CN114765417A - 改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制方法和电路 - Google Patents

Abstract

改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制方法和电路，属于电源管理技术领域。本发明通过在升降压变换器模式切换时对比较电压做前馈处理来改善输出稳定性；当升降压变换器从降压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到升压模式时，将比较电压的电压值降低后再与升压控制斜坡电压和降压控制斜坡电压进行比较产生对应脉宽调制信号；当升降压变换器从升压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到降压模式时，将比较电压的电压值抬升后再与升压控制斜坡电压和降压控制斜坡电压进行比较产生对应脉宽调制信号，以实现减小电感电流过冲，使得输出电压在模式切换时更加平滑地过渡。

Description

改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制方法和电路

技术领域

本发明属于集成电路中的电源管理技术领域，涉及一种改善升降压(BUCK-BOOST)变换器在模式切换时输出电压稳定性的控制方法和控制电路。

背景技术

现有的平均电流模式BUCK-BOOST变换器如图1所示，BUCK-BOOST变换器的功率级部分包括四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4和电感L，用于将输入电压VIN转换成输出电压VOUT。输出电压VOUT通过反馈电阻RF1和RF2进行分压后产生反馈电压V_FB，跨导放大器GM-V通过将反馈电压V_FB和基准电压VREF进行比较后产生第一误差电压COMP_V，而后跨导放大器GM-I将采样到的电感电流的电压信号V_IL与第一误差电压COMP_V比较后再产生第二误差电压COMP_C，第二误差电压COMP_C作为一个比较电压，在两个PWM比较器COMP1和COMP2中分别与两个不同的斜坡电压(即升压控制斜坡电压RAMP_BOOST和降压控制斜坡电压RAMP_BUCK)进行比较，产生升压控制脉宽调制信号PWM_BOOST和降压控制脉宽调制信号PWM_BUCK，PWM_BOOST和PWM_BUCK通过PWM逻辑电路处理以后去控制开关管Q1～Q4，实现模式的切换。

当VIN>VOUT的时候，如图2所示，比较电压COMP_C的电压值高于降压控制斜坡电压RAMP_BUCK的最大值，因此降压控制脉宽调制信号PWM_BUCK一直为高，此时第一开关管Q1保持在导通状态，而第二开关管Q2保持关闭，第三开关管Q3和第四开关管Q4的控制信号HD2和LD2由升压控制脉宽调制信号PWM_BOOST产生，整个升降压变换器电路工作在升压模式即BOOST模式。

相反，当VIN<VOUT的时候，如图3所示，比较电压COMP_C的电压值低于升压控制斜坡电压RAMP_BOOST的最小值，升压控制脉宽调制信号PWM_BOOST一直为高，此时第三开关管Q3保持一直关闭，而第四开关管Q4保持在导通状态，第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制信号HD1和LD1由降压控制脉宽调制信号PWM_BUCK产生，整个升降压变换器电路工作在降压模式即BUCK模式。

但是，当输入电压VIN和输出电压VOUT非常接近的时候，由于最小导通时间和最小关断时间的限制，降压模式的占空比不可能到达100％(相反，升压模式的占空比不可能无限接近0％)，这样就需要增加额外的升降压模式即BUCK-BOOST模式。

当BUCK模式的工作周期内达到了最大占空比时(如图4a所示)，如果此时因为输入输出电压变化，或者输出负载变化需要更大的占空比才能满足负载所需要的能量，那么就需要在BUCK工作周期之间加入一个新的能提供额外能量的工作周期，比如一个最小占空比的BOOST周期(如图4b所示)，因为此时输入电压VIN大于输出电压VOUT，在整个BOOST工作周期内电感电流的斜率将保持正向，这样BOOST周期内输出端得到的能量将比最大占空比的BUCK周期更大，这样电路将能继续稳定地工作。

同理，当BOOST模式的工作周期内达到了最小占空比时，如果此时需要BOOST工作在更小占空比时，同样可以在最小占空比的BOOST周期后插入一个最大占空比的BUCK工作周期，这样输出端将能得到更小的能量，电路能够继续稳定地工作(电感电流如图5所示)。

但是这样的方式会导致输出电压VOUT的不稳定，具体说明如下。以在最大占空比的BUCK周期后插入最小占空比的BOOST周期为例，如果BUCK周期一直保持在最大占空比的话，电感电流将持续上升，电感电流监测结果V_IL电压上升，此时需要GM_C检测到V_IL>COMP_V，再减小比较电压COMP_C的电压值以减小BUCK周期的占空比，才能维持电感电流平衡。可是，由于电流环路的响应速度有限，比较电压COMP_C的电压值下降会有一定的延迟，这将导致电感电流出现一个正向的电流尖峰，从而在输出电压VOUT上出现一个电压尖峰，这导致了输出的不稳定性。同理，在最小占空比的BOOST周期后插入最大占空比的BUCK周期的话，同样会导致输出电压出现一个负向的电压波谷。

如图6所示，以最大占空比的BUCK周期后插入最小占空比的BOOST周期为例，因为环路响应速度的原因，比较电压COMP_C的电压值在一开始维持在初始值附近，这将导致电感电流出现向上的变化，直到环路使得比较电压COMP_C的电压值下降到足够值以后，电感电流值才能回到负载电流值附近，这导致了输出电压VOUT出现一个瞬态尖峰，在很多应用上这是不能接受的。在最小占空比的BOOST周期后插入最大占空比的BUCK周期的表现与上述表现相反，将会导致输出电压VOUT出现一个瞬态电压波谷。

发明内容

针对上述传统升降压变换器在模式切换时输出电压VOUT出现瞬态尖峰或瞬态电压波谷导致输出不稳定的问题，本发明提出了一种改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制方法和对应的控制电路，在升降压变换器进行模式切换时，对比较电压COMP_C做一个前馈处理，根据切换的模式使得比较电压的电压值先抬升或降低，来达到减小电感电流过冲的目的，使得输出电压在模式切换时更加平滑地过渡。

本发明提出的用于改善升降压变换器在模式切换时输出电压稳定性的控制方法的技术方案为：

一种改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制方法，所述升降压变换器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和电感，由降压控制脉宽调制信号控制的第一开关管和第二开关管串联并接在升降压变换器输入端和地之间，其连接点连接电感的一端；由升压控制脉宽调制信号控制的第三开关管和第四开关管串联并接在升降压变换器输出端和地之间，其连接点连接电感的另一端；所述降压控制脉宽调制信号由比较电压与降压控制斜坡电压进行比较获得，所述升压控制脉宽调制信号由所述比较电压与升压控制斜坡电压进行比较获得，所述比较电压包含所述升降压变换器输出电压和电感电流的信息；

所述控制方法为：

当所述升降压变换器从降压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到升压模式时，将所述比较电压的电压值降低后再与所述升压控制斜坡电压和所述降压控制斜坡电压进行比较；

当所述升降压变换器从升压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到降压模式时，将所述比较电压的电压值抬升后再与所述升压控制斜坡电压和所述降压控制斜坡电压进行比较。

具体的，在模式切换时抬升或降低所述比较电压的电压值的具体方法为：

步骤一、采样所述升降压变换器的比较电压并分压获得第一分压电压、第二分压电压和第三分压电压，其中第一分压电压的电压值大于第二分压电压的电压值，第二分压电压的电压值大于第三分压电压的电压值；

步骤二、在所述升降压变换器进行模式切换时，根据不同工作模式输出不同的分压电压代替所述比较电压与所述降压控制斜坡电压和升压控制斜坡电压进行比较，当所述升降压变换器切换到降压模式时输出所述第一分压电压；当所述升降压变换器切换到升降压模式时输出所述第二分压电压；当所述升降压变换器切换到升压模式时输出所述第三分压电压。

具体的，当所述升降压变换器从降压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到升压模式的过程中，在升降压模式的降压周期后插入一个最小占空比的升压周期；当所述升降压变换器从升压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到降压模式的过程中，在升降压模式的升压周期后插入一个最大占空比的降压周期。

基于上述控制方法，本发明还提出了对应的控制电流，技术方案如下：

一种改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制电路，所述升降压变换器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和电感，由降压控制脉宽调制信号控制的第一开关管和第二开关管串联并接在升降压变换器输入端和地之间，其连接点连接电感的一端；由升压控制脉宽调制信号控制的第三开关管和第四开关管串联并接在升降压变换器输出端和地之间，其连接点连接电感的另一端；所述降压控制脉宽调制信号由比较电压与降压控制斜坡电压进行比较获得，所述升压控制脉宽调制信号由所述比较电压与升压控制斜坡电压进行比较获得，所述比较电压包含所述升降压变换器输出电压和电感电流的信息；

所述比较电压先输入到所述控制电路进行处理，再将所述控制电路的输出信号分别与所述降压控制斜坡电压比较产生所述降压控制脉宽调制信号和与所述升压控制斜坡电压比较产生所述升压控制脉宽调制信号；

所述控制电路包括分压网络和开关网络，所述分压网络用于采样所述比较电压并进行分压产生第一分压电压、第二分压电压和第三分压电压，其中第一分压电压的电压值大于第二分压电压的电压值，第二分压电压的电压值大于第三分压电压的电压值；

所述开关网络由所述升降压变换器的模式信号控制，当所述升降压变换器切换到降压模式时，所述控制电路输出所述第一分压电压；当所述升降压变换器切换到升降压模式时，所述控制电路的输出所述第二分压电压；当所述升降压变换器切换到升压模式时，所述控制电路输出所述第三分压电压。

具体的，所述分压网络包括第一运算放大器，第一运算放大器的正向输入端连接所述比较电压，其负向输入端和输出端互连并产生所述比较电压的采样值。

具体的，所述分压网络包括第一NMOS管，第一NMOS管的栅极连接所述比较电压，其漏极连接电源电压，其源极产生所述比较电压的采样值。

具体的，所述分压网络包括第一电阻器件、第二电阻器件、第三电阻器件、第一开关器件、第二开关器件和第三开关器件，

所述比较电压的采样值依次通过第一电阻器件、第二电阻器件和第三电阻器件的串联结构后接地；

第一电阻器件与所述比较电压的采样值连接的一端产生所述第一分压电压并通过第一开关器件后连接所述控制电路的输出端；

第一电阻器件和第二电阻器件的连接点产生所述第二分压电压并通过第二开关器件后连接所述控制电路的输出端；

第二电阻器件和第三电阻器件的连接点产生所述第三分压电压并通过第三开关器件后连接所述控制电路的输出端；

第一开关器件、第二开关器件和第三开关器件由所述升降压变换器的工作模式控制开启和关断。

本发明的有益效果为：本发明根据升降压变换器工作模式的切换对比较电压做前馈处理，使得降压模式切换到升降压模式、升降压模式切换到升压模式时，比较电压的电压值先降低再与斜坡电压进行比较；升压模式切换到升降压模式、升降压模式切换到降压模式时，比较电压的电压值先抬升再与斜坡电压进行比较；从而减小电感电流过冲，使得输出电压在模式切换时更加平滑地过渡，实现改善输出稳定性的目的；另外本发明操作简单，不需要增加复杂器件，适用范围广。

附图说明

下面的附图有助于更好地理解下述对本发明不同实施例的描述，这些附图示意性地示出了本发明一些实施方式的主要特征。这些附图和实施例以非限制性、非穷举性的方式提供了本发明的一些实施例。为简明起见，不同附图中具有相同功能的相同或类似的组件或结构采用相同的附图标记。

图1是传统升降压变换器的结构示意图。

图2是升降压变换器的输入电压VIN大于输出电压VOUT时，比较电压COMP_C与降压控制斜坡电压RAMP_BUCK和升压控制斜坡电压RAMP_BOOST的波形图。

图3是升降压变换器的输入电压VIN小于输出电压VOUT时，比较电压COMP_C与降压控制斜坡电压RAMP_BUCK和升压控制斜坡电压RAMP_BOOST的波形图。

图4是升降压变换器在BUCK-BOOST模式中的控制逻辑示意图，其中(a)是BUCK模式的工作周期内达到了最大占空比时的逻辑示意图，(b)是在BUCK工作周期之间加入最小占空比的BOOST周期的逻辑示意图。

图5是BUCK-BOOST模式中在最小占空比的BOOST周期后插入一个最大占空比的BUCK工作周期的逻辑示意图。

图6是BUCK-BOOST模式中在最大占空比的BUCK周期后插入最小占空比的BOOST周期时各个关键信号的波形图，可以看出输出电压VOUT会出现一个瞬态尖峰。

图7是在升降压变换器中应用本发明提出的控制电路用于改善其输出电压稳定性的结构示意图。

图8是本发明提出的改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制电路的一种具体实现电路图。

图9是本发明提出的改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制电路的另一种具体实现电路图。

图10是应用本发明提出的改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制方法和电路后，升降压变换器中各个关键信号的波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明进行详细地说明。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在本发明中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

如图7所示，升降压变换器包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4和电感L，第一开关管Q1和第二开关管Q2串联并接在升降压变换器输入电压VIN和地之间，其连接点连接电感L的一端；第三开关管Q3和第四开关管Q4串联并接在升降压变换器输出电压VOUT和地之间，其连接点连接电感L的另一端。升降压变换器中两个跨导放大器GM_V和GM_I处理输出电压VOUT和电感电流获得一个包含升降压变换器输出电压信息和电感电流信息的比较电压COMP_C，将比较电压COMP_C分别与升压控制斜坡电压RAMP_BOOST和降压控制斜坡电压RAMP_BUCK进行比较获得升压控制脉宽调制信号PWM_BOOST和降压控制脉宽调制信号PWM_BUCK，降压控制脉宽调制信号PWM_BUCK经过逻辑处理得到第一开关管Q1的控制信号HD1和第二开关管Q2的控制信号LD1，升压控制脉宽调制信号PWM_BOOST经过逻辑处理得到第三开关管Q3的控制信号LD2和第四开关管Q4的控制信号HD2，通过控制第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4的开关状态来改变升降压变换器的工作模式。

当电感电流发生变化时，跨导放大器GM_I检测到对电感电流采样的电压信号V_IL的变化，再对应改变比较电压COMP_C的电压值来调整第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4的开关状态，但由于比较电压COMP_C处存在补偿电容，比较电压COMP_C的变化速度将被受限，无法及时做出调整，使得输出电压VOUT出现不稳定性。基于此，本发明提出一种改善输出稳定性的控制方法，在模式切换的同时，对电流环路的误差电压即比较电压COMP_C做出前馈的电压变化，这样就避免了输出电压出现瞬态跳变，使得输出电压在模式跳变时更稳定，具体操作为：当升降压变换器从降压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到升压模式时，将比较电压COMP_C的电压值降低后再与升压控制斜坡电压RAMP_BOOST和降压控制斜坡电压RAMP_BUCK进行比较；当升降压变换器从升压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到降压模式时，将比较电压COMP_C的电压值抬升后再与升压控制斜坡电压RAMP_BOOST和降压控制斜坡电压RAMP_BUCK进行比较。

本发明能够结合背景技术中使用的在BUCK周期(通常实际工作时在接近最大占空比的BUCK周期后才需要插入一个BOOST周期，因此优选为最大占空比BUCK周期来达到让输出接收更多能量的目的，但同样适用于其他情况)后插入最小占空比的BOOST周期、在BOOST周期(同样的，优选为最小占空比BOOST周期)后插入最大占空比的BUCK周期的BUCK-BOOST工作模式使用，当然也能够结合其它的BUCK-BOOST工作模式结合使用以改善输出电压的瞬态跳变，下面以将本发明的控制方法和电流结合在BUCK-BOOST工作模式的最大占空比BUCK周期后插入最小占空比的BOOST周期使用来进行说明。

如图6所示，当BUCK模式的工作周期到达最大占空比后，将直接插入一个最小占空比的BOOST周期，假设上一个BUCK周期保持电流平衡，那么电感电流开始点跟结束点应基本相等，但是由于此时输入电压VIN电压高于输出电压VOUT，在这整个BOOST工作周期内，电感电流都将是正方向的增长，导致在整个BOOST周期后，电感电流将比上一个BUCK周期的起始点电流高TON_MIN_BOOST*(VIN/L)+[T-TON_MIN_BOOST]*(VIN-VOUT)/L，其中TON_MIN_BOOST是最小占空比BOOST周期的导通时间，T为整个BOOST工作周期，这将导致电感电流的平均值明显大于负载电流ILOAD，当然，这也会大于误差电压COMP_V对应的平均电感电流，所以跨导放大器GM_I将检测到这个差异并使得比较电压COMP_C的电压值开始下降。前面提到由于比较电压COMP_C处补偿电容的存在，比较电压COMP_C的下降速度将被受限，所以电感电流将会继续上升，直到比较电压COMP_C的电压下降到低于最终稳定时的COMP_C电压时，电感电流才会开始下降，最终比较电压COMP_C和电感电流被平均电流环路(平均电流环路由跨导放大器GM_I、两个比较器COMP1/COMP2、PWM逻辑电路、功率输出级、电感电流检测电路组成，通过对电感电流检测获得的电压V_IL反馈到跨导放大器GM_I实现调节)稳定下来，而这期间输出电压VOUT将会因为电感电流的这个尖峰导致出现瞬态的过冲。

而本发明提出在最大占空比的BUCK周期后插入最小占空比的BOOST周期的同时，将比较电压COMP_C的电压值提前降低一个电压值，这样在BOOST周期后的下一个BUCK周期，其占空比将提前降低，导致电感电流不再向上增加，从而避免了输出电压出现瞬态尖峰。同样的，在最小占空比的BOOST周期后插入最大占空比的BUCK周期的同时，通过将比较电压COMP_C的电压值提前增加一个电压值，这样在BUCK周期后的下一个BOOST周期，其占空比将提前增加，导致电感电流不再向下减小，从而避免了输出电压出现瞬态波谷。

可以通过将原本的比较电压COMP_C进行分压获得三个不同的分压电压，并在对应工作模式选择不同的分压电压作为电压COMP_C2代替原本的比较电压COMP_C，如图8和图9就给出了一种抬升或降低比较电压的电压值的具体方法，首先采样比较电压COMP_C并分压获得第一分压电压VH、第二分压电压VM和第三分压电压VL，其中第一分压电压VH的电压值大于第二分压电压VM的电压值，第二分压电压VM的电压值大于第三分压电压VL的电压值；当升降压变换器切换到降压模式时输出第一分压电压VH；当升降压变换器切换到升降压模式时输出第二分压电压VM；当升降压变换器切换到升压模式时输出第三分压电压VL。

这样升降压变换器从降压模式切换到升降压模式时，电压COMP_C2是从第一分压电压VH切换到第二分压电压VM，相当于将原本的比较电压COMP_C的电压值提前降低一个电压值；降压变换器从升降压模式切换到升压模式时同理。反之，升降压变换器从升压模式切换到升降压模式时，电压COMP_C2是从第三分压电压VL切换到第二分压电压VM，相当于将原本的比较电压COMP_C的电压值提前抬升一个电压值；降压变换器从升降压模式切换到降压模式时同理。

如图7所示给出一种实现本发明的控制方法的对应控制电路，在比较电压COMP_C连接到比较器COMP1、COMP2之前设置了一个前馈电路，该前馈电路的控制信号是PWM逻辑电路提供的模式信号(包括升压模式信号BOOST_MODE、降压模式信号BUCK_MODE、升降压模式信号BUCKBOOST_MODE)，当PWM逻辑电路判断需要在BUCK模式、BUCK_BOOST模式、BOOST模式之间变化时，将同时对比较电压COMP_C电压做前馈处理得到电压COMP_C2，令电压COMP_C2的电压值提前高于或低于比较电压COMP_C的电压值，来达到减小电感电流过冲的目的，使得输出电压在模式切换时更加平滑地过渡。

如图8和图9所示给出了前馈电路的两种典型实现结构，控制电路包括分压网络和开关网络，分压网络用于采样比较电压COMP_C并进行分压产生第一分压电压VH、第二分压电压VM和第三分压电压VL，其中VH>VM>VL。图8所示方案采用运放接成电压缓冲器的方式采样比较电压COMP_C，图9所示方案采用NMOS的源级跟随器的方式采样比较电压COMP_C，采样输出结果与比较电压COMP_C电压值相等，再对采样结果进行分压。可采用电阻分压的方式，如图8和9所示，取比较电压的采样值为第一分压电压VH，再依次通过第一电阻器件、第二电阻器件和第三电阻器件的串联结构后接地，第一电阻器件和第二电阻器件的连接点处电压就是第二分压电压VM，第二电阻器件和第三电阻器件的连接点处电压就是第三分压电压VL。第一分压电压VH通过第一开关器件后连接前馈电路的输出端COMP_C2，第二分压电压VM通过第二开关器件后连接前馈电路的输出端COMP_C2，第三分压电压VL通过第三开关器件后连接前馈电路的输出端COMP_C2，降压模式信号BUCK_MODE控制第一开关器件，升降压模式信号BUCKBOOST_MODE控制第二开关器件，升压模式信号BOOST_MODE控制第三开关器件。

当升降压变换器完全工作在BUCK模式下时，前馈电路输出端COMP_C2的电压将等于第一分压电压VH，当系统从BUCK模式过渡到BUCK-BOOST模式时，在可调BUCK周期后插入一个最小占空比的BOOST周期的同时，将前馈电路输出端COMP_C2的电压从第一分压电压VH切换为第二分压电压VM，这样在模式切换时，前馈电路输出端COMP_C2的电压将出现一个向下的阶跃变化，COMP_C2的电压再与升压控制斜坡电压RAMP_BOOST和降压控制斜坡电压RAMP_BUCK进行比较产生对应PWM信号调节开关管状态。

当升降压变换器需要从BUCK_BOOST模式(一个可调BUCK周期后插入一个最小占空比的BOOST周期)过渡到纯粹的BOOST模式时，前馈电路输出端COMP_C2的电压将从第二分压电压VM变化到第三分压电压VL，这样在模式切换时，COMP_C2电压将出现一个向下的阶跃变化。

当升降压变换器需要从BOOST模式过渡到BUCK_BOOST模式时，在一个可调BOOST周期后插入一个最大占空比的BUCK周期的同时时，将前馈电路输出端COMP_C2的电压将从第三分压电压VL变化到第二分压电压VM，这样在模式切换时，COMP_C2电压将出现一个向上的阶跃变化。

当升降压变换器需要从BUCK_BOOST模式(一个可调BOOST周期后插入一个最大占空比的BUCK周期)过渡到纯粹的BUCK模式时，前馈电路输出端COMP_C2的电压将从第二分压电压VM变化到第一分压电压VH，这样在模式切换时，COMP_C2电压将出现一个向上的阶跃变化。

如图10所示是采用本发明提出的控制方法和电路的升降压变换器在BUCK模式切换到BUCK-BOOST模式时关键节点波形图，当电路从BUCK模式切换到BUCK-BOOST模式时，在可调BUCK周期后插入一个最小占空比的BOOST周期的同时，将前馈电路输出端COMP_C2的电压从第一分压电压VH切换到第二分压电压VM，这样将在BOOST周期后的第二个BUCK周期，电感电流将会比原电路出现一个更加明显的电感电流下降，电感电流将很快地回到负载电流ILOAD附近，这样，输出电压将会在模式切换时更加平滑，达到了很好的输出电压稳定性。

综上所述，本发明通过在模式切换时对比较电压COMP_C做一个前馈处理，使得比较电压COMP_C做出前馈的电压变化，以减小电感电流过冲，使得输出电压在模式切换时更加平滑地过渡，从而避免输出电压出现瞬态跳变，改善了升降压变换器的输出稳定性。实施例中给出了抬升或降低比较电压COMP_C电压值的具体方式和结构，但本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制方法，所述升降压变换器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和电感，由降压控制脉宽调制信号控制的第一开关管和第二开关管串联并接在升降压变换器输入端和地之间，其连接点连接电感的一端；由升压控制脉宽调制信号控制的第三开关管和第四开关管串联并接在升降压变换器输出端和地之间，其连接点连接电感的另一端；所述降压控制脉宽调制信号由比较电压与降压控制斜坡电压进行比较获得，所述升压控制脉宽调制信号由所述比较电压与升压控制斜坡电压进行比较获得，所述比较电压包含所述升降压变换器输出电压和电感电流的信息；

其特征在于，所述控制方法为：

当所述升降压变换器从降压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到升压模式时，将所述比较电压的电压值降低后再与所述升压控制斜坡电压和所述降压控制斜坡电压进行比较；

当所述升降压变换器从升压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到降压模式时，将所述比较电压的电压值抬升后再与所述升压控制斜坡电压和所述降压控制斜坡电压进行比较。

2.根据权利要求1所述的改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制方法，其特征在于，在模式切换时抬升或降低所述比较电压的电压值的具体方法为：

步骤一、采样所述升降压变换器的比较电压并分压获得第一分压电压、第二分压电压和第三分压电压，其中第一分压电压的电压值大于第二分压电压的电压值，第二分压电压的电压值大于第三分压电压的电压值；

步骤二、在所述升降压变换器进行模式切换时，根据不同工作模式输出不同的分压电压代替所述比较电压与所述降压控制斜坡电压和升压控制斜坡电压进行比较，当所述升降压变换器切换到降压模式时输出所述第一分压电压；当所述升降压变换器切换到升降压模式时输出所述第二分压电压；当所述升降压变换器切换到升压模式时输出所述第三分压电压。

3.根据权利要求1或2所述的改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制方法，其特征在于，当所述升降压变换器从降压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到升压模式的过程中，在升降压模式的降压周期后插入一个最小占空比的升压周期；当所述升降压变换器从升压模式切换到升降压模式和从升降压模式切换到降压模式的过程中，在升降压模式的升压周期后插入一个最大占空比的降压周期。

4.一种改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制电路，所述升降压变换器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和电感，由降压控制脉宽调制信号控制的第一开关管和第二开关管串联并接在升降压变换器输入端和地之间，其连接点连接电感的一端；由升压控制脉宽调制信号控制的第三开关管和第四开关管串联并接在升降压变换器输出端和地之间，其连接点连接电感的另一端；所述降压控制脉宽调制信号由比较电压与降压控制斜坡电压进行比较获得，所述升压控制脉宽调制信号由所述比较电压与升压控制斜坡电压进行比较获得，所述比较电压包含所述升降压变换器输出电压和电感电流的信息；

其特征在于，所述比较电压先输入到所述控制电路进行处理，再将所述控制电路的输出信号分别与所述降压控制斜坡电压比较产生所述降压控制脉宽调制信号和与所述升压控制斜坡电压比较产生所述升压控制脉宽调制信号；

所述控制电路包括分压网络和开关网络，所述分压网络用于采样所述比较电压并进行分压产生第一分压电压、第二分压电压和第三分压电压，其中第一分压电压的电压值大于第二分压电压的电压值，第二分压电压的电压值大于第三分压电压的电压值；

所述开关网络由所述升降压变换器的模式信号控制，当所述升降压变换器切换到降压模式时，所述控制电路输出所述第一分压电压；当所述升降压变换器切换到升降压模式时，所述控制电路的输出所述第二分压电压；当所述升降压变换器切换到升压模式时，所述控制电路输出所述第三分压电压。

5.根据权利要求4所述的改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制电路，其特征在于，所述分压网络包括第一运算放大器，第一运算放大器的正向输入端连接所述比较电压，其负向输入端和输出端互连并产生所述比较电压的采样值。

6.根据权利要求4所述的改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制电路，其特征在于，所述分压网络包括第一NMOS管，第一NMOS管的栅极连接所述比较电压，其漏极连接电源电压，其源极产生所述比较电压的采样值。

7.根据权利要求4-6任一项所述的改善升降压变换器模式切换输出稳定性的控制电路，其特征在于，所述分压网络包括第一电阻器件、第二电阻器件、第三电阻器件、第一开关器件、第二开关器件和第三开关器件，

所述比较电压的采样值依次通过第一电阻器件、第二电阻器件和第三电阻器件的串联结构后接地；

第一电阻器件与所述比较电压的采样值连接的一端产生所述第一分压电压并通过第一开关器件后连接所述控制电路的输出端；

第一电阻器件和第二电阻器件的连接点产生所述第二分压电压并通过第二开关器件后连接所述控制电路的输出端；

第二电阻器件和第三电阻器件的连接点产生所述第三分压电压并通过第三开关器件后连接所述控制电路的输出端；

第一开关器件、第二开关器件和第三开关器件由所述升降压变换器的工作模式控制开启和关断。

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