CN114646793A

CN114646793A - 一种特征电流信号检测电路

Info

Publication number: CN114646793A
Application number: CN202210559636.4A
Authority: CN
Inventors: 陈又丰; 李苏华; 王海萍; 付凤凤; 张建兴; 孙金良
Original assignee: Jiangsu Mite Internet Of Things Technology Co ltd
Current assignee: Jiangsu Mite Internet Of Things Technology Co ltd
Priority date: 2022-05-23
Filing date: 2022-05-23
Publication date: 2022-06-21
Anticipated expiration: 2042-05-23
Also published as: CN114646793B

Abstract

本发明公开了一种特征电流信号检测电路，其中，包括：高通滤波器，滤除工作频率信号外的噪声；信号放大回路，同时对工作频率信号及邻频噪声进行放大，但对工作频率信号的增益大于对邻频噪声的增益；噪声放大回路，同时对邻频噪声及工作频率信号进行放大，但对邻频噪声的增益大于对工作频率信号的增益；差分放大器，将噪声作为负反馈，利用经噪声放大回路增益的邻频噪声消除信号放大回路里的噪声，本发明实现了在大电流噪声的电力线上的电流信号的有效检测，能在大电流噪声环境下，利用噪声固有的频率特征与信号电流频率的特征规律，通过对邻频噪声差分抑制，大幅度降低了邻频噪声对信号的干扰。

Description

一种特征电流信号检测电路

技术领域

本发明属于电路设计技术领域，具体涉及一种特征电流信号检测电路。

背景技术

当前电力线载波通信，通常使用电压信号作为载体，采用电压信号作为传输载体时，其传播方向具有向四周扩散的特性。即以信号发送点为原点，沿电力线向外传输，信号不具有固定方向性，信号经由发送点发送到电网后，在信号强度允许范围内，其他节点均能接收到信号。

如图1所示，分支箱2-2节点向电网注入信号，信号既可以被分支箱1接收到，也可以被分支箱3-x接收到，当信号强度足够时，全变压器下的所有节点均能接收到。

当前所用的高速电力线载波通信（HPLC）技术，就是利用这一特性进行全台区通信的。这是采用电压信号进行电力线载波通信的优点，但这同时也造成了一些功能无法实现，当希望处于下游的设备发送的信号只允许处于其上游的设备接收到，而处于其他支路的设备不允许接收到。

如图1所示台区，用户所用的所有电流，均经过分支线路，从变压器取得。所以，在下游的设备将信号调制成电流信号，拉动支路的电流有特征的波动，上游设备通过检测这种电流的波动，区分流过本支路的电流是有效信号，还是噪声。利用电流的来源及单向性，即可实现下游设备向其所在的支路的上游设备单向传输信号，而不会不被其他支路的设备检测到。利用这一特性可以实现电气链接拓扑自动识别。

但是在实际低压台区下，线路中的电流并不是干净的正弦信号，除基波外包含大量谐波与噪声。

图2为低压电网中电流波形、电压波形及电流的FFT分析，图2中上方为电流波形，中部为电压波形，下方是对电流波形进行FFT频谱分析，由图2可以看出，一般电力线上的电流（用电电流）包含大量谐波与噪声。因此，如在下游节点注入信号电流，信号电流将与电网中的电流融合。在这种情况下，为了实现对下游电流信号的有效检出，通常做法是：加大信号电流，而加大信号电流直接带来的后果是信号发射端的功率增大。

在对电网注入信号电流时，其发射功率Ps与发射电流Is的关系满足下式所列：Ps=Ue*Is,其中Ue为电网电压。

目前中国低压台区的单相电压通常为220Vac,即使发射信号电流为0.5A，发射功率也将大到110W。如此大的发射功率，发射端因功率过大极易损坏，而实际电力线路中的总电流通常高达几百A，其各次谐波分量也高达几十A。信号电流很容易被谐波与噪声电流所淹没，以往传统的检测电路也难以检测出信号电流。

发明内容

本发明的目的在于提供一种特征电流信号检测电路，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种特征电流信号检测电路，其中，包括：

信号放大回路，同时对工作频率信号及邻频噪声进行放大，但对工作频率信号的增益大于对邻频噪声的增益；

噪声放大回路，同时对邻频噪声及工作频率信号进行放大，但对邻频噪声的增益大于对工作频率信号的增益；

差分放大器，将噪声作为负反馈，利用经噪声放大回路增益的邻频噪声消除信号放大回路里的噪声。

优选的，所述信号放大回路包括高通滤波器及带通滤波器，且所述噪声放大回路包括高通滤波器及带通滤波器。

优选的，所述信号放大回路对邻频噪声的增益等于噪声放大回路对邻频噪声的增益。

优选的，所述信号放大回路接入差分放大器同相端，所述噪声放大回路接入差分放大器反向端。

优选的，输入端设有高阻跟随器，输出端设有偏置放大器。

优选的，所述信号放大回路放大后的输出信号为：

Ss=As*Si+Bs* N(2n+1)，

其中，As>Bs，Ss为信号放大回路放大后的输出信号，As为信号放大回路对工作频率信号的增益，Bs为信号放大回路对邻频噪声的增益，Si为输入工作频率信号，N(2n+1)为输入邻频噪声。

优选的，所述噪声放大回路放大后的输出信号为：

Sn=αs*Si+βs* N(2n+1)，

其中，βs>αs，Sn为噪声放大回路放大后的输出信号，αs为噪声放大回路对工作频率信号的增益，βs为噪声放大回路对邻频噪声的增益，Si为输入工作频率信号，N(2n+1)为输入邻频噪声。

优选的，所述差分放大器放大后的输出信号为：

S=C*[(As-αs)Si+( Bs-βs)Sn]，

其中，C为差分放大器的增益系数。

优选的，所述噪声放大回路内高通滤波器与增益调整电路连接，且所述噪声放大回路内带通滤波器与选频电路连接。

优选的，所述增益调整电路用于调节噪声放大回路增益，且所述选频电路用于调节噪声放大回路中心频率。

本发明的技术效果和优点，该特征电流信号检测电路：

1、实现了在大电流噪声的电力线上的电流信号的有效检测，能在大电流噪声环境下，利用噪声固有的频率特征与信号电流频率的特征规律，通过对邻频噪声差分抑制，大幅度降低了邻频噪声对信号的干扰；

2、大幅降低了低频与高频噪声的干扰，提高了信噪比与检测的成功率。

附图说明

图1为HPLC通信中电压模式通信与电流模式通信的区别；

图2为低压电网中电流波形、电压波形及电流的FFT分析；

图3为低压电力线上电流波形的FFT分析与电流信号频率选择；

图4为检测电路的增益频率响应曲线的要求；

图5为本发明电路原理框图；

图6为本发明电路图；

图7为有、无邻频噪声差分抑制技术的频率增益对比；

图8为同一噪声环境下，有、无邻频噪声差分抑制技术输出信号波形。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图1-8，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在实际低压配电网中，电流互感器一般用于对电流的测量或计量，本发明可以共用计量用的电流互感器，也可以单独外挂电流采样互感器,在共用电流互感器时，要求具有高输入阻抗与低的插入噪声。

我国低压配电网络采用50Hz交流电，其电流的基波为50Hz，且富含大量的3，5，7……等奇次谐波，如图2所示，图2为低压电网中电流波形、电压波形及电流的FFT分析，图2中上方为电流波形，中部为电压波形，下方是对电流波形进行FFT频谱分析，由图2可以看出，一般情况下谐波频率越高，其幅值越低，频率越接近基波，幅值越高。

为了让信号电流更容易被检测出来：

1、为避免通信电流被谐波电流淹没，信号电流频率一般选择为奇偶次谐波之间。如选择825Hz（位于16次800Hz与17次850Hz之间），或者1820Hz（位于36次1800Hz与37次1850Hz之间）。

2、因频率越低，奇次谐波幅值越大，也就是噪声越大。为提高检测成功率，信号电流频率不宜过低。如信号电流选择为175Hz，实际电网中3次(150Hz)谐波电流是非常大的，信号电流将被淹没，而无法检测出来。

3、一般情况下，频率越高，奇次谐波分量越低，但电力线中的寄生电容、电阻与电感对信号的衰减越严重，同时受限于我们当前计量用电流互感器的响应频率均低于5kHz，故在电力线中，采用电流为载体的通信频率选择范围为625Hz-5KHz。

在50Hz的工频电力线中，奇次谐波与偶次谐波之间的频率间隔只有50Hz。故无论信号频率如何选择，与之相邻的电力线谐波噪声频率间隔最大也只有25Hz。

图2为低压电网中电流波形、电压波形及电流的FFT分析，简化后如图3所示，图3为低压电力线上电流波形的FFT分析与电流信号频率选择，由图3可知无论电流信号频率选择为何值，信号旁边均有一个幅值较高的奇次谐波在干扰通信。

如图4所示，为了对信号电流进行有效的识别，要求检测电路不仅对低于信号频率的谐波噪声与高于信号频率的谐波噪声均有较好的抑制，而且对于信号电流要有较好的放大能力。

基于以上分析，本发明提供了一种特征电流信号检测电路，实现对特征频率下的电流信号进行检出。

检测电路能够实现以下三个目标：

1、因基波（几百A）、3次谐波(几十A)、5次谐波（几A）等，低频谐波通常是信号电流（一般为0.5A）的数十到数千倍，故检测电路能对低频噪声有非常高的抑制能力。

2、对特征电流信号有较大的放大倍率，因信号电流受发送端功率限制，电流一般比较小。而常用的计量用电流互感器变比为2000-10000比1。经过互感器变换后的电流满足下式：

，

其中，Ip_s为线路流过的电流，Nps为电流取样变比，Is_s为互感器取样电流。

此处设Nps=5000,信号电流Ip_s=0.5A，经互感器取得信号电流Is_s大小为0.0001A。

取样电流流经取样电阻Rs，转换为电压信号，满足下式：

。

一般为避免电流互感器饱和，取样电阻均Rs在1-10欧姆范围内根据互感器要求选择，如取样电阻Rs选择5欧姆，且0.5A的信号电流转化为0.5mV的电压信号，对于这样微弱的信号，必须进行放大后才能进行后续检测，所以需要对特征频率的信号进行放大。

3、具有较大的输入阻抗，在对信号检测时，不能影响外部计量芯片的计量精度，也不能带来插入噪声。

本发明提供了如图5-6中所示的一种特征电流信号检测电路，其中，包括：电流信号检测电路设置有输入端，输入端为从电力线通过电流互感器耦合出来的信号Si，同时也耦合了大量奇次谐波噪声N(2n+1)。

具体的，在输入端设有高阻跟随器，用于提供高输入阻抗与全频信号放大；并且，在电流信号检测电路设置有输出端，输出端设有偏置放大器，用于对输出信号放大并加以偏置，以方便MCU采集与分析。

具体的，所述信号放大回路包括高通滤波器及带通滤波器，且所述噪声放大回路包括高通滤波器及带通滤波器，通过带通滤波器的设置，能够用于滤除工作频率信号外的噪声，能够最大限度的滤除工作频率信号外的噪声；并且通过高通滤波器的设置，能够避免高幅值的低频噪声流入下一级放大回路，导致下一级放大回路饱和。

但是，对于非常靠近工作频率信号的噪声，带通滤波器的滤除能力受到限制，如：工作频率信号为1570Hz时,对于相邻的噪声信号频率(即：邻频噪声)为1550Hz或1650Hz的噪声难以滤除。

为增强对此类邻频噪声的滤除能力，进行以下设置：信号放大回路，同时对工作频率信号及邻频噪声进行放大，但对工作频率信号的增益大于对邻频噪声的增益。

具体的，所述信号放大回路放大后的输出信号为：Ss=As*Si+Bs* N(2n+1)，其中，As>Bs，Ss为信号放大回路放大后的输出信号，As为信号放大回路对工作频率信号的增益，Bs为信号放大回路对邻频噪声的增益，Si为输入工作频率信号，N(2n+1)为输入邻频噪声。

噪声放大回路，同时对邻频噪声及工作频率信号进行放大，但对邻频噪声的增益大于对工作频率信号的增益。

具体的，所述噪声放大回路放大后的输出信号为：Sn=αs*Si+βs* N(2n+1)，其中，βs>αs，Sn为噪声放大回路放大后的输出信号，αs为噪声放大回路对工作频率信号的增益，βs为噪声放大回路对邻频噪声的增益，Si为输入工作频率信号，N(2n+1)为输入邻频噪声。

差分放大器，所述信号放大回路接入差分放大器同相端，所述噪声放大回路接入差分放大器反向端，将噪声作为负反馈，利用经噪声放大回路增益的邻频噪声消除信号放大回路里的噪声。

具体的，所述差分放大器放大后的输出信号为：S=C*[(As-αs)Si+( Bs-βs)Sn]，其中，C为差分放大器的增益系数。

具体的，差分放大器放大后的输出信号公式S=C*[(As-αs)Si+( Bs-βs)Sn]，可以得知，当所述信号放大回路对邻频噪声的增益等于噪声放大回路对邻频噪声的增益时（即Bs=βs），噪声放大回路放大后的输出信号（即Sn）将完全被消除，可以达到消除邻频噪声，放大有效信号的效果。

但是对于实际电路来说，让信号放大回路对邻频噪声的增益完全等于噪声放大回路对邻频噪声的增益相对比较困难，但可以通过调节滤波器的各项参数，使得信号放大回路对工作频率信号的增益远大于噪声放大回路对工作频率信号的增益,而信号放大回路对邻频噪声的增益与噪声放大回路对邻频噪声的增益接近，从而从最大程度上抑制邻频噪声，放大有效信号。

在本发明中：高阻跟随器由运放U4组成。

信号放大回路主要由运放U1，运放U2及运放U3组成。其中：信号放大回路的二阶高通滤波器主要由运放U2组成；信号放大回路的带通滤波器主要由运放U1及运放U3组成。

噪声放大回路主要由运放U6，运放U7及运放U8组成。其中：噪声放大回路的二阶高通滤波器主要由运放U7组成；噪声放大回路的带通滤波器主要由运放U6及运放U3组成。

具体的，所述噪声放大回路内高通滤波器与增益调整电路连接，且所述噪声放大回路内带通滤波器与选频电路连接，所述增益调整电路用于调节噪声放大回路增益，且所述选频电路用于调节噪声放大回路中心频率。

在本发明中：增益调整电路包括模拟阵列开关S1及电阻R14，电阻R16及电阻R19，外部MCU可根据要求与当前噪声环境，动态设置其放大增益，通过Au_SET信号，MCU控制模拟阵列开关接入不同阻值电阻，以调节噪声放大回路增益。

选频电路包括模拟阵列开关S2及电阻R20，电阻R21及电阻R22，外部MCU可根据要求与当前噪声环境，动态设置噪声抑制频点，通过FREQ_SET信号，控制模拟阵列开关S2接入不同阻值电阻，以调节噪声放大回路的中心频率，选择放大不同频段的噪声。

以下是对增加邻频噪声差分抑制技术前后的频率响应仿真：

图7为频率增益响应对比曲线，由图7所示频率增益响应曲线可以看出，加入邻频噪声差分抑制技术后，在信号频率处增益更大，而对非工作频段的抑制能力明显增强。

图8为在同一噪声环境下，有、无邻频噪声差分抑制技术输出信号波形，在图8，信号频率1570Hz，噪声频率为1450Hz，噪声与信号幅值相同的情况下，对比有无邻频噪声差分抑制技术输出信号波形。从对比波形可以看出，增加邻频噪声差分抑制技术后，输出波形更稳定，幅值更大，更有利于信号检出。

信号经过高通滤波器（HPF）与带通滤波器（BPF）后的传导函数如下所示：

高通滤波器（HPF）：

，

其中：

为信号角频率，Au为最大增益，

n为高通滤波器的截止角频率，ξ为滤波器阻尼系数，Au，

n与ξ均由滤波器本身参数决定，依据工作要求可采用不同的滤波器与参数。

带通滤波器（BPF）：

，

其中：

为信号角频率，Bu为最大增益，

0为带通滤波器的中心角频率，ξ为滤波器阻尼系数，Bu，

0与ξ均由滤波器本身参数决定，依据工作要求可采用不同的滤波器与参数。

在引入邻频噪声差分抑制技术后，其信号增益函数为：

，

其中：C为差分放大增益系数，Ga_hpf_s（

）* Ga_bpf_s（

）为信号回路对

频率下的增益，Ga_hpf_n（

）* Ga_bpf_n（

）噪声回路对𝜔频率下的增益。

从上式可知其噪声放大后再负反馈到主信号回路，能减少信号回路里的噪声分量，调节信号放大回路与噪声放大回路的各自Au、Bu、

0及ξ，使得信号放大回路与噪声放回路对邻频噪声具有相同或相近的增益时，噪声将被最大幅度的抑制最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换,凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种特征电流信号检测电路，其特征在于，包括：

2.根据权利要求1所述的一种特征电流信号检测电路，其特征在于：所述信号放大回路包括高通滤波器及带通滤波器，且所述噪声放大回路包括高通滤波器及带通滤波器。

3.根据权利要求1所述的一种特征电流信号检测电路，其特征在于：所述信号放大回路对邻频噪声的增益等于噪声放大回路对邻频噪声的增益。

4.根据权利要求1所述的一种特征电流信号检测电路，其特征在于：所述信号放大回路接入差分放大器同相端，所述噪声放大回路接入差分放大器反向端。

5.根据权利要求1所述的一种特征电流信号检测电路，其特征在于：输入端设有高阻跟随器，输出端设有偏置放大器。

6.根据权利要求1所述的一种特征电流信号检测电路，其特征在于，所述信号放大回路放大后的输出信号为：Ss=As*Si+Bs* N(2n+1)，其中，As>Bs，Ss为信号放大回路放大后的输出信号，As为信号放大回路对工作频率信号的增益，Bs为信号放大回路对邻频噪声的增益，Si为输入工作频率信号，N(2n+1)为输入邻频噪声。

7.根据权利要求1所述的一种特征电流信号检测电路，其特征在于，所述噪声放大回路放大后的输出信号为：

Sn=αs*Si+βs* N(2n+1)，其中，βs>αs，Sn为噪声放大回路放大后的输出信号，αs为噪声放大回路对工作频率信号的增益，βs为噪声放大回路对邻频噪声的增益，Si为输入工作频率信号，N(2n+1)为输入邻频噪声。

8.根据权利要求1所述的一种特征电流信号检测电路，其特征在于，所述差分放大器放大后的输出信号为：S=C*[(As-αs)Si+( Bs-βs)Sn]，其中，C为差分放大器的增益系数。

9.根据权利要求1所述的一种特征电流信号检测电路，其特征在于：所述噪声放大回路内高通滤波器与增益调整电路连接，且所述噪声放大回路内带通滤波器与选频电路连接。

10.根据权利要求9所述的一种特征电流信号检测电路，其特征在于：所述增益调整电路用于调节噪声放大回路增益，且所述选频电路用于调节噪声放大回路中心频率。