切换的降压-升压变换器或升压-降压变换器，在所述降压-升压变换器或升压-降压变换器中，辅助电路连接在降压切换器的中点与升压切换器的中点之间，在所述辅助电路中谐振电感器和辅助切换器以串联方式连接，所述降压切换器的切换周期与所述升压切换器的切换周期是同步的，在所述降压变换器和所述升压变换器的续流模式结束之前，通过将所述辅助切换器接通来增大所述谐振电感器中的电流，当所述谐振电感器的电流变得大于所述降压变换器和所述升压变换器的续流电流时，续流二极管被关断，并且当供电切换器的反并联的二极管导电时，所述供电切换器在零电压下被接通。
38.根据权利要求37所述的非绝缘式dc/dc变换器，其中，所述辅助电路包括两个钳位二极管，所述两个钳位二极管分别连接在所述谐振电感器和所述辅助切换器的连接点与所述谐振电感器所连接的所述切换器的两个端部之间，其中，所述谐振电感器所连接的所述切换器为降压切换器或升压切换。
39.根据权利要求37所述的非绝缘式dc/dc变换器，其中，当通过使用所述零电压切换降压-升压变换器和所述零电压切换升压-降压变换器中的双向降压切换器和双向升压切换器来将所述辅助切换器接通而增大所述谐振电感器中的电流时，用于零电压切换的切换时间裕度通过以下方式增大：连续地接通以反并联方式连接至所述降压切换器和所述升压切换器以及有源切换器的续流二极管的所述有源切换器，以使所述谐振电流比所述续流电流大一定的部分，以及然后关断以反并联方式连接至所述续流二极管的所述有源切换器。
40.根据权利要求37所述的非绝缘式dc/dc变换器，其中，所述辅助切换器是下述类型，在该类型中，当所述降压-升压变换器或所述升压-降压变换器仅执行单向功率变换时，所述二极管和第一切换器以串联方式连接。
41.根据权利要求37所述的非绝缘式dc/dc变换器，其中，所述辅助切换器是下述类型，在该类型中，当双向降压-升压变换器或双向升压-降压变换器执行双向功率变换时，两个第一切换器彼此面对并且以串联方式连接。
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