CN115528424A - 宽波束双圆极化超表面天线单元、实现方法及相控阵天线 - Google Patents

宽波束双圆极化超表面天线单元、实现方法及相控阵天线 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种宽波束双圆极化超表面天线单元、实现方法及相控阵天线，包括天线馈电结构、天线辐射体结构及天线宽波束结构，所述天线馈电结构包括环形带状线、交叉缝隙及金属化过孔，所述天线辐射体结构包括主超表面及寄生超表面，所述天线宽波束结构包括寄生槽和接地柱。本发明实现宽增益波束和宽轴比波束的双圆极化天线。

Description

宽波束双圆极化超表面天线单元、实现方法及相控阵天线
技术领域
本发明涉及通信领域，特别涉及一种宽波束双圆极化超表面天线单元、实现方法及相控阵天线。
背景技术
随着无线通信技术发展，5G的sub-6G频段逐渐开始大规模商用，毫米波频段由于带宽更宽，速率更快，受到了广泛的关注，成为学术界和产业界的研究热点。其中一个重要的应用在于卫星通信。由于卫星距离地面远，通信延迟大，通信容量非常有限。为了克服这个问题，目前主流的解决方案是采用毫米波双圆极化宽角扫描相控阵天线。双圆极化天线能有效减小多径效应和雨衰，抗干扰较强，是卫星通信中主要的天线类型；相控阵天线通常采用平板阵列天线形式，剖面低，通过移相器等组件实现电扫描，克服了传统机械扫描的惯性，更适合卫星与地面低延时通信的需求；宽角扫描可以使得相控阵天线的覆盖范围更广，有效减少覆盖所需的天线数量。毫米波双圆极化宽角扫描相控阵天线的主要指标有带宽、波束宽度、扫描角度、轴比等，通常要求天线单元具有宽的增益波束宽度和轴比波束宽度，以及自身能实现左旋或右旋圆极化，并基于此拓展成宽角扫描且低轴比的相控阵天线。
为了提升相控阵的宽角扫描和轴比性能，近年来出现了很多先进的技术方案。在目前已有的方案中，文献X.Luo et al.,"A Scalable Ka-Band 1024-Element TransmitDual-Circularly-Polarized Planar Phased Array for SATCOM Application,"in IEEEAccess,vol.8,pp.156084-156095,2020.提出了一种窄带双圆极化的相控阵，天线单元采用了两根工字型缝隙，通过等幅同相激励叠层切角贴片，以实现双圆极化，避免使用与半波长相关的3dB电桥，有利于紧凑组阵。同时，在天线周围加入了一圈隔离柱，有利于减少单元间的耦合。该相控阵规模为32×32，由1024个天线单元组成，阵间距为5mm(即30GHz频率所对应波长的0.5倍)，工作在29.5-30GHz，扫描到±60°增益下降4.5dB，但轴比高于8dB，产生圆极化需要同时激励两个端口，意味着在同一个时刻只能实现左旋或右旋圆极化，而不能同时实现双圆极化。天线单元的轴比波宽较窄，虽然采用了子阵旋转的组阵方式，在大角扫描时轴比却高于8dB，不能满足实际的应用需求。
发明内容
为了克服现有技术的上述缺点与不足，本发明的目的在于提供一种宽波束双圆极化超表面天线单元、方法及相控阵天线。
本发明的目的通过以下技术方案实现：
一种宽波束双圆极化超表面天线单元，包括：
天线馈电结构，包括环形带状线、交叉缝隙及金属化过孔，所述环形带状线印制在第一介质基板上，所述第一介质基板的下表面设置下层金属地板，所述交叉缝隙印制在第二介质基板上，所述第二介质基板的上表面印制上层金属地板，所述金属化过孔位于上层金属地板和下层金属地板之间；
天线辐射体结构，包括主超表面及寄生超表面，所述主超表面印制在第三介质基板上，所述寄生超表面印制在第四介质基板上，主超表面和寄生超表面构成叠层超表面；
天线宽波束结构，包括寄生槽和接地柱，所述寄生槽印制在第四介质基板上，所述寄生超表面设置在寄生槽内，所述接地柱位于寄生槽和上层金属地板之间；
所述第一介质基板、第二介质基板、第三介质基板及第四介质基板按照由下至上的顺序压合一起。
进一步，所述环形带状线为左右对称，所述环形带状线的两端为阻抗变换段，中间环形部分为辐射段。
进一步，所述交叉缝隙由四根缝隙交叉构成，相邻缝隙间隔45°，所述交叉缝隙为左右对称结构。
进一步，所述金属化过孔围绕在环形带状线周围，所述第三介质基板的下表面设置金属地板。
进一步，所述主超表面由4×4个阵列形式排列的第一金属贴片构成，所述寄生超表面由2×2个阵列形式排列的第二金属贴片构成。
进一步，所述寄生槽为八边形，每条边上的接地柱数量为n，n为至少三个。
一种基于所述的宽波束双圆极化超表面天线单元的实现方法，包括：
将左右对称的环形带状线的两端设为端口1及端口2，当激励一个端口时，另一个端口连接匹配负载，此时环形带状线产生行波馈电，环形带状线上各处的相位呈线性变化，通过调整环形带状线的半径，使得环形带状线的各点依次产生45°相位差，激励信号按照序列依次经过各点并通过交叉缝隙辐射实现序列馈电；
端口1输入激励信号，端口2连接匹配负载，由于环形带状线各点依次产生45°相位差，使得交叉缝隙辐射的电磁波也会产生相位差，最终在远场合成的正交电场相位相差90°，通过调整环形带状线中间部分的宽度和交叉缝隙的长度使得正交电场幅度相等，形成宽轴比波束的右旋圆极化；
由于结构完全对称，当激励端口2，而端口1连接匹配负载，则产生左旋圆极化。
进一步，调整主超表面第一金属贴片的尺寸、第三及第四介质基板的厚度改变天线单元的谐振频率。
一种相控阵天线，包括N×M个子阵，所述子阵由2×2个所述的宽波束双圆极化超表面天线单元按照顺时针依次旋转90°得到。
进一步，相邻天线单元的间距等于天线单元的尺寸。
与现有技术相比，本发明具有以下优点和有益效果：
(1)本发明采用环形带状线作为馈线，并通过金属化过孔进行屏蔽，降低了馈电结构在毫米波频段的传输损耗。
(2)本发明采用叠层超表面的设计，将天线单元的尺寸从一个波长减小至半波长以内，有利于减少组阵的单元间距，从而实现宽角扫描。
(3)本发明增加八边形寄生槽及接地柱，将波束宽度从90°提高至120°以上，有利于降低大角度扫描的增益下降过大问题。
(4)本发明采用行波序列馈电实现双圆极化技术，一端口输入激励信号，另一端口接匹配负载，形成行波激励，再通过环形微带线激励四根对称缝隙，可以实现较宽的10dB阻抗带宽和3dB轴比带宽。
附图说明
图1是本发明的宽波束圆极化超表面天线单元的三维结构图；
图2(a)及图2(b)分别是图1的侧视图及俯视图；
图3(a)是双圆极化宽角扫描相控阵天线2×2子阵的俯视图；
图3(b)是双圆极化宽角扫描相控阵天线8×8阵列的俯视图；
图4是本发明行波序列馈电机制原理示意图；
图5是八边形寄生槽每边接地柱数量与方向图的关系示意图；
图6(a)八边形寄生槽每边接地柱数量n＝2时电流分布示意图；
图6(b)八边形寄生槽每边接地柱数量n＝3时电流分布示意图；
图7是宽波束双极化超表面天线单元的S参数图；
图8是宽波束双极化超表面天线单元的增益和轴比图；
图9是宽波束双极化超表面天线单元的增益方向图；
图10是宽波束双极化超表面天线单元的轴比方向图；
图11是8×8相控阵天线的方向图比较示意图；
图12(a)是8×8相控阵天线扫描至60°增益方向图比较示意图；
图12(b)是8×8相控阵天线扫描至60°轴比方向图比较示意图；
图13(a)、图13(b)及图13(c)是8×8相控阵天线扫描方向图；
图14(a)、图14(b)及图14(c)分别是8×8相控阵天线在27.5GHz，29GHz及31GHz的扫描增益和轴比示意图。
具体实施方式
下面结合实施例，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
实施例1
一种宽波束双圆极化超表面天线单元，该天线单元为对称结构，具体结构如图1及图2(a)、图2(b)所示，包括三部分：
天线馈电结构：包括环形带状线13、交叉缝隙10及金属化过孔14。所述环形带状线13为左右对称结构，印制在第一介质基板15的上表面，所述环形带状线的两端为阻抗变换段，中间环形部分为辐射段。
所述交叉缝隙10为左右对称结构，刻蚀在第二介质基板11上，可以由偶数根缝隙交叉构成，各个缝隙的长短及宽度均不同。当缝隙为四根时，相邻缝隙夹角是45°；当缝隙为两根时，相邻缝隙夹角是90°。
所述金属化过孔14位于上层金属地板9和下层金属地板16之间，按照相等间隔围绕在环形带状线13周围，其形状可以是方形、六边形或圆形等。第一介质基板位于第二介质基板的下方，两块介质基板通过半固化片12压合在一起。
具体地，所述下层金属地板设置在第一介质基板的下表面，所述上层金属地板设置在第二介质基板的上表面，金属化过孔穿过第一介质基板及第二介质基板设置在上下层金属地板之间。
天线辐射体结构：包括主超表面6和寄生超表面1，本实施例中主超表面包括4×4个呈阵列排布的第一金属贴片，印制在第三介质基板7上。所述寄生超表面1包括2×2个呈阵列排布的第二金属贴片构成，印制在第四介质基板4上，所述主超表面的整体尺寸与寄生超表面尺寸相同。第一金属贴片及第二金属贴片本实施例中选用方形贴片，所述第一金属贴片的尺寸小于第二金属贴片。
特别地，除了辐射体为超表面外，辐射体还可以是方形金属贴片或其它形式。主超表面及寄生超表面的阵列结构及贴片尺寸均可以根据实际情况调整，只要满足两个超表面整体尺寸相等。
第四介质基板4及第三介质基板7通过半固化片5压合在一起，第三介质基板7与第二介质基板11通过半固化片8压合在一起。
天线宽波束结构：包括寄生槽2和接地柱3，所述寄生槽为正八边形，与寄生超表面一起印制在第四介质基板上，寄生槽的形状还可以是方形、圆形等。接地柱3位于八边形寄生槽和上层金属地板9之间，按相等间隔围绕在八边形寄生槽，每条边上的接地柱数量为n，n＝3,4及以上，其形状可以是方形、六边形或圆形等。
上述四个介质基板均为方形结构。
本实施例中的优选尺寸为：
本发明所提出的宽波束双圆极化超表面天线结构采用PCB加工，介质基板均为Rogers 4350B，介电常数为3.48；半固化片厚度均为0.1mm，介电常数为3.5；介质基板上金属厚度均为0.018mm。天线单元的整体尺寸(长宽高)为4.8mm×4.8mm×1.766mm。
寄生超表面1的第二金属贴片尺寸为1.16mm，间隔为0.12mm，整体尺寸为2.44mm*2.44mm；主超表面6的第一金属贴片尺寸为0.52mm，间隔为0.12mm，整体尺寸为2.44mm*2.44mm。
八边形寄生槽的边长为1.7mm，接地柱3的间距为0.92mm。
介质基板从上到下的厚度依次为0.422mm，0.508mm，0.1mm，0.338mm。
交叉缝隙10的长度依次为2.5mm，2.4mm，2.5mm，1.6mm，宽度都为0.2mm。
环形带状线13半径为0.85mm，中间环形部分宽度0.5mm。
本天线单元的工作原理说明
第一部分为行波序列馈电机制。如图4所示，左右对称的环形带状线13首端和末端分别为端口1和端口2，产生行波的条件为：当激励一个端口时，另一个端口需要接匹配负载，使得环形带状线13上不会产生反射回波而形成行波馈电，环形带状线13上各处的相位呈线性变化。通过调整环形带状线13的半径，可以使得环形带状线13上的A-B-C-D-E-F-G各点依次产生45°相位差，如B和F为反相点，对应位于行波正弦曲线零点处的B′和F′。四根交叉缝隙10间隔45°放置，激励信号按序列依次经过各点并通过缝隙辐射出去，即序列馈电。以形成右旋圆极化为例，在端口1输入激励信号，端口2接匹配负载，环形带状线13上的A点相位超前B点相位45°，超前C点相位90°，以此类推，经过交叉缝隙10辐射的电磁波也会产生一致的相位差，最终在远场合成的正交电场相位相差90°。通过调整环形带状线13中间部分的宽度和四根交叉缝隙10的长宽，可以使得正交电场幅度相等，最终形成宽轴比波束的右旋圆极化。同理，由于结构完全对称，激励端口2而端口1接匹配负载，可以产生左旋圆极化。
第二部分为辐射体。由于缝隙辐射是非定向辐射，会产生严重的后瓣，辐射效率很低，因此采用低剖面的超表面作为辐射体。超表面作为辐射体使用时，又被称为网格缝隙贴片，由周期个小型贴片按相等间距组成，具有和贴片类似的TM辐射模式。此外，周期性的超表面具有多模谐振特性，相较于贴片，具有更大的阻抗带宽。然而，单层超表面的尺寸通常大于半波长，不利于组阵。为了实现天线的小型化，需要加载寄生超表面1，其原理是容性加载，增大等效电容，降低谐振频点，即在更小的尺寸下实现相同的谐振频率。通过改变主超表面6的尺寸，以及第四介质基板4和第第三介质基板7的厚度，可以有效改变天线的谐振频率。
第三部分为宽波束机制。通过在寄生超表面周围加载八边形寄生槽，再在八边形寄生槽内边缘加载接地柱3实现。宽波束机制原理如下：与传统贴片类似，普通超表面天线的主要通过主超表面6与金属地板9间的缝隙辐射。在本发明中，加载八边形寄生槽并接地后，相当于人为将地板抬高了，主要辐射部分既包括主超表面6与金属地板9间的缝隙，同时也包括寄生超表面1与八边形寄生槽间的缝隙。后者可以减小天线的有效口径面积，波束宽度得到展宽。八边形寄生槽尺寸越小，与寄生超表面1的距离越近，等效口径面积越小，波束宽度越大，但同时会恶化单元内的极化隔离度，需要根据实际所需扫描角确定单元波束宽度，以确定八边形寄生槽的尺寸。此外，本发明的天线单元波束宽度还与八边形寄生槽每条边上的接地柱3数量n有关。图5给出了n＝2，3，4时最高频点31GHz处的方向图对比，可以看出，当n＝2时，波束宽度很窄，只有58°；当n＝3或4时，波束宽度达到了122°，且差异不大。其原因在于，当n＝2时，接地柱3间距太远，八边形寄生槽没有完全接地，能量从接地柱3间泄露出去。如图6(a)所示，此时接地柱3上的电流密度远大于八边形寄生槽边缘的电流密度，接地柱3作为主要辐射体。当n≥3时，八边形寄生槽接地良好，如图6(b)所示，八边形寄生槽边缘的电流密度最强，即寄生超表面1与八边形寄生槽间的电场很强，有效地减少了天线的有效口径，同时还可以提高单元间的隔离度。
本发明的优势在于：
本发明采用环形带状线作为馈线，并通过金属化过孔进行屏蔽，降低了馈电结构在毫米波频段的传输损耗。
采用叠层超表面的设计，将天线单元的尺寸从一个波长减小至半波长以内，有利于减少组阵的单元间距，从而实现宽角扫描；最后，本发明还增加了八边形寄生槽以及接地柱，将波束宽度从90°提高至120°以上，有利于降低大角度扫描的增益下降过大问题。由于本发明的天线单元是对称的，左旋和右旋圆极化得到的结果差异不大，后面的结果都是右旋圆极化为例。如图7所示，本发明提出的天线单元的S参数在带内(27.5GHz-31GHz)的范围内满足反射系数S11<-23dB，单元内极化耦合度S12<-12dB。图8为增益和轴比随频率的变化，带内法向增益为3.9dBi-4.5dBi，法向轴比低于1dB。图9为27.5GHz、29GHz和31GHz三个频点的增益方向图，3dB增益波束宽度都大于120°。图10为27.5GHz、29GHz和31GHz三个频点的轴比方向图，3dB轴比波束宽度都大于114°。增益和轴比方向图在phi＝0°和phi＝90°平面的对称性都较好。
实施例2
一种相控阵天线，包括N×M个子阵，所述子阵由多个如实施例1所述的宽波束双圆极化超表面天线单元按照顺时针依次旋转90度得到。
本实施例中如图3(a)及图3(b)所示，一种相控阵天线包括8×8个宽波束双圆极化超表面天线单元，该相控阵天线是由2×2子阵平移拓展而成。为了防止大角扫描时出现栅瓣，天线单元的间距等于天线单元尺寸，即4.8mm(最高频31GHz的半波长)。
本发明基于宽波束单元，首先通过2×2子阵旋转布阵，再拓展成8×8规模的相控阵，在大角扫描增益和轴比方面都得到了很好的改善。由于本发明的天线阵列是对称的，左旋和右旋圆极化得到的结果差异不大，后面的结果都是右旋圆极化为例。图11为加载八边形寄生槽前后，8×8阵中天线单元在最高频点31GHz方向图的比较。加载八边形寄生槽前，方向图存在明显的凹陷；加载八边形寄生槽后，由于天线单元波束宽度增加，且接地柱3起到隔离的作用，方向图变得比较平坦。图12(a)及图12(b)给出了最高频点31GHz扫描至60°时，加载八边形寄生槽前后的增益方向图和轴比方向图变化。二者的不扫描增益分别为22.64dBi和22.59dBi，不扫描增益差别很小。相较于不扫描，加载八边形寄生槽前，增益下降了7.6dB，轴比为7dB；加载八边形寄生槽后，增益只下降了5dB，轴比为2dB，扫描性能包括增益和轴比都得到明显的提升。图13(a)、图13(b)及图13(c)给出了本发明的双圆极化宽角扫描相控阵天线在27.5GHz、29GHz和31GHz处的扫描方向图，结果如下：在27.5GHz，不扫描增益为21.13dBi，扫描至±60°，增益下降4dB；在29GHz，不扫描增益为22.06dBi，扫描至±60°，增益下降4dB；在31GHz，不扫描增益为22.59dBi，扫描至±60°，增益下降5dB。因此，带内扫描至±60°，增益波动在5dB以内。最后，图14(a)、图14(b)及图14(c)给出了扫描的增益和轴比变化，在频带内扫描至±60°，轴比都低于3dB，解决了大角扫描轴比恶化的问题。
本发明的双圆极化宽角扫描相控阵天线能够工作在5G毫米波通信频段，适用于卫星通信或地面通信的相控阵系统。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种宽波束双圆极化超表面天线单元，其特征在于，包括：
天线馈电结构，包括环形带状线、交叉缝隙及金属化过孔，所述环形带状线印制在第一介质基板上，所述第一介质基板的下表面设置下层金属地板，所述交叉缝隙印制在第二介质基板上，所述第二介质基板的上表面印制上层金属地板，所述金属化过孔位于上层金属地板和下层金属地板之间；
天线辐射体结构，包括主超表面及寄生超表面，所述主超表面印制在第三介质基板上，所述寄生超表面印制在第四介质基板上，主超表面和寄生超表面构成叠层超表面；
天线宽波束结构，包括寄生槽和接地柱，所述寄生槽印制在第四介质基板上，所述寄生超表面设置在寄生槽内，所述接地柱位于寄生槽和上层金属地板之间；
所述第一介质基板、第二介质基板、第三介质基板及第四介质基板按照由下至上的顺序压合一起。
2.根据权利要求1所述的宽波束双圆极化超表面天线单元，其特征在于，所述环形带状线为左右对称，所述环形带状线的两端为阻抗变换段，中间环形部分为辐射段。
3.根据权利要求1所述的宽波束双圆极化超表面天线单元，其特征在于，所述交叉缝隙由四根缝隙交叉构成，相邻缝隙间隔45°，所述交叉缝隙为左右对称结构。
4.根据权利要求1所述的宽波束双圆极化超表面天线单元，其特征在于，所述金属化过孔围绕在环形带状线周围，所述第三介质基板的下表面设置金属地板。
5.根据权利要求1所述的宽波束双圆极化超表面天线单元，其特征在于，所述主超表面由4×4个阵列形式排列的第一金属贴片构成，所述寄生超表面由2×2个阵列形式排列的第二金属贴片构成。
6.根据权利要求1-5任一项所述的宽波束双圆极化超表面天线单元，其特征在于，所述寄生槽为八边形，每条边上的接地柱数量为n，n为至少三个。
7.一种基于权利要求1-6任一项所述的宽波束双圆极化超表面天线单元的实现方法，其特征在于，包括：
将左右对称的环形带状线的两端设为端口1及端口2，当激励一个端口时，另一个端口连接匹配负载，此时环形带状线产生行波馈电，环形带状线上各处的相位呈线性变化，通过调整环形带状线的半径，使得环形带状线的各点依次产生45°相位差，激励信号按照序列依次经过各点并通过交叉缝隙辐射实现序列馈电；
端口1输入激励信号，端口2连接匹配负载，由于环形带状线各点依次产生45°相位差，使得交叉缝隙辐射的电磁波也会产生相位差，最终在远场合成的正交电场相位相差90°，通过调整环形带状线中间部分的宽度和交叉缝隙的长度使得正交电场幅度相等，形成宽轴比波束的右旋圆极化；
由于结构完全对称，当激励端口2，而端口1连接匹配负载，则产生左旋圆极化。
8.根据权利要求7所述的实现方法，其特征在于，调整主超表面第一金属贴片的尺寸、第三及第四介质基板的厚度改变天线单元的谐振频率。
9.一种相控阵天线，其特征在于，包括N×M个子阵，所述子阵由2×2个如权利要求1-6任一项所述的宽波束双圆极化超表面天线单元按照顺时针依次旋转90°得到。
10.根据权利要求9所述的相控阵天线，其特征在于，相邻天线单元的间距等于天线单元的尺寸。
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