CN114824834A - 全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，属于天线技术领域，包括双频极化选择表面、极化扭转反射阵和至少一个双频双极化集成馈源单元；双频双极化集成馈源单元集成在极化扭转反射阵中心，包括垂直交叉设置的f 1频率形成x极化波束的第一1×2的串馈微带和f 2频率形成y极化波束的第二1×2的串馈微带，以及4个设置在垂直交叉四个象限的寄生贴片；双频极化选择表面在f 1频率反射x极化波透射y极化波，在f 2频率反射y极化波透射x极化波；极化扭转反射阵将线极化转化为正交极化，入射球面波转化为平面波。本发明可提升两个频率下的馈源天线增益和波束对称性，降低成本和剖面高度。
Description
技术领域
本发明属于天线技术领域，具体涉及全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线。
背景技术
卫星通信等无线通信系统的发射频段与接收频段所作用的电磁波极化不相同，为了提升系统集成性和功能性，对天线提出了低剖面、双频、双极化等要求。
反射阵天线具有平面化、高增益、低成本、易加工等优势，被广泛应用于有高增益需求的无线通信场景。但由馈源和反射阵面构成的反射阵天线的整体尺寸较大，折叠反射阵天线可以将整体高度缩小为原先一半，因而广受关注。
Jianfeng Zhu等人在论文“Dual-Band Antenna Hybridizing FoldedTransmitarray and Folded Reflectarray”中提出，利用折叠传输阵与折叠反射阵，实现11 GHz和17 GHz的双频双线极化。但是该论文采用单线极化喇叭天线作为馈源，这不仅会增加成本与剖面高度，若应用于收发共用系统，还会引入额外的双工器。
Haoyu Lei等人在论文“A Low-Profile Dual-Band Dual-Circularly PolarizedFolded Transmitarray Antenna with Independent Beam Control”中提出，利用双频双馈微带天线单元与共口径传输阵，实现12 GHz和15 GHz的双频双圆极化折叠传输阵。由于单个微带馈源的波束较宽，与该论文中0.5的焦径比配合时，会产生较大的漏射损耗。此外，仿真发现其收发端口隔离度为20 dB，将限制应用范围。
因此，如何获得一种具有高隔离、低剖面、低成的优势的折叠反射阵，以实现双频双极化功能，十分具有研究和应用价值。
发明内容
针对上述现有技术中的问题，本发明提供了全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，显著提升两个频率下的馈源天线增益和波束对称性，同时降低成本和剖面高度。
本发明所采用的技术方案如下：
全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，其特征在于，
包括双频极化选择表面、极化扭转反射阵和至少一个双频双极化集成馈源单元；双频极化选择表面和极化扭转反射阵平行相对设置，双频双极化集成馈源单元集成于极化扭转反射阵中心；
所述双频双极化集成馈源单元包括：
第一1×2的串馈微带，工作于f 1频率，并形成x极化波束，
第二1×2的串馈微带，工作于为f 1频率的1.4~1.6倍的f 2频率，并形成y极化波束，
以及4个尺寸相同的寄生贴片；
所述第一1×2的串馈微带与第二1×2的串馈微带垂直交叉设置，4个寄生贴片设置在垂直交叉的四个象限；
所述双频极化选择表面在f 1频率反射x极化波、透射y极化波，在f 2频率反射y极化波、透射x极化波；
所述极化扭转反射阵将线极化转化为正交极化，并将入射球面波转化为平面波。
进一步地，所述寄生贴片的长度为0.4~0.6个f 1频率对应的介质波长，宽度为0.4~0.6个f 2频率对应的介质波长，寄生贴片的长边与第一1×2的串馈微带的长边平行。
进一步地，4个寄生贴片等距排布，周期为0.5~0.7个f 1频率对应的自由空间波长。
进一步地，所述第一1×2的串馈微带包括依次设置的第一馈线、第一矩形贴片、第二馈线和第二矩形贴片，第二馈线通过依次的金属过孔、下表面共面波导、金属过孔连接第一矩形贴片和第二矩形贴片；第二1×2的串馈微带包括依次设置的第三馈线、第三矩形贴片、第四馈线和第四矩形贴片，第四馈线通过上表面金属线连接第三矩形贴片和第四矩形贴片。
进一步地，在f 1频率下，所述第一矩形贴片和第二矩形贴片的宽度为0.4~0.6个介质波长，长度为宽度的1.05~1.2倍，第一矩形贴片和第二矩形贴片的中心间距为0.5~0.7个自由空间波长；在f 2频率下，所述第三矩形贴片和第四矩形贴片的宽度为0.4~0.6个介质波长，长度为宽度的1.05~1.2倍，第三矩形贴片和第四矩形贴片的中心间距为0.5~0.7个自由空间波长。
进一步地，在第四馈线的两侧设有通过金属过孔接地的金属条带结构，以提高端口隔离度。
进一步地，所述双频极化选择表面包括多个周期排布的由上层金属图案、中间介质层和下层金属图案构成的结构单元；上层金属图案与下层金属图案的结构相同，包括中心正交的I字型离散缝隙和I字型连贯缝隙；相邻结构单元的I字型连贯缝隙相连，I字型离散缝隙隔离；其中，结构单元的周期为0.3~0.4个f 2频率对应的自由空间波长；I字型连贯缝隙和I字型离散缝隙分别谐振在f 1频率和f 2频率，I字型连贯缝隙的长边方向与第一1×2的串馈微带的长边平行。
进一步地，所述极化扭转反射阵为宽带极化扭转反射阵或双频共口径极化扭转反射阵。
进一步地，所述极化扭转反射阵的焦径比为0.5~0.6。
本发明提出的全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线的工作原理为：双频双极化集成馈源单元形成 f 1频率的x极化球面电磁波，被双频极化选择表面反射至极化扭转反射阵，极化扭转反射阵的极化扭转与相位补偿功能将x极化球面波转化为y极化平面波，传播至双频极化选择表面，经双频极化选择表面透射后形成f 1频率的高增益波束；双频双极化集成馈源单元形成 f 2频率的y极化球面电磁波，被双频极化选择表面反射至极化扭转反射阵，极化扭转反射阵的极化扭转与相位补偿功能将y极化球面波转化为x极化平面波，传播至双频极化选择表面，经双频极化选择表面透射后形成f 2频率的高增益波束，进而形成全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线。
本发明的有益效果为：
1、本发明提出了全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，将垂直交叉设置的两个1×2的串馈微带与四个寄生贴片结合，不仅提高双频率下的馈源天线增益，还改善了波束对称性，实现紧凑的高增益双频双极化馈源天线，避免现有双频单贴片馈源与焦径比不匹配的情况；同时提高馈源天线端口隔离度，减少收发链路对滤波器性能的要求；
2、本发明提出的双频极化选择表面具有角度不敏感特性，性能一致性好，将两个频率的极化分离，结合极化扭转反射阵，实现双频正交极化折叠反射阵，增强功能性，并降低剖面高度；并且馈源集成在极化扭转反射阵面上，降低成本的同时，利于直接与射频收发模块集成。
附图说明
图1为本发明实施例1提供的全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线的结构示意图；
图2为本发明实施例1中双频双极化集成馈源单元的结构示意图；
图3为本发明实施例1中双频极化选择表面的局部结构示意图；
图4为本发明实施例1中极化扭转反射阵的局部结构示意图；
图5为对比例1中无寄生贴片的双频双极化集成馈源单元的二维方向图；其中，（a）为20 GHz，（b）为30 GHz；
图6为本发明实施例1中有寄生贴片的双频双极化集成馈源单元的二维方向图；其中，（a）为20 GHz，（b）为30 GHz；
图7为本发明实施例1中有寄生贴片的双频双极化集成馈源单元的S参数曲线；
图8为本发明实施例1中双频极化选择表面的x极化响应曲线；
图9为本发明实施例1中双频极化选择表面的y极化响应曲线；
图10为本发明实施例1提出的全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线在20 GHz上的y极化辐射二维方向图；
图11为本发明实施例1提出的全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线在30 GHz上的x极化辐射二维方向图；
附图中各标记的说明如下：
1.双频双极化集成馈源单元；2.双频极化选择表面；3.极化扭转反射阵；11.第一1×2的串馈微带；111.第一馈线；112.第二馈线；12.第二1×2的串馈微带；121.第三馈线；122.第四馈线；123.金属条带结构；13.寄生贴片；21.I字型连贯缝隙；22.I字型离散缝隙；31.双弧线箭头反射单元；32. 双直角箭头反射单元。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图与实施例对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例1
本实施例提供了全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，结构如图1所示，包括双频极化选择表面2、极化扭转反射阵3和一个双频双极化集成馈源单元1；双频极化选择表面2和极化扭转反射阵3平行相对设置，双频双极化集成馈源单元1集成于极化扭转反射阵3中心。
所述极化扭转反射阵3和双频双极化集成馈源单元1由厚度为0.508 mm、介电常数为2.2的双面基板制成，底层为射频金属地 ，顶层构建极化扭转反射阵3和双频双极化集成馈源单元1的图案。
如图2所示，所述双频双极化集成馈源单元1包括：
第一1×2的串馈微带11，工作于20 GHz频率，并形成x极化波束，
第二1×2的串馈微带12，工作于30 GHz频率，并形成y极化波束，
以及4个尺寸相同的寄生贴片13；
第一1×2的串馈微带11与第二1×2的串馈微带12垂直交叉设置，4个寄生贴片13设置在垂直交叉的四个象限。
第一1×2的串馈微带11包括依次设置的第一馈线111、第一矩形贴片、第二馈线112和第二矩形贴片；第二馈线112通过依次的金属过孔、底层射频金属地的下表面共面波导、金属过孔连接第一矩形贴片和第二矩形贴片，第二馈线112设有一个馈电点；第一馈线111和第二馈线112的宽度可以用来调节阻抗匹配，分别为0.9 mm和0.6 mm；第一矩形贴片和第二矩形贴片的尺寸为5 mm×4.4 mm，第一矩形贴片和第二矩形贴片的中心间距为9mm。
第二1×2的串馈微带12包括依次设置的第三馈线121、第三矩形贴片、第四馈线122和第四矩形贴片；第四馈线122通过顶层的上表面金属线连接第三矩形贴片和第四矩形贴片，第四馈线122设有一个馈电点；第三馈线121和第四馈线122的宽度可以用来调节阻抗匹配，分别为0.6 mm和0.5 mm；第三矩形贴片和第四矩形贴片的尺寸为3.2 mm×2.9 mm，第三矩形贴片和第四矩形贴片的中心间距为6.1 mm。
在第四馈线122的两侧设有通过金属过孔接地的金属条带结构123，以提高端口隔离度。
所述寄生贴片13的长度为4.5 mm，宽度为2.6 mm，寄生贴片13的长边与第一1×2的串馈微带11的长边平行；4个寄生贴片13等距排布，寄生贴片13平行于第一1×2的串馈微带11的长边的排布间距为9.4 mm，平行于第二1×2的串馈微带12的长边的排布间距为9.1mm。
如图3所示，所述双频极化选择表面2由厚度为1.5 mm、介电常数为2.2的双面基板制成，包括多个周期排布的由上层金属图案、中间介质层和下层金属图案构成的结构单元；上层金属图案与下层金属图案的结构相同，包括中心正交的I字型离散缝隙22和I字型连贯缝隙21；相邻结构单元的I字型连贯缝隙21相连，I字型离散缝隙22隔离；其中，结构单元的周期为3.15 mm；I字型连贯缝隙21谐振在20 GHz频率，中间长缝隙的长度为2.1 mm，宽度为0.3 mm，两端短缝隙长度为1 mm，缝隙宽度为0.525 mm，长边方向与第一1×2的串馈微带的长边平行；I字型离散缝隙22谐振在30 GHz频率，中间长缝隙的长度为2.5 mm，缝隙宽度为0.2 mm，两端短缝隙长度为0.9 mm，缝隙宽度为0.2 mm。
由于结构单元在两个频段的极化选择性，所述双频极化选择表面2在20 GHz频率反射x极化波、透射y极化波，在30 GHz频率反射y极化波、透射x极化波。
如图4所示，所述极化扭转反射阵3为宽带极化扭转反射阵，用于将线极化转化为对应的正交极化，并将入射球面波转化为平面波，实现高增益波束。为了实现大频比的360°相位覆盖，选择两种结构的反射单元，为双弧线箭头反射单元31和双直角箭头反射单元32。
为了实现两个频点的高增益波束，考虑双频相位综合方法设计两种结构的反射单元，20 GHz的目标相位ϕ 1(x,y)和30 GHz的目标相位ϕ 2(x,y)如下：
其中，k 1和k 2分别为20 GHz和30 GHz的自由空间传播常数；f为极化扭转反射阵3的焦距；x和y分别为反射单元的位置横纵坐标；ϕ a 和ϕ b 分别为20 GHz和30 GHz的参考相位，通过计算整个极化扭转反射阵3阵面的20 GHz的目标相位ϕ 1(x,y)、30 GHz的目标相位ϕ 2(x,y)与反射单元补偿相位的最小误差确定。
在本实施例中，极化扭转反射阵3阵面直径为105.6 mm，f为63 mm，ϕ a 和ϕ b 分别为0°和-130°，双频极化选择表面2的直径与极化扭转反射阵3的直径相同，双频极化选择表面2与极化扭转反射阵3的间距为f的一半，具体为31.5 mm。
本实施例提出的全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线的工作原理为：双频双极化集成馈源单元形成 f 1频率的x极化球面电磁波，被双频极化选择表面反射至极化扭转反射阵，极化扭转反射阵的极化扭转与相位补偿功能将x极化球面波转化为y极化平面波，传播至双频极化选择表面，经双频极化选择表面透射后形成f 1频率的高增益波束；双频双极化集成馈源单元形成 f 2频率的y极化球面电磁波，被双频极化选择表面反射至极化扭转反射阵，极化扭转反射阵的极化扭转与相位补偿功能将y极化球面波转化为x极化平面波，传播至双频极化选择表面，经双频极化选择表面透射后形成f 2频率的高增益波束，进而形成全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线。
对比例1
本对比例提出了一种双频双极化集成馈源单元，结构与实施例1相比，区别仅在于：仅包括工作于20 GHz频率并发射x极化波束的第一1×2的串馈微带和工作于30 GHz频率并发射y极化波束的第二1×2的串馈微带，不包括4个尺寸相同的寄生贴片；其他结构相同。
对比例1中无寄生贴片的双频双极化集成馈源单元的二维（即H面和E面）方向图如图5所示，实施例1中有寄生贴片的双频双极化集成馈源单元的二维方向图如图6所示，对比可知，不论是在20 GHz频率还是30 GHz频率，添加寄生贴片后，双频双极化集成馈源单元的方向图对称性均有所改善，同时法向增益增大0.5~1 dB；由图7所示的实施例1中有寄生贴片的双频双极化集成馈源单元的S参数曲线可知，在20 GHz和30 GHz的反射系数均低于-10dB，隔离度分别大于30 dB与35 dB。
图8为实施例1中双频极化选择表面的x极化响应曲线，可知在入射波0~40°范围内，x极化波束在20 GHz被双频极化选择表面2全反射，在30 GHz被双频极化选择表面2全透射；图9为实施例1中双频极化选择表面的y极化响应曲线，可知在入射波0~40°范围内，y极化波束在30 GHz被双频极化选择表面2全反射，在20 GHz被双频极化选择表面2全透射，表明双频极化选择表面2具有优异的角度不敏感特性。
实施例1提出的全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线在20 GHz上的y极化辐射二维方向图和30 GHz上的x极化辐射二维方向图分别如图10和图11所示，可以看出20GHz的y极化波的法向增益有20.5 dBi，30 GHz的x极化波的法向增益有24.4 dBi，说明所述全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线在20 GHz频率和30 GHz频率均可以产生符合预期的高增益波束，同时具备低剖面、双极化、高隔离的特性。
Claims (9)
1.全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，其特征在于，包括双频极化选择表面、极化扭转反射阵和至少一个双频双极化集成馈源单元；双频极化选择表面和极化扭转反射阵平行相对设置，双频双极化集成馈源单元集成于极化扭转反射阵中心；
所述双频双极化集成馈源单元包括：
第一1×2的串馈微带，工作于f 1频率，并形成x极化波束，
第二1×2的串馈微带，工作于为f 1频率的1.4~1.6倍的f 2频率，并形成y极化波束，
以及4个尺寸相同的寄生贴片；
所述第一1×2的串馈微带与第二1×2的串馈微带垂直交叉设置，4个寄生贴片设置在垂直交叉的四个象限；
所述双频极化选择表面在f 1频率反射x极化波、透射y极化波，在f 2频率反射y极化波、透射x极化波；
所述极化扭转反射阵将线极化转化为正交极化，并将入射球面波转化为平面波。
2.根据权利要求1所述全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，其特征在于，所述寄生贴片的长度为0.4~0.6个f 1频率对应的介质波长，宽度为0.4~0.6个f 2频率对应的介质波长，寄生贴片的长边与第一1×2的串馈微带的长边平行。
3.根据权利要求1所述全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，其特征在于，4个寄生贴片等距排布，周期为0.5~0.7个f 1频率对应的自由空间波长。
4.根据权利要求1所述全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，其特征在于，所述第一1×2的串馈微带包括依次设置的第一馈线、第一矩形贴片、第二馈线和第二矩形贴片，第二馈线通过依次的金属过孔、下表面共面波导、金属过孔连接第一矩形贴片和第二矩形贴片；第二1×2的串馈微带包括依次设置的第三馈线、第三矩形贴片、第四馈线和第四矩形贴片，第四馈线通过上表面金属线连接第三矩形贴片和第四矩形贴片。
5.根据权利要求4所述全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，其特征在于，在f 1频率下，所述第一矩形贴片和第二矩形贴片的宽度为0.4~0.6个介质波长，长度为宽度的1.05~1.2倍，第一矩形贴片和第二矩形贴片的中心间距为0.5~0.7个自由空间波长；在f 2频率下，所述第三矩形贴片和第四矩形贴片的宽度为0.4~0.6个介质波长，长度为宽度的1.05~1.2倍，第三矩形贴片和第四矩形贴片的中心间距为0.5~0.7个自由空间波长。
6.根据权利要求4所述全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，其特征在于，在第四馈线的两侧设有通过金属过孔接地的金属条带结构。
7.根据权利要求1所述全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，其特征在于，所述双频极化选择表面包括多个周期排布的由上层金属图案、中间介质层和下层金属图案构成的结构单元；上层金属图案与下层金属图案的结构相同，包括中心正交的I字型离散缝隙和I字型连贯缝隙；相邻结构单元的I字型连贯缝隙相连，I字型离散缝隙隔离；其中，结构单元的周期为0.3~0.4个f 2频率对应的自由空间波长；I字型连贯缝隙和I字型离散缝隙分别谐振在f 1频率和f 2频率，I字型连贯缝隙的长边方向与第一1×2的串馈微带的长边平行。
8.根据权利要求1所述全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，其特征在于，所述极化扭转反射阵为宽带极化扭转反射阵或双频共口径极化扭转反射阵。
9.根据权利要求1所述全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线，其特征在于，所述极化扭转反射阵的焦径比为0.5~0.6。
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|---|---|---|---|
| CN202210747227.7A Active CN114824834B (zh) | 2022-06-29 | 2022-06-29 | 全集成的大频比双频双馈折叠反射阵天线 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN114824834B (zh) |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103560336A (zh) * | 2013-10-16 | 2014-02-05 | 北京航天福道高技术股份有限公司 | Ku频段双频双极化微带平面反射阵天线 |
| CN104901023A (zh) * | 2015-05-27 | 2015-09-09 | 电子科技大学 | 一种宽频带折叠反射阵天线 |
| CN109167183A (zh) * | 2018-08-07 | 2019-01-08 | 中国人民解放军空军工程大学 | 卡塞格伦反射阵天线 |
| CN109755755A (zh) * | 2019-01-10 | 2019-05-14 | 电子科技大学 | 一种基于单层介质的双频宽带圆极化栅 |
| EP3547450A1 (fr) * | 2018-03-29 | 2019-10-02 | Thales | Element rayonnant a polarisation circulaire mettant en uvre une resonance dans une cavite de fabry perot |
| CN112635984A (zh) * | 2020-12-09 | 2021-04-09 | 东南大学 | 高度集成的宽带折叠式反射阵天线 |
| CN113555697A (zh) * | 2021-06-21 | 2021-10-26 | 南京邮电大学 | 一种基于折合式平面反射阵技术的圆极化高增益天线 |
| CN114069256A (zh) * | 2021-11-12 | 2022-02-18 | 西安石油大学 | 一种双频双圆极化折叠反射阵天线 |
-
2022
- 2022-06-29 CN CN202210747227.7A patent/CN114824834B/zh active Active
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN103560336A (zh) * | 2013-10-16 | 2014-02-05 | 北京航天福道高技术股份有限公司 | Ku频段双频双极化微带平面反射阵天线 |
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Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| YU JIANFENG 等: "Design of a New Type Phase Shifting Array with Dual Radiating Modes", 《2019 IEEE-APS TOPICAL CONFERENCE ON ANTENNAS AND PROPAGATION IN WIRELESS COMMUNICATION》 * |
| 仝晓雨 等: "一种用于折叠反射阵的新型交叉极化转换单元", 《2021年全国天线年会论文集》 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN114824834B (zh) | 2022-10-14 |
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