CN114667673A - 用于具有电流平衡和近理想瞬态响应的高性能多相vrm的数字控制器 - Google Patents

用于具有电流平衡和近理想瞬态响应的高性能多相vrm的数字控制器 Download PDF

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Abstract

一种混合信号控制器，用于控制多相平均电流模式电压调节器，该电压调节器具有连接至负载的输出的，该控制器包括：数字电压采样ADC，用于将输出电压信号从模拟表示转换为数字表示；数字电流采样ADC，用于将电感电流从模拟表示转换为数字表示；数字补偿器，用于基于数字电压误差信号生成电流参考信号，以及用于基于所述数字电流误差信号生成占空比命令信号；多相数字脉宽调制器(DPWM)，用于生成脉宽调制信号(每相)，以控制提供给所述负载的每相电流和输出电压；模拟前端，其中单端信号经由ADC测量而用于稳态控制，并且单端输出电压在瞬态期间用于瞬态检测和输出电压极值检测；瞬态抑制单元(TSU)，用于在瞬态事件期间生成馈送至转换器晶体管的栅极的门控信号；相位计数优化器(PCO)单元，向每相PWM输出三态缓冲器生成启用/禁用控制信号；有源电压定位(AVP)单元，用于生成电压环补偿器电压参考信号。

Description

用于具有电流平衡和近理想瞬态响应的高性能多相VRM的数 字控制器
技术领域
本发明涉及电压调节器模块(VRM)领域。更具体地，本发明涉及用于具有电流平衡和近理想瞬态响应的高性能多相VRM的数字控制器。
背景技术
随着云计算的普及，数据中心的功耗出现显著增长[1]。数据中心通常使用大量CPU和双倍数据速率(DDR)内存模块，而在极其严格的要求和规范下，每个都需要高度稳压的直流电压。近年来，由于开源计算项目(OCP)标准化所形成的[2]，数据中心应用程序的电源处理链以48Vdc非稳压总线为主电源，然后在两级转换器架构中下行至负载。第一级为48V转12V转换器，以提供12V总线。第二级为高性能12V转1.xV电压调节器模块(VRM)后端转换器，其通常使用多相降压架构实现。这样做是为了满足负载对电能质量的要求，尤其是为了确保在密集、快速和连续的负载瞬态下得到经过严格稳压的电源。多相交错式降压VRM(MPVRM)可实现低压大电流运行[3]-[5]，具有高功率密度、高转换效率[6]-[11]和快速动态响应[12]-[16]的特点。MPVRM最终可用于放宽对无源器件的要求或进一步提高计算能力。传统的多相交错式降压转换器设置使用多个并联相来为负载供电。通常，使用单个控制器IC来监测所有功率级的运行。这样可以更好地使信号同步，以更高的信噪比采集数据，并节省PCB面积。
出于成本和性能权衡，单相控制器主要使用模拟执行来实现。在多相，尤其是VRM的应用中，数字控制占据着主导地位。这主要是因为现代控制器不仅需要性能特性，还需要灵活性、即插即用和可编程能力，以及一些内务管理、通信和遥测功能。然而，实现数字控制器核心的额外代价也是一个不可忽略的因素，其源自满足性能目标的极端硬件要求，例如高时钟基频、总硅面积、功耗采集和控制分辨率等。这些可能是由于控制架构、内部控制块的实现、外围设备(peripheral units)等所致。
在绝大多数MPVRM中采用了具有线性补偿的电压模式控制方案，以便于调节[17]-[22]。并联和电压定位通过下降控制方法实现[23]-[29]，而每相电流信息通常用于均分目的或数据收集[30]-[32]。通过线性控制器之间的切换或转换，即通过根据负载工况调整补偿器的系数，来促进控制带宽加速[33]-[39]。虽然控制器可以获得每相电流信息的版本，但迄今为止，电流编程模式控制方法已被排除在商业应用之外。
多个功率级的同相和异相并联运行带来了一些挑战，从电流和热分布到由于物理布局不同而为同一控制生成不同的电压。由于相位分布在PCB的相当大一部分上，因此细致的跟踪和接口对于将电源以及来自各相位的控制信号传输至集中控制器并返回至关重要。在此应用中，调节每相电流大大降低了系统的复杂性。然而，捕获瞬时电感电流并相应地操纵相位运行实际上在感测和控制方面都令人望而却步。在这点上，平均电流模式(ACM)控制方法的优势变得越来越明显[40]-[43](尤其是在无需额外的硬件代价即可实现的情况下)。在ACM方法中，电压环路和电流环路的某些构建模块是相同的，因此，通过使用相同的硬件，可以显著减少资源的使用。
因此，本发明的一个目的是提供一种用于高性能多相降压VRM的新型全数字控制器，其包括能够在相位之间实现负载均匀分配的电流平衡模块。
本发明的另一个目的是详细介绍一种新型的能够在多相调节器中实现时间最优瞬态恢复的控制器实现方式。
随着描述的进行，本发明的其他目的和优点将变得显而易见。
发明内容
一种混合信号控制器，用于控制多相平均电流模式电压调节器，所述多相平均电流模式电压调节器具有连接至负载的输出，该控制器包括：
a、数字电压采样模数转换器(ADC)，其基于延迟线(DL)，并且配置为获取输出电压信号的样本并将该输出电压信号从模拟表示转换为数字表示；
b、数字电流采样ADC，其基于延迟线(DL)，并且配置为获取每相电感电流的样本并将该电感电流从模拟表示转换为数字表示；
c、用于电压调节的数字补偿器，其接收由电压环产生的数字电压误差信号ve[n]作为输入，并配置为基于该数字电压误差信号生成电流参考信号；
d、用于电流调节的数字补偿器，其用于接收电流误差信号ie[n]作为输入，并用于基于该数字电流误差信号生成占空比命令信号；
e、多相数字脉宽调制器(DPWM)，其基于DL，用于接收针对每个相位的占空比命令信号作为输入，用于生成馈送至转换器的晶体管的栅极的脉宽调制信号(每相)，以控制提供给负载的每相电流和输出电压；
f、模拟前端，用于接收输出电压和每相电感电流的差分测量，其中，将每个信号转换为单端表示，使得单端信号经由ADC测量而用于稳态控制并且单端输出电压在瞬态期间用于瞬态检测和输出电压极值检测；
g、瞬态抑制单元(TSU)，用于接收来自模拟前端的数字指示信号作为输入，并用于在瞬态事件期间生成馈送至转换器的晶体管的栅极的门控信号，以控制在所述瞬态事件期间提供给负载的电流和电压；
h、相位计数优化器(PCO)单元，用于接收数字电流参考信号作为输入，并用于向每相PWM输出三态缓冲器生成启用/禁用控制信号；和
i、有源电压定位(AVP)单元，用于接收所述数字电流参考信号作为输入，并用于生成电压环补偿器电压参考信号。
该控制器可以使用标准CMOS器件来实现。
该数字电压采样ADC和数字电流采样ADC基于标准单元技术，无修改。
该数字电流参考补偿器和每个每相数字占空比补偿器都可以是一阶补偿器。
每当电压环解耦时，可以使用单个状态变量调节每个环路并针对每个相位进行调节。
该控制器可以包括具有不同带宽的外电压环和每相内电流环。
该多相DPWM可以包括：
a、单DL环形振荡器，用于为每相PWM逻辑生成时钟信号；
b、占空比逻辑块，用于接收数字占空比命令和DL环行输出作为输入，并用于生成控制晶体管的栅极的脉宽调制信号；
用于该栅极的控制信号对于交错运行是同步的，或者对于非交错运行是不同步的。
该TSU可以包括：
a、基于状态机的逻辑块，用于在瞬态事件期间生成馈送至转换器的相位晶体管的栅极的门控信号；
b、故障保护逻辑，用于快速终止TSU运行并返回DPWM运行；
c、移交转移估计块，用于接收瞬态前电流参考信号和占空比命令，并用于生成针对电流参考信号和占空比命令的瞬态后估计值。
该PCO可以包括：
a、低通滤波器LPF，用于接收电流参考信号并基于该电流参考信号生成电流参考信号的移动平均表示；
b、基于状态机的逻辑块，用于接收平均电流参考信号和瞬态指示信号，并用于为各相位中的每一个生成受控的启用/禁用信号。
该AVP可以包括：
a、参考值计算块，用于接收PCO生成的平均电流参考信号，并为电压补偿器生成数字参考电压信号；和
b、瞬态校正块，用于在瞬态事件之后从TSU接收电流步长估计并向计算块生成校正信号。
有源相数可以由PCO通过以下步骤优化：
a、通电时，导通所有相位；
b、监测电压补偿器输出端的平均电流参考信号，以确定最优相位计数；
c、接管待关断/导通的特定相位的电流参考信号，并向输出缓冲器发出相关的启用信号；
d、返回监测电压补偿器输出端的平均电流参考信号，以确定最优相位计数；
e、在瞬态事件期间，将所有相位设置为处于有源模式，并返回上述步骤b。
一种混合信号混合ACM控制器架构中的电压调节方法，包括以下步骤：
a、在ACM控制器稳态运行期间，同时测量输出电压和平均每相电感电流，在切换周期期间针对每个有源相测量一次并与控制提供给负载的每相电流和输出电压的多相数字脉宽调制器(DPWM)的交错运行同步；
b、使用输出电压测量值生成电压误差ve[n]；
c、使用电压补偿器计算电流参考信号；
d、通过使用计算出的电流参考信号和电感电流测量值生成电流误差信号ie[n]，每相电流补偿器使用所述电流误差信号以生成特定相位占空比命令d[n]；
e、通过多相DPWM接收占空比命令d[n]，并且生成稳态门控信号；
f、如果在稳态运行期间发生瞬态事件，通过瞬态检测传感器感测瞬态启动时间和瞬态方向(加载或卸载)；
g、在检测到瞬态事件时，使用PCO激活所有可用相位并允许TSU控制瞬态门控信号并开始计数T0；
h、根据瞬态方向，该TSU导通所有相位，使用低侧晶体管对瞬态进行卸载，使用高侧晶体管对瞬态进行加载；
i、继续上述步骤g直至极值检测传感器测量到输出电压极值，同时TSU停止T0计数器，并且如果未检测到输出电压极值，则恢复稳态控制；
j、由TSU基于计数器值T0和平均占空比值D生成其余的门控信号时序，其中移交转移过程的校正信号基于T0进行计算并反馈至稳态控制器；
k、由TSU根据上述步骤i中生成的值完成门控序列；
l、在完成完整的TSU门控序列后，将对门控信号的控制转移回ACM控制器，同时通过所述DPWM恢复相位同步，并恢复根据上述步骤a的稳态运行。
附图说明
本发明的上述及其他特征和优点将通过以下参照附图对本发明优选实施例的说明性和非限制性详细描述得到更好的理解，其中：
图1是多相降压系统的简化示意图；
图2是用于多相控制器运行的感测方案的示意图；
图3A是双环电流控制ACM降压VRM的示图；
图3B是双环ACM降压VRM的等效图；
图4是高端负载所需的有源电压定位VID曲线；
图5是多相降压ACM控制系统的概念框图；
图6是稳态运行期间关键块的多相ACM控制器时序图；
图7是由线性补偿方案控制的四相交错式降压转换器的负载瞬态恢复示图；
图8是加载和卸载瞬态事件期间的大信号补偿波形示图；
图9A是带有瞬态检测传感器的大信号补偿传感器的示图；
图9B是带有输出电压极值点检测器(最小值)的大信号补偿传感器的示图；
图10是瞬态电流斜升期间的相位同步示图；
图11是加载和卸载瞬态中多相降压的状态空间轨迹示图；
图12是系统调控器框图；
图13是可编程分段线性AVP功能的示图；
图14是用于最小偏差控制恢复的AVP功能实现图；
图15是稳态期间在受监管的切相过程中的PCO运行示图；
图16是带内置软启动单元的单DL多相DPWM模块的示图；
图17是16A→88A加载瞬态事件期间的小信号补偿器运行示图；
图18是16A→88A加载瞬态事件期间的大信号补偿器运行示图；
图19是88A→24A卸载瞬态事件期间的小信号补偿器运行示图；
图20是88A→24A卸载瞬态事件期间的大信号补偿器运行示图；
图21是20A负载稳态运行时控制器从4相过渡至2相以及从2相过渡至单相的切相过程示图；
图22是完整的混合控制器运行示图，包括在
Figure BDA0003569845340000071
负载阶跃时的切相和AVP功能；和
图23是90A稳态负载工况下的多相VRM热成像示图，其中(a)具有不平衡相电流的电压模式(b)具有固有均流的ACM运行。
具体实施方式
本发明提出了一种用于高性能负载的多相降压VRM的数字或混合信号(具有数字和模拟部分)电流编程控制，其以高精度调节输出电压，在整个运行范围内保持所有相位均流，并实现负载瞬态的最优瞬态恢复。这些都是通过混合控制器架构和基于状态空间的瞬态定向控制器实现的，其中，该混合控制器架构有助于针对稳态运行的每相平均电流控制(ACM)，而该瞬态定向控制器对加载和卸载瞬态执行时间最优或最小偏差恢复。嵌入有源电压定位(AVP)以及切相算法(即，当负载电流降至某个限值以下时，减少运行中的开关数量以降低运行中的相数，从而减少开关损耗)，包括提供现代高端负载所需的所有特征。除了为精确采集控制信号而开发的高端模拟接口外，数字核心IP块(补偿、均分、下降等)和外围单元(HRDPWM、ADC)均通过组合异步逻辑实现，所有这些都带有使用HDL直接合成来实现IC的标准单元。所形成的紧凑型控制器(在FPGA上实现，针对4个相位的逻辑元件总数为1700个)已在英特尔认证的硬件上进行了测试并成功验证。实验原型采用4相12V至1.xV降压VRM，可驱动7个DDR4负载模块阵列，适应100A负载瞬态，转换速率(transition rate)为2000A/μs，并表现出时间最优恢复。
本发明的目的是介绍一种用于如图1所示的高性能多相降压VRM的新型全数字控制器。该新型控制器包括电流平衡模块，该电流平衡模块能够使相位间的负载均匀分布。外部电压调节环路包括对稳态和小偏差的线性补偿，以及用于缓解负载中的大变化的大信号瞬态抑制单元。此外，更高级别的系统调控器还负责相位平衡、同步、均分负载、AVP及切相任务。本发明的另一个目的是详细介绍一种新型的能够在多相调节器中实现时间最优瞬态恢复的控制器实现方式。
提出的控制器架构和工作原理
本发明中开发并在图1中图示的多相降压VRM控制器由合并到混合控制器架构中的两个主控制单元(小信号ACM控制器和大信号瞬态抑制单元(TSU))组成[44]-[53]。每个控制器的设计都是为了在其控制律运行中实现优越的性能。TSU的设计旨在适应大负载变化，并利用基于状态变量的非线性恢复模式来实现从一种负载工况到另一种负载工况的最优可能转换。小信号控制器围绕电流编程线性补偿方案构建，并以固定频率PWM运行。通过这样做，能够使功率级的设计更简洁，更重要的是能够实现高稳态精度、高静态效率和良好的相间热分布，这在多相转换器中很重要。这种类型的混合控制器结构的形成提供了灵活性，在此情况下，任务在补偿器之间分离。负载瞬态通过时间最优模式或最小偏差模式补偿，从而利用并联相的优势来加速恢复过程。小信号线性补偿器的设计涵盖最小直流误差、精度和均流。这种配置简化了设计，同时保留了稳态特征，并通过TSU实现了瞬态缓解的显著改善。需要注意的是，通过定义瞬态控制器的任务，使状态变量从旧状态转至新状态附近，而线性控制的任务仍然是调节，控制器稳定性的问题得到了内在解决，并且可以通过传统工具进行检查，例如Nyquist(奈奎斯特)或相位裕度测试[53]-[56]。
图2示意性地详细示出了促进混合控制器所需的传感图。这是任何高性能VRM的重要接口，特别是在多相应用中，因为电路参数的可靠采集对精度、快速定时、变化敏感性以及适应噪声和其他干扰问题至关重要。从图2可以看出，本发明中采用的实践采用了对状态变量信号的差分采集。通过这样做，使测量点到控制器前端的距离得到了补偿。一旦获得信号，就会根据所需任务(调节、检测、信息等)对其进行进一步处理。平均值读数，即每个周期的一个样本读数，例如每个相位的输出电压和电流的信息，由稳态控制器处理。输出电压的连续信号信息由TSU进一步处理。
多相架构的根本性挑战在于多个功率级的并行连接，以及需要在功率级之间充分分配工作，同时在输出端对电压保持良好调节。这需要某种形式的电流或负载均分协议。在本发明中，对稳态补偿方案的运行进行平均电流编程模式(ACM)控制，如图3A所示。假设电流环路的控制带宽比输出电压的控制带宽足够宽，则可以将为输出电容馈电的各个功率级视为受控电流源，如图3B所示。这使得多个转换器相位并联，相电流简单调节，从而实现电流均分。相等的电流最终会在不增加成本的情况下使相位之间产生均匀的热分布，这对多相应用非常重要。
由于在高电流下运行时的热限制[57]，负载所需的多相控制器的另一个重要特征是有源电压定位(AVP)。图4示出了将目标电平vout(t)表示为负载电流iload(t)的函数的典型下降曲线。输出电压水平作为负载电流的线性函数而降低，其中，VVID定义空载工况下的标称输出电压，Vmin是Imax下所需的电压。下降控制是通过随着负载增加而降低目标参考电压来实现的，可以表示为：
vref[n]＝VVID-RVID·isum[n] (1)
式中，vref[n]是电压环参考值，VVID和RVID是用户选定的AVP参数，以拟合期望的VVID曲线，Isum[n]是转换器总电流的数字值。需要注意的是，为了避免输出端振荡，并且由于下降仅与稳态电压水平有关，其带宽明显低于电压控制回路的响应。
借助图5和图6描述了ACM控制器的工作原理，图5和图6分别示出了ACM控制器的概念框图及其稳态运行期间的时序图。由于本发明侧重于控制器的全数字实现，因此使用了样本数据域符号进行描述。电压环根据(2)中给出的误差信号ve[n]为内部电流环创建数字参考值vc[n]：
ve[n]＝vref[n]-vout[n] (2)
式中，vref[n]是AVP生成的参考值，vout[n]是采样输出电压。然后使用每个相位的所采样的电感器平均电流iL[n]计算每个相位的电流误差信号ie[n]。电流误差信号ie[n]用作电流环补偿器的输入，该电流环补偿器为DPWM模块生成占空比命令d[n]，并且形成了脉宽调制信号c(t)。
在ACM控制的经典方法中，以连续方式对vout[n]和iL[n](图5)的样本进行采样，使得可以均分ADC单元等高性能硬件资源，以节省功耗和面积。此外，通常的做法是使采样事件远离切换动作，以提高测量信噪比。然而，在交错式多相系统中，切换事件几乎沿整个切换周期Ts散布，并随着相位数的增加而变得更加频繁，从而导致适用于数据采集的时隙有限。为了克服这一障碍，本发明制定了一个统一的数据采集序列，该数据采集序列使每相测量同步，并获得只受采集时间限制的、所允许的交错相位数增加的好处。由于本发明中的ADC硬件是通过先前在[58]中所描述的延迟线和组合电路实现的，因此每个相位的硬件损失小到可以忽略不计。
图6呈现了ACM控制器的时序图，其中vout[n]和iL[n]同时采样。为了利用多相运行的带宽增强选项，参考值vc[n]信号由电压环补偿器更新，相关相位占空比命令dn[n]由各电流环生成并在每个相位开始时更新至其DPWM端口。通过在Ts内的固定位置同时采样vout[n]和iL[n]，可以复制并应用图6中的时序逻辑，以容纳任意数量的相位，这受限于控制器硬件的数据采集能力。
在电感电流纹波范围内定义的小负载变化(约为额定电流的30％)不会触发TSU的运行，而是通过稳态补偿进行调节。图7示出了线性控制器对四相运行负载瞬态的典型响应(由PSIM仿真获得的结果)。在tstep点之前，控制器处于稳态，其中每个相位向输出端提供Ilow，使负载均分。在tstep时，负载发生变化，因此每个相位都需要承载Ihigh。图7中的放大框表明，负载阶跃发生在相邻两相的切换周期之间。小信号补偿器在tupdate时随下一个最接近的相位周期开始而立即响应瞬态事件。这比传统响应快得多，在传统响应中，控制器等待一个完整的切换周期才能完成。在瞬态期间，以及在任何瞬态工况下，小信号补偿器的ACM架构保持相位间的均流，将均流收敛时间降至零，并且在系统返回稳态运行时完全均分输出电流。
大信号补偿方案
混合控制器架构有助于大信号恢复模式来抑制超出线性小信号补偿器调节能力的极端瞬态事件。实际上，瞬态定向控制器的局限性在于无源器件施加的压摆率，以及系统延迟(检测、计算等)[48]、[59]-[62]。图8描绘了典型的瞬态恢复波形(通过PSIM仿真获得)，其示出了负载瞬态事件，然后是负载分别在Ilow和Ihigh值之间变化时的卸载瞬态事件。本发明中使用的瞬态和极值检测传感器的细节如图9所示，并且基于[43]。
在第一瞬态事件之前，输出电压在由Vth-H和Vth-L(图9(a))定义的稳态窗口内，并由稳态控制器控制。在tload时，负载增加到Ihigh，而输出电压下降，触发CMPL。经过该点，稳态控制器已停止运行，大信号补偿器接管对门控输出的控制并强制所有可用相位导通。瞬态开始与输出电荷平衡点之间的持续时间(T0)用计数器测量。电荷平衡点在输出电压处表现为极值点。鉴于T0是由控制器实现的，其余运行可以按[44]-[49]中所示的单个on-off切换周期来完成，以将输出电压完全恢复到其标称值。在负载瞬态的独特情况下，小电感极大地增加了总系统电流压摆率(slew rate)，从而产生更快的瞬态响应并且在输出端几乎没有压降，因此可以实施最小偏差方法而非完整的TOC运行。超过该点，控制又返回到维持新稳态工况运行的稳态控制器。
与加载瞬态事件相反，卸载瞬态情况是一项更具挑战性的任务，因为低电流压摆率会延长瞬态恢复时间。电流压摆率失配的结果如图8所示，由于卸载瞬态引起的电压过冲vmax远大于电压下冲vmin，因此需要更长的关断时间才能使输出电压恢复到其标称值。在某些情况下，当电感电流变为负值时，多相VRM会主动对输出电容器放电，以进一步引发瞬态缓解过程。图8中所示的输出电容器电流icap也可以显示出两个瞬态之间的差异，因为加载瞬态期间的电荷损失Qloss比卸载瞬态情况下的注入电荷Qinj恢复得快。
大信号补偿中的电流斜升/斜降阶段可以在瞬态期间通过不同等级的相位同步来实现。图10示出了相位同步和相位不同步的三个斜坡启动选项，每个选项都有其优点和缺点。图10(a)中的第一选项保持相位同步，同时还使用检测时可用的最近相位来处理瞬态问题，在这种情况下，虚线相位在瞬态检测后立即继续其ON(导通)状态。图10(b)中的第二选项是在瞬态期间保持全相位同步，此时每个相位分别在其下一个周期开始时导通。第三个选择是在检测到瞬态事件后尽快切换所有可用相位，因此，这种方法的相位同步性最差，但瞬态性能优于前两种方法。在瞬态期间查看均流属性时，后一个选项的均流保持良好，而可能的最差电流失配取决于电流纹波的大小。
选择图10(c)中描述的方法是由于其最快的瞬态性能和均流属性。这种方法的另一个优点是，在瞬态事件期间，可将该系统视为单相降压系统，具有有效增加的带宽和有效电感Leq，Leq＝Lind/N(N表示有源相数)。
当将多相转换器视为单相降压转换器时，可以很容易地提取状态空间轨迹，如图11所示。虚线表示OFF(关断)状态轨迹，而由于小的电感尺寸和大的输出电容，ON(导通)状态轨迹表示为竖直直线。Ilow和Ihigh两个稳态电流之间的加载瞬态用图11中的粗体虚线标示，加载瞬态可以通过单个导通周期完成，并且输出电压在此期间几乎保持恒定，因此在不延长恢复时间的情况下，可以将完整的TOC运行改为最小偏差方法。与后者不同，Ihigh和Ilow之间的卸载瞬态响应包括完整的TOC法，该方法从长关断状态开始(可以以负电感电流结束)，然后是短导通状态，以在可能的最短时间内将系统返回到Ilow。加载瞬态和卸载瞬态的运行将在说明书的后面通过实验验证。
高级控制功能和实际实施方面
除由混合架构执行并在前述部分中描述的调节要求外，还需要现有技术的多相控制器来适应具有附加特征的高性能负载，如AVP、切相/加相和故障管理等。在本发明中，附加特征由图12所示的系统调控器单元执行。该系统调控器收集以下系统变量信息：输入电压vin[n]、输出电压vout[n]、温度temp[n]和电压环输出vC[n]。
AVP功能的实现
线性AVP的功能(如前所示)通过相对适中的设计工作量在模拟控制器中实现，实现分段线性或非线性等更复杂的功能可能会大大增加控制器设计的复杂性。大多数现有技术的MPVRM控制器中所使用的数字控制器可用于实现复杂的AVP功能，如图13所示，从而降低设计复杂性并对AVP功能提供实时校准。本发明中实现的数字AVP功能如图13所示，在低负载工况下，输出电压保持恒定直至负载电流超过底部阈值is，从该点到if的负载电流，输出电压遵循恒定的输出阻抗RAVP。如果负载电流大于if并达到最大负载电流Imax，则输出电压保持恒定并等于Vmin。
尽管数字AVP单元相对于模拟实现的AVP单元具有优势，但数字AVP单元可能会遭遇分辨率问题，在这种情况下，最小输出电压步长受电压ADC采样分辨率的限制。由于vref[n]的统一变化被转化为vout(t)的小步长，因此图13的平滑负载线型以离散方式实现。为了解决AVP线型离散化而提高ADC分辨率会受到系统PWM分辨率的限制，以防止极限周期振荡。过滤AVP结果可提高抗噪性和线型离散化，同时对AVP函数带宽的影响最小。
与电压环补偿器带宽相比，传统的AVP运行带宽通常相对较低，这样做是为了防止环路之间出现不期望的电压振荡，并确保在稳态运行期间严格的电压调节。然而，在现代MPVRM中，负载能够有迅速、大的瞬变，这就需要非线性解决方案来确保始终保持图13中的负载线型。图14示出了在大卸载瞬态事件期间的AVP单元非线性运行。在理想情况下，当完成最小偏差瞬态缓解时，线性控制器将输出电压转至AVP单元规定的其所需的瞬态后电平(Vpost)。由于高性能MPVRM中采用的电感值较小，瞬态事件可能极短，因此很难从相对缓慢的稳态测量中获得负载电流步长，因而可以采用非线性缓解运行时间T0来准确估计电流步长并相应地改变vref[n]。
相位计数优化器
在本发明中，从内电流环参考值vc[n]中提取负载电流信息，vc[n]为外电压环的输出，如图1所示。将vc[n]的值馈送至数字LPF(实现为移动平均)以确保奇异值计算或采样误差不会触发相位计数优化器(PCO)。由于为提高效率而进行的切相和加相过程是一个相对缓慢的过程，因此滤波阶段引起的延迟可以忽略不计。过滤后的结果是查找表(LUT)的输入，LUT确定给定vc值的最优相位数。可以对该LUT重新编程以适应功率级变化或顾及由老化和温度引起的器件值漂移。
在负载释放的情况下，启动由PCO执行的切相过程以优化转换器效率。为简单起见，该过程对2到1变换进行了描述，但适用于任何其他切相变换。如图15所示，在有源相数发生任何变化之前，电流平衡由ACM控制方案进行。首先，以与vshed[n]相等的值绕过被切相位的内电流环的参考值，而剩余相位在原有的双环配置下运行。初始化时，vshed[n]等于vc[n]-1，并且每Nsh个切换周期逐渐减小。由于被切相位的内电流环保持活跃，所以其电感电流跟踪vshed[n]，允许受监管的电流斜降。在双环配置下运行的剩余相位会使其电流斜升以补偿被切相位，如图15所示。这形成了一个无电压偏差或电流尖峰的渐进式切相方案。一旦vshed[n]达到零，控制器将完全关断被切相位。每步的持续时间可以改变，但必须足够长，以允许剩余相位使其电流斜升，如图15所示。对于负载需求的增加，可进行类似的过程，其中每Nsh个切换周期使加入的相位的内环参考值逐渐斜升。由于现有相位在双环配置下运行，因此调节其电流以补偿提供给负载的增加电流并保持严格的电压调节。当vshed[n]等于或大于vc[n]时，加相过程完成，这确保了两个相位的电流相等。
除了对稳态效率进行优化外，PCO还可以在瞬态事件期间发挥作用。瞬态检测时，绕过线性控制器，并且由非线性控制器生成对功率开关的驱动信号。因此，PCO在瞬态检测时设置最大相数，以通过使有效电流压摆率倍增来缩短瞬态持续时间。该运行在当时确保了非线性TSU的最优可实现瞬态性能。瞬态事件结束后，PCO恢复到稳态运行，根据负载状态切相或加相。
瞬态后(post-transient)移交转移过程
从执行TOC或最小偏差控制的非线性控制器运行过渡到基于小信号的线性控制器称为移交转移(handoff)。其包括由TSU对参考控制信号以及不同相位的占空比命令进行的一系列调节。无损转换器中始自非线性控制运行的移交转移过程可以通过分配瞬态前(pre-transient)控制值来执行，而在实践中，如果未修改瞬态后控制信号(内部和外部两者)以补偿系统中的损失，则可能会发生另外的稳定(settling)瞬态。在本发明中，对于稳态运行，ACM控制方案已实现(错误！参考源未找到。)，因而根据瞬态事件的持续时间和极性对内电流环参考值vc[n]以及所有占空比命令这两者都进行了修改。一旦启动移交转移程序，控制器就会在闭环运行恢复之前，以修改后的占空比开环运行单个切换周期。
瞬态检测时，对超前相的占空比D0[n]和电流环参考值vco[n]采样并存储在专用寄存器中。对于加载瞬态，通过下式计算修改后的占空比Dtr：
Figure BDA0003569845340000151
而对于卸载瞬态，则用下式计算：
Figure BDA0003569845340000152
式中，k为设计过程中得出的比例常数，T0为由TSU估计的瞬态缓解期的持续时间。通过对多相转换器进行电流扫描测试，可以验证整个负载范围的运行，并且将占空比值存储在系统中以适应各种负载工况。将这些值绘制为负载电流的函数曲线并外推得到斜率等于k的线性曲线。在考虑了采样vco值和存储为T0的负载阶跃信息的情况下，以类似于(3)-(4)的方式更新内电流环参考值。一旦闭环运行恢复，稳态控制器就对占空比命令进行微调，以实现精确的电流平衡并保持稳态运行。
多相DL-DPWM模块
多相系统的实际实现会受到影响均流质量的不同相位之间的任何不平衡的影响。基于多个DL实现的DPWM模型，特别是基于FPGA定制模块实现的DPWM模型，可以在同一占空比命令下为两个不同的相位引入不同的PWM信号。图16所示的本发明实现的信号DL多相DPWM基于单个DL环形振荡器生成各相的PWM信号。给定占空比命令dn[n]，用DL环形振荡器和占空比逻辑生成cn(t)信号。单DL的设计消除了系统对多个模块之间的合成和硅级差异二者的敏感性。在多相系统中存在非常小的电感器和非常大的输出电容时，软启动单元对防止任何启动电流或电压过冲并使系统进入稳态阈值至关重要。软启动单元集成在DPWM模块中(图16)，并在软启动过程结束后提供电源状态良好指示。
多相降压转换器的仿真与实验验证
采用12V至1.xV四相多相降压转换器对多相降压VRM控制器的运行进行了验证，并且构建和测试了具有所有模拟前端外围设备的实验原型。转换器参数如表I所示。每个DDR4模块能够拉出或灌入达14A的电流，并且门控信号模式由信号发生器生成，与控制器运行异步。实验中使用的负载压摆率为2000A/μs。数字混合控制器架构、系统调控器和例如DL-ADC及单延迟线多相PWM等定制外围设备已完全在Cyclone V FPGA上实现。转换器参数如下表I所示。
表I
Figure BDA0003569845340000161
图17示出了小信号补偿器处理的对16A至88A加载瞬态事件的瞬态响应。iL1和iL2分别表示相位1和相位2的电感电流，随着负载的变化，电感电流从各平均电流为4A上升至各平均电流为22A。负载点的输出电压用vout表示，示出了最大电压偏差为350mV以及220μs后的完全恢复期。小信号控制器在整个瞬态缓解期间使各相之间保持均流。
在图18中，大信号补偿方案被激活以缓解从16A到88A的加载瞬态事件。这里，控制器实现了最小偏差恢复线型，输出电压vout偏差为30mV，并在12μs内恢复到稳态。TSU运行在瞬态期间和返回稳态控制器期间显示出了良好的均流。
卸载瞬态工况以88A至24A负载阶跃展示，如图19(小信号补偿)和图20(TSU)所示。线性补偿方案获得的过冲量测得为360mV，恢复时间为300μs内，而瞬态定向恢复的结果为43mV，恢复时间为7μs。
图21展示了控制器在稳态运行期间的切相能力。在20A的恒定负载下，控制器将有源相位计数从4调节为1，从而提高VRM效率。切相过程分为两个步骤，如切相指示器所示。在第一步中，控制器屏蔽相位2和4，在第二步中，相位3也被删除。由于上面所述的被调控的切相过程，切相过程对输出电压的影响可以忽略不计，因此测得最大电压偏差小于20mV。
引入的所有控件的完整运行如图22所示，其中DDR仿真模块从5A切换到85A。在加载瞬态事件期间，PCO从1相运行转变为4相运行，AVP单元根据2mΩ负载线函数指示输出电压降低160mV。在相反的卸载工况下，AVP单元将输出电压增回其原始位置。稳态切相过程在瞬态抑制完成后进行，其中，在5A负载运行期间切掉相位2、4和3。
图23描绘了无有源电流平衡的电压模式控制方案与ACM控制固有的每相电流平衡之间的热性能比较。在90A稳态运行下测试热分布差异，电压模式控制(图23a)得到相位2和4之间的温度相差2.5℃。ACM控制(图23b)改善了热均分，并且得到相位2和4之间的温差为0.7℃。
上述实施例和说明书当然仅出于说明目的而提供，并非旨在以任何方式限制本发明。本领域技术人员应当理解，本发明可以采用上述技术中的一种以上技术以多种方式实施，所有这些都不超出本发明的范围。

Claims (16)

1.一种混合信号控制器，用于控制多相平均电流模式电压调节器，所述多相平均电流模式电压调节器具有连接至负载的输出，所述控制器包括：
a、数字电压采样模数转换器(ADC)，其基于延迟线(DL)，并且配置为获取输出电压信号的样本并将所述输出电压信号从模拟表示转换为数字表示；
b、数字电流采样ADC，其基于延迟线(DL)，并且配置为获取每相电感电流的样本并将所述电感电流从模拟表示转换为数字表示；
c、用于电压调节的数字补偿器，其接收由电压环产生的数字电压误差信号ve[n]作为输入，并配置为基于所述数字电压误差信号生成电流参考信号；
d、用于电流调节的数字补偿器，其用于接收电流误差信号ie[n]作为输入，并用于基于所述数字电流误差信号生成占空比命令信号；
e、多相数字脉宽调制器(DPWM)，其基于DL，用于接收针对每个相位的占空比命令信号作为输入，用于生成馈送至转换器的晶体管的栅极的脉宽调制信号(每相)，以控制提供给所述负载的每相电流和输出电压；
f、模拟前端，用于接收输出电压和每相电感电流的差分测量值，其中，将每个信号转换为单端表示，使得单端信号经由ADC测量而用于稳态控制并且单端输出电压在瞬态期间用于瞬态检测和输出电压极值检测；
g、瞬态抑制单元(TSU)，用于接收来自所述模拟前端的数字指示信号作为输入，并用于在瞬态事件期间生成馈送至所述转换器的晶体管的栅极的门控信号，以控制在所述瞬态事件期间提供给所述负载的电流和电压；
h、相位计数优化器(PCO)单元，用于接收数字电流参考信号作为输入，并用于向每相PWM输出三态缓冲器生成启用/禁用控制信号；和
i、有源电压定位(AVP)单元，用于接收所述数字电流参考信号作为输入，并用于生成电压环补偿器电压参考信号。
2.根据权利要求1所述的控制器，使用标准CMOS器件实现。
3.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述数字电压采样ADC和所述数字电流采样ADC基于标准单元技术，无修改。
4.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述数字电流参考补偿器和每个每相数字占空比补偿器都是一阶补偿器。
5.根据权利要求1所述的控制器，其中，每当所述电压环解耦时，使用单个状态变量调节每个环路并针对每个相位进行调节。
6.根据权利要求1所述的控制器，包括具有不同带宽的外电压环和每相内电流环。
7.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述多相DPWM包括：
a、单DL环形振荡器，用于为每相PWM逻辑生成时钟信号；
b、占空比逻辑块，用于接收所述数字占空比命令和DL环行输出作为输入，并用于生成控制晶体管的栅极的脉宽调制信号，
其中，用于所述栅极的控制信号对于交错运行是同步的，或者对于非交错运行是不同步的。
8.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述TSU包括：
a、基于状态机的逻辑块，用于在瞬态事件期间生成馈送至所述转换器的相位晶体管的栅极的门控信号；
b、故障保护逻辑，用于快速终止TSU运行并返回DPWM运行；
c、移交转移估计块，用于接收瞬态前电流参考信号和占空比命令，并用于生成针对所述电流参考信号和所述占空比命令的瞬态后估计值。
9.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述PCO包括：
a、低通滤波器LPF，用于接收所述电流参考信号并基于所述电流参考信号生成所述电流参考信号的移动平均表示；
b、基于状态机的逻辑块，用于接收所述平均电流参考信号和瞬态指示信号，并用于为各相位中的每一个生成受控的启用/禁用信号。
10.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述AVP包括：
a、参考值计算块，用于接收所述PCO生成的平均电流参考信号，并为所述电压补偿器生成数字参考电压信号；和
b、瞬态校正块，用于在瞬态事件之后从所述TSU接收电流步长估计并向所述计算块生成校正信号。
11.根据权利要求1所述的数字混合平均电流模式电压调节器控制器，其中，有源相数由所述PCO通过以下步骤优化：
a、通电时，导通所有相位；
b、监测所述电压补偿器输出端的平均电流参考信号，以确定最优相位计数；
c、接管待关断/导通的特定相位的电流参考信号，并向输出缓冲器发出相关的启用信号；
d、返回监测所述电压补偿器输出端的平均电流参考信号，以确定最优相位计数；
e、在瞬态事件期间，将所有相位设置为处于有源模式，并返回上述步骤b。
12.一种混合信号混合ACM控制器架构中的电压调节方法，包括：
a、在所述ACM控制器稳态运行期间，同时测量输出电压和平均每相电感电流，在切换周期期间针对每个有源相测量一次并与控制提供给所述负载的每相电流和输出电压的多相数字脉宽调制器(DPWM)的交错运行同步；
b、使用输出电压测量值生成电压误差ve[n]；
c、使用电压补偿器计算电流参考信号；
d、通过使用计算出的电流参考信号和电感电流测量值生成电流误差信号ie[n]，每相电流补偿器使用所述电流误差信号以生成特定相位占空比命令d[n]；
e、通过多相DPWM接收所述占空比命令d[n]，并且生成稳态门控信号；
f、如果在稳态运行期间发生瞬态事件，通过瞬态检测传感器感测瞬态启动时间和瞬态方向(加载或卸载)；
g、在检测到瞬态事件时，使用PCO激活所有可用相位并允许TSU控制所述瞬态门控信号并开始计数T0；
h、根据所述瞬态方向，所述TSU导通所有相位，使用低侧晶体管对瞬态进行卸载，使用高侧晶体管对瞬态进行加载；
i、继续上述步骤g直至极值检测传感器测量到输出电压极值，同时所述TSU停止T0计数器，并且如果未检测到输出电压极值，则恢复稳态控制；
j、由所述TSU基于计数器值T0和平均占空比值D生成其余的门控信号时序，其中移交转移过程的校正信号基于T0进行计算并反馈至所述稳态控制器；
k、由所述TSU根据上述步骤i中生成的值完成门控序列；
l、在完成完整的TSU门控序列后，将对所述门控信号的控制转移回所述ACM控制器，同时通过所述DPWM恢复相位同步，并恢复根据上述步骤a的稳态运行。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述多相DPWM包括：
a、单DL环形振荡器，用于为每相PWM逻辑生成时钟信号；
b、占空比逻辑块，用于接收所述数字占空比命令和DL环行输出作为输入，并用于生成控制晶体管的栅极的脉宽调制信号；
其中，用于所述栅极的控制信号对于交错运行是同步的，或者对于非交错运行是不同步的。
14.根据权利要求12所述的方法，其中，所述TSU包括：
a、基于状态机的逻辑块，用于在瞬态事件期间生成馈送至所述转换器的相位晶体管的栅极的门控信号；
b、故障保护逻辑，用于快速终止TSU运行并返回DPWM运行；
c、移交转移估计块，用于接收瞬态前电流参考信号和占空比命令，并用于生成针对所述电流参考信号和所述占空比命令的瞬态后估计值。
15.根据权利要求12所述的方法，其中，所述PCO包括：
a、低通滤波器LPF，用于接收所述电流参考信号并基于所述电流参考信号生成所述电流参考信号的移动平均表示；
b、基于状态机的逻辑块，用于接收所述平均电流参考信号和瞬态指示信号，并用于为各相位中的每一个生成受控的启用/禁用信号。
16.根据权利要求12所述的方法，其中，有源相数由所述PCO通过以下步骤优化：
a、通电时，导通所有相位；
b、监测所述电压补偿器输出端的平均电流参考信号，以确定最优相位计数；
c、接管待关断/导通的特定相位的电流参考信号，并向输出缓冲器发出相关的启用信号；
d、返回监测所述电压补偿器输出端的平均电流参考信号，以确定最优相位计数；
e、在瞬态事件期间，将所有相位设置为处于有源模式，并返回上述步骤b。
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