CN114552928A - 基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法，该控制方法通过控制电机磁阻dq坐标系d轴电流能使电机输出单位转矩使得定子电流矢量幅值最小，从而达到电机铜耗最小，并且本发明提出的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机电流环内模控制方法在线计算方便，设计较常规电流PI控制器相比简单，跟踪调节性能较好。

Description

基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法

技术领域

本发明属于双定子低速大转矩电机矢量控制技术领域，具体涉及一种基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法。

背景技术

低速大转矩永磁电机直驱系统取代了传统含有减速齿轮箱系统，具有体积小、噪音低、效率高、维护成本低等优点，被广泛应用于重型机床、煤矿传送带、船舶电力推进等高能耗电力驱动领域。

为了充分利用低速大转矩直驱永磁同步电机较大的内腔空间，提高转矩密度，有学者提出了双定子结构的电机，在直驱永磁同步电机内部添加一套定子绕组与极对数与永磁转子相同的磁阻转子，并将永磁转子与磁阻转子“背靠背”连接在一起，组成为一个永磁/磁阻混和转子结构，同时在两转子中间加入隔磁环，将内外两电机之间的磁路耦合解出，再将内外两定子串联，即可构成新型双定子串联结构的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机。

目前，PI电流控制器具有算法简单、易于实现的优点，广泛应用于交流电机矢量控制系统中，可满足一部分精度要求不高的场合。然而，同步旋转坐标系的d(q)轴上由于存在来自q(d)轴的耦合电压，传统PI电流控制器只对dq轴的2个电流环单独起作用，忽略了交叉耦合项，因此当其中一轴上电流给定发生变化时，另一轴上电流会产生1个瞬时误差，从而使转矩产生瞬时畸变，影响其动态性能。内模控制对模型的要求低，在线计算方便，设计比较简单，跟踪调节性能比较好，能够消除交叉耦合项与不可测干扰的影响。

目前国内外学者主要针对的研究对象大多为内外电机不同极对数的双电子电机，控制策略多为采用两套逆变器独立控制两套定子绕组，虽然可以独立控制内外电机电磁转矩，但会导致系统结构复杂，硬件成本较高，又由于本文研究的电机结构与电路的复杂性，传统的永磁同步电机或磁阻同步电机的最大转矩电流比控制策略与电流环内模控制策略不能直接应用于该种电机。

发明内容

发明目的：

本发明提供一种基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法，其目的在于解决新型电机矢量控制系统精度不高的问题。

技术方案：

一种基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法，将电机参考转速给定输出信号n^*与位置与速度传感器的输出信号n之差输入至转速环PI控制器，转速环PI控制器的输出信号i_q2 ^*输入至磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器，以及转速环PI控制器的输出信号i_q2 ^*与Park坐标变换器的输出信号i_q2作差输入至电流环内模控制器，磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器的输出信号i_d2 ^*与Park坐标变换器的输出信号i_d2作差也输入至电流环内模控制器，电流环内模控制器的输出信号u_d、u_q与位置与速度传感器的输出信号θ_e输入至反Park坐标变换器，反Park坐标变换器的输出信号u_α、u_β输入至SVPWM控制器，SVPWM控制器的输出信号u_A、u_B、u_C输入至永磁/磁阻混合转子双定子同步电机，永磁/磁阻混合转子双定子同步电机的输出信号i_A、i_B、i_C分别输入至Clark坐标变换器和位置与速度传感器，Clark坐标变换器的输出信号i_α、i_β和位置与速度传感器的输出信号θ_e共同输入至Park坐标变换器，形成闭环控制系统；

电流环内模控制器内部控制方法为，磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器的输出信号i_d2 ^*与Park坐标变换器的输出信号i_d2作差得到i_d2′^*；转速环PI控制器的输出信号i_q2 ^*与Park坐标变换器的输出信号i_q2作差得到i_q2′^*，将i_d2′^*、i_q2′^*信号作为电流环内模控制器的输入信号，i_d2′^*信号经过磁阻dq坐标系d轴内模控制模型得到信号u_d0；i_q2′^*信号通过磁阻dq坐标系q轴内模控制模型得到信号u_q0，u_d0、u_q0信号分别经过磁阻dq坐标系d轴传递函数模型和磁阻dq坐标系q轴传递函数模型得到i_d2、i_q2信号，i_d2信号作为磁阻dq坐标系q轴交叉耦合模型的输入；i_q2信号作为磁阻dq坐标系d轴交叉耦合模型的输入，u_d0信号与磁阻dq坐标系d轴永磁体磁链耦合模型输出信号相减，之后再与磁阻dq坐标系d轴交叉耦合模型输出信号相减得到u_d信号；u_q0信号与磁阻dq坐标系q轴永磁体磁链耦合模型输出信号相加，之后再与磁阻dq坐标系q轴交叉耦合模型输出信号相加得到u_q信号。

进一步的，磁阻dq坐标系d轴内模控制模型为：

式中，u_d0为电流解耦后的磁阻坐标系d轴电压，α为内模调制系数，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_d为磁阻dq坐标系下内定子绕组d轴等效电感，i_d2 ^*为定子电流参考矢量在磁阻dq坐标系下d轴分量，i_d2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下d轴分量。

进一步的，磁阻dq坐标系q轴内模控制模型为：

式中，u_q0为电流解耦后的磁阻坐标系q轴电压，α为内模调制系数，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_q为磁阻dq坐标系下内定子绕组q轴等效电感，i_q2 ^*为定子电流参考矢量在磁阻dq坐标系下q轴分量，i_q2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下q轴分量。

进一步的，磁阻dq坐标系d轴传递函数模型为：

式中，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_d为磁阻dq坐标系下内定子绕组d轴等效电感。

进一步的，磁阻dq坐标系q轴传递函数模型为：

式中，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_q为磁阻dq坐标系下内定子绕组q轴等效电感。

进一步的，磁阻dq坐标系d轴永磁体磁链耦合模型为：

ω_esinθ_rψ_f

磁阻dq坐标系q轴永磁体磁链耦合模型为：

ω_ecosθ_rψ_f

磁阻dq坐标系d轴交叉耦合模型为：

ω_e(L_s+L_q)i_q2

磁阻dq坐标系q轴交叉耦合模型为：

ω_e(L_s+L_d)i_d2

式中，ω_e为电机转子电角速度，θ_r为永磁d轴与磁阻d轴之间的夹角，ψ_f为永磁体磁链，L_s为外定子绕组等效电感，L_q为磁阻dq坐标系下内定子绕组q轴等效电感，i_q2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下q轴分量，L_d为磁阻dq坐标系下内定子绕组d轴等效电感，i_d2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下d轴分量。

本发明的有益效果是：

针对本发明研究的内外两定子串联结构的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机与永磁同步电机等其他常规交流电机相比具有更复杂的数学模型，同样具有非线性、多变量、强耦合、变参数等特性。电机交流矢量控制系统中电流环常为PI控制器，而PI控制器只对dq轴的2个电流环单独起作用，忽略了交叉耦合项，且对参数敏感，导致控制系统精度差。本发明提出一种永磁/磁阻混合转子双定子同步电机MTPA策略与电流环内模控制策略，该策略能有效实现dq轴电流解耦，提高系统动态性能。本发明提出一种基于内模控制的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法，该方法通过控制电机磁阻dq坐标系d轴电流能使电机输出单位转矩使得定子电流矢量幅值最小，从而达到电机铜耗最小，并且本发明提出的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机电流环内模控制方法在线计算方便，设计较常规电流PI控制器相比简单，跟踪调节性能较好。

附图说明

图1为本发明基于内模控制的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制结构框图；

图2为本发明定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机定子绕组串联结构图；

图3为本发明定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机结构及驱动电路示意图；

图4为本发明定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机双旋转坐标系矢量图；

图5为本发明定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机模型系统；

图6为本发明定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机控制系统电流环内模控制器原理框图；

图7为本发明与传统PI电流控制器的磁阻dq坐标系下电机d、q轴电流波形图。

附图标记说明：

1.永磁/磁阻混合转子双定子同步电机；2.外定子；3.内定子；4.永磁转子结构；5.磁阻转子结构；6.隔磁环；7.驱动逆变器；8.电机参考转速给定；9.转速环PI控制器；10.磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器；11.电流环内模控制器；12.反Park坐标变换器；13.SVPWM控制器；14.Clark坐标变换器；15.Park坐标变换器；16.位置与速度传感器。

具体实施方式

以下结合说明书附图更详细的说明本发明。

本发明提出了一种基于内模控制的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制系统，如图1所示。

位置与速度传感器16输出端与电机参考转速给定8的转速输出端均与转速环PI控制器9的输入端连接，转速环PI控制器9的输出端与磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器10的输入端连接，并且转速环PI控制器9的输出端与Park坐标变换器15的输出端均与电流环内模控制器11的输入端连接，同时，磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器10的输出端与Park坐标变换器15的输出端均与电流环内模控制器11连接，电流环内模控制器11的输出端与位置与速度传感器16的输出端均与反Park坐标变换器12输入端连接，反Park坐标变换器12的输出端与SVPWM控制器13的输入端连接，SVPWM控制器13的输出端与永磁/磁阻混合转子双定子同步电机1连接，永磁/磁阻混合转子双定子同步电机1的输出端分别与位置与速度传感器16的输入端和Clark坐标变换器14的输入端连接，位置与速度传感器16的输出端和Clark坐标变换器14的输出端均与Park坐标变换器15输入端连接，从而形成闭环连接。

位置与速度传感器16采用机械速度传感器；磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器10采用定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制原理构建，电流环内模控制器11采用定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机电流环内模控制原理构建。

图2为本发明定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机定子绕组串联结构图，其中外定子2的X1与内定子3的A2相连、外定子2的Y1与内定子3的B2相连、外定子2的Z1与内定子3的C2相连，内定子3的X2、Y2、Z2星接为Y点。图2用于说明混合转子双定子同步电机内、外定子绕组连接方式。

图3为本发明定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机结构及驱动电路示意图，永磁/磁阻混合转子双定子同步电机1的外定子2与内定子3采用图2所示的连接方式进行连接，永磁转子结构4、磁阻转子结构5与隔磁环6共同构成电机转子，驱动逆变器7与外定子2相连，用以驱动永磁/磁阻混合转子双定子同步电机1。

基于内模控制的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法：

如图1所示，将电机参考转速给定8输出信号n^*与位置与速度传感器16的输出信号n之差输入至转速环PI控制器9，转速环PI控制器9的输出信号i_q2 ^*输入至磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器10，以及转速环PI控制器9的输出信号i_q2 ^*与Park坐标变换器15的输出信号i_q2作差输入至电流环内模控制器11，磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器10的输出信号i_d2 ^*与Park坐标变换器15的输出信号i_d2作差也输入至电流环内模控制器11，电流环内模控制器11的输出信号u_d、u_q与位置与速度传感器16的输出信号θ_e输入至反Park坐标变换器12，反Park坐标变换器12的输出信号u_α、u_β输入至SVPWM控制器13，SVPWM控制器13的输出信号u_A、u_B、u_C输入至永磁/磁阻混合转子双定子同步电机1，永磁/磁阻混合转子双定子同步电机1的输出信号i_A、i_B、i_C分别输入至Clark坐标变换器14和位置与速度传感器16，Clark坐标变换器14的输出信号i_α、i_β和位置与速度传感器16的输出信号θ_e共同输入至Park坐标变换器15，形成闭环控制系统。

图4为本发明定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机双旋转坐标系矢量图，其中θ_r1为永磁dq坐标系下永磁转子d轴与静止ABC坐标系A轴夹角，θ_r2为磁阻dq坐标系下磁阻转子d轴与静止ABC坐标系A轴夹角，θ_r为永磁d轴与磁阻d轴之间的夹角。

图5为本发明定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机1模型系统，其中SVPWM控制器13的输出信号u_A、u_B、u_C与转子位置模型的输出信号θ_e输入至永磁/磁阻混合转子双定子同步电机1的Park变换模型中。Park变换模型的输出信号u_d、u_q分别与永磁-磁阻dq旋转坐标系变换模型的输出信号u_d1(2)、u_q1(2)作差后得到的u_d2、u_q2信号作为内电机定子电压模型的输入。内电机定子电压模型的输出信号i_d2、i_q2作为内电机电磁转矩模型和磁阻-永磁dq旋转坐标系变换模型的输入信号。磁阻-永磁dq旋转坐标系变换模型的输出信号i_d1、i_q1作为外电机定子电压模型的输入信号。外电机定子电压模型的输出信号u_d1、u_q1作为永磁-磁阻dq旋转坐标系变换模型的输入信号。磁阻-永磁dq旋转坐标系变换模型的输出信号i_q1作为外电机电磁转矩模型的输入信号。内电机电磁转矩模型的输出信号t_e2和外电机电磁转矩模型的输出信号t_e1相加得到t_e作为电机运动模型的输入信号。电机运动模型的输出信号ω作为转子电角速度模型的输入信号。转子电角速度模型的输出信号ω_e作为转子位置模型的输入信号。转子位置模型的输出信号θ_e和内电机定子电压模型的输出信号i_d2、i_q2作为反Park变换模型的输入信号。图5中各模型的原理公式如下：(特别说明：图5中内电机定子电压模型的输出信号i_d2、i_q2与图1中Park坐标变换器15的输出信号i_d2、i_q2的数值从原理上是相等的，因此本发明将这些信号写成同一形式，另外图5中的转子位置模型的输出信号θ_e、电机运动模型的输出信号ω与图1中的位置与速度传感器16的输出信号θ_e、ω同理。)

Park变换模型为：

式中，u_A、u_B、u_C分别为ABC坐标系定子三相电压信号，u_d、u_q分别为磁阻dq坐标系下定子绕组d、q轴电压，θ_e为转子电角度信号。

内电机定子电压模型为：

式中，i_d2、i_q2分别为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下d、q轴分量，u_d2、u_q2分别为磁阻dq坐标系下内定子绕组dq轴电压，L_d、L_q分别为磁阻dq坐标系下内定子绕组d、q轴等效电感，R_s2为内定子绕组电阻，ω_e为电机转子电角速度。

永磁-磁阻dq旋转坐标系变换模型为：

式中，u_d1、u_q1分别为永磁dq坐标系下外定子绕组d、q轴电压，u_d1(2)、u_q1(2)分别为u_d1、u_q1在磁阻dq坐标系下d、q轴分量，θ_r为永磁d轴与磁阻d轴之间的夹角。

内电机电磁转矩模型为：

式中，t_e2为内电机电磁转矩，p_n为电机极对数，L_d、L_q分别为磁阻dq坐标系下内定子绕组d、q轴等效电感，i_d2、i_q2分别为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下d、q轴分量。

磁阻-永磁dq旋转坐标系变换模型为：

式中，i_d1、i_q1分别为定子电流矢量在永磁dq坐标系下d、q轴分量，i_d2、i_q2分别为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下d、q轴分量，θ_r为永磁d轴与磁阻d轴之间的夹角。

外电机定子电压模型为：

式中，u_d1、u_q1分别为永磁dq坐标系下外定子绕组d、q轴电压，R_s1为外定子绕组电阻，ω_e为电机转子电角速度，L_s为外定子绕组等效电感，i_d1、i_q1分别为定子电流矢量在永磁dq坐标系下d、q轴分量，ψ_f为永磁体磁链。

反Park变换模型为：

式中，i_A、i_B、i_C分别为ABC坐标系定子三相电流信号，i_d2、i_q2分别为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下d、q轴分量，θ_e为转子电角度信号。

外电机电磁转矩模型为：

式中，t_e1为外电机电磁转矩，p_n为电机极对数，i_q1为定子电流矢量在永磁dq坐标系下q轴分量，ψ_f为永磁体磁链。

电机运动模型为：

式中，ω为电机转子机械角速度，t_e为电机总电磁转矩，t_L为电机负载转矩，B为电机粘滞系数，J为电机转动惯量。

转子电角速度模型为：

ω_e＝p_nω

式中，ω_e为电机转子电角速度，p_n为电机极对数，ω为电机转子机械角速度。

转子位置模型为：

θ_e＝∫ω_e dt

式中，θ_e为转子电角度，ω_e为电机转子电角速度。

本发明提出的定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制原理为：

式中，L_d、L_q分别为磁阻dq坐标系下内定子绕组d、q轴等效电感，ψ_f为永磁体磁链，θ_r为永磁/磁阻转子d轴夹角，i_d2 ^*、i_q2 ^*分别为定子参考电流矢量在磁阻dq坐标系下d、q轴分量。

图6为本发明定子绕组串联结构的混合转子双定子同步电机的电流环内模控制器11内部控制方法，其中磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器10的输出信号i_d2 ^*与Park坐标变换器15的输出信号i_d2作差得到i_d2′^*；转速环PI控制器9的输出信号i_q2 ^*与Park坐标变换器15的输出信号i_q2作差得到i_q2′^*，将i_d2′^*、i_q2′^*信号作为电流环内模控制器11的输入信号，i_d2′^*信号经过磁阻dq坐标系d轴内模控制模型得到信号u_d0；i_q2′^*信号通过磁阻dq坐标系q轴内模控制模型得到信号u_q0，u_d0、u_q0信号分别经过磁阻dq坐标系d轴传递函数模型和磁阻dq坐标系q轴传递函数模型得到i_d2、i_q2信号，i_d2信号作为磁阻dq坐标系q轴交叉耦合模型的输入；i_q2信号作为磁阻dq坐标系d轴交叉耦合模型的输入，u_d0信号与磁阻dq坐标系d轴永磁体磁链耦合模型输出信号相减，之后再与磁阻dq坐标系d轴交叉耦合模型输出信号相减得到u_d信号；u_q0信号与磁阻dq坐标系q轴永磁体磁链耦合模型输出信号相加，之后再与磁阻dq坐标系q轴交叉耦合模型输出信号相加得到u_q信号。图6中各模型的原理公式如下：(特别说明：图6中磁阻dq坐标系d轴传递函数模型与磁阻dq坐标系q轴传递函数模型的输出信号i_d2、i_q2与图1中Park坐标变换器15的输出信号i_d2、i_q2的数值从原理上是相等的，因此本发明将这些信号写成同一形式。)

图中磁阻dq坐标系d轴内模控制模型为：

式中，u_d0为电流解耦后的磁阻坐标系d轴电压，α为内模调制系数，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_d为磁阻dq坐标系下内定子绕组d轴等效电感，i_d2 ^*为定子电流参考矢量在磁阻dq坐标系下d轴分量，i_d2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下d轴分量。

图中磁阻dq坐标系q轴内模控制模型为：

式中，u_q0为电流解耦后的磁阻坐标系q轴电压，α为内模调制系数，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_q为磁阻dq坐标系下内定子绕组q轴等效电感，i_q2 ^*为定子电流参考矢量在磁阻dq坐标系下q轴分量，i_q2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下q轴分量。

图中磁阻dq坐标系d轴传递函数模型为：

式中，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_d为磁阻dq坐标系下内定子绕组d轴等效电感。

图中磁阻dq坐标系q轴传递函数模型为：

式中，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_q为磁阻dq坐标系下内定子绕组q轴等效电感。

图中磁阻dq坐标系d轴永磁体磁链耦合模型为：

ω_esinθ_rψ_f

式中，ω_e为电机转子电角速度，θ_r为永磁d轴与磁阻d轴之间的夹角，ψ_f为永磁体磁链。

图中磁阻dq坐标系q轴永磁体磁链耦合模型为：

ω_ecosθ_rψ_f

式中，ω_e为电机转子电角速度，θ_r为永磁d轴与磁阻d轴之间的夹角，ψ_f为永磁体磁链。

图中磁阻dq坐标系d轴交叉耦合模型为：

ω_e(L_s+L_q)i_q2

式中，ω_e为电机转子电角速度，L_s为外定子绕组等效电感，L_q为磁阻dq坐标系下内定子绕组q轴等效电感，i_q2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下q轴分量。

图中磁阻dq坐标系q轴交叉耦合模型为：

ω_e(L_s+L_d)i_d2

式中，ω_e为电机转子电角速度，L_s为外定子绕组等效电感，L_d为磁阻dq坐标系下内定子绕组d轴等效电感，i_d2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下d轴分量。

将本发明提出的基于内模控制的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法与传统基于PI调节器的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法的结果进行了对比，结果显示本发明提出的基于内模控制的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法的电流环控制精度高于传统基于PI调节器的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法。

系统给定转速为90r/min，仿真时长为3s，给定初始负载转矩为2000N·m，1s时负载转矩变为3500N·m，2s时负载转矩变为5000N·m，SVPWM算法采样周期为0.4ms，仿真步长为20μs。

图7所示为两种电流控制器在磁阻dq坐标系下的定子d、q轴电流波形图，(a)为本发明电流控制器d轴电流波形，(b)为PI电流控制器d轴电流波形，(c)为本发明电流控制器q轴电流波形，(d)为PI电流控制器q轴电流波形。从图中可以看出，采用基于内模控制的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法的电机d、q轴电流脉动分别为0.59A、0.85A；采用基于PI调节器的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法的电机d、q轴电流脉动分别为0.72A、1.1A。

表1两种电流控制器定子电流稳态THD

表1为采用基于内模控制的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法和采用基于PI调节器的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法的电机定子电流总谐波畸变(THD)值。从图7和表1的结果可以看出本发明提出的基于内模控制的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法的电流环控制精度高于传统基于PI调节器的永磁/磁阻混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制方法。

Claims (6)

1.一种基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法，其特征在于：

将电机参考转速给定(8)输出信号n^*与位置与速度传感器(16)的输出信号n之差输入至转速环PI控制器(9)，转速环PI控制器(9)的输出信号i_q2 ^*输入至磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器(10)，以及转速环PI控制器(9)的输出信号i_q2 ^*与Park坐标变换器(15)的输出信号i_q2作差输入至电流环内模控制器(11)，磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器(10)的输出信号i_d2 ^*与Park坐标变换器(15)的输出信号i_d2作差也输入至电流环内模控制器(11)，电流环内模控制器(11)的输出信号u_d、u_q与位置与速度传感器(16)的输出信号θ_e输入至反Park坐标变换器(12)，反Park坐标变换器(12)的输出信号u_α、u_β输入至SVPWM控制器(13)，SVPWM控制器(13)的输出信号u_A、u_B、u_C输入至永磁/磁阻混合转子双定子同步电机(1)，永磁/磁阻混合转子双定子同步电机(1)的输出信号i_A、i_B、i_C分别输入至Clark坐标变换器(14)和位置与速度传感器(16)，Clark坐标变换器(14)的输出信号i_α、i_β和位置与速度传感器(16)的输出信号θ_e共同输入至Park坐标变换器(15)，形成闭环控制系统；

电流环内模控制器(11)内部控制方法为，磁阻dq坐标系d轴最大转矩电流比控制器(10)的输出信号i_d2 ^*与Park坐标变换器(15)的输出信号i_d2作差得到i_d2′^*；转速环PI控制器(9)的输出信号i_q2 ^*与Park坐标变换器(15)的输出信号i_q2作差得到i_q2′^*，将i_d2′^*、i_q2′^*信号作为电流环内模控制器(11)的输入信号，i_d2′^*信号经过磁阻dq坐标系d轴内模控制模型得到信号u_d0；i_q2′^*信号通过磁阻dq坐标系q轴内模控制模型得到信号u_q0，u_d0、u_q0信号分别经过磁阻dq坐标系d轴传递函数模型和磁阻dq坐标系q轴传递函数模型得到i_d2、i_q2信号，i_d2信号作为磁阻dq坐标系q轴交叉耦合模型的输入；i_q2信号作为磁阻dq坐标系d轴交叉耦合模型的输入，u_d0信号与磁阻dq坐标系d轴永磁体磁链耦合模型输出信号相减，之后再与磁阻dq坐标系d轴交叉耦合模型输出信号相减得到u_d信号；u_q0信号与磁阻dq坐标系q轴永磁体磁链耦合模型输出信号相加，之后再与磁阻dq坐标系q轴交叉耦合模型输出信号相加得到u_q信号。

2.根据权利要求1所述的一种基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法，其特征在于：磁阻dq坐标系d轴内模控制模型为：

式中，u_d0为电流解耦后的磁阻坐标系d轴电压，α为内模调制系数，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_d为磁阻dq坐标系下内定子绕组d轴等效电感，i_d2 ^*为定子电流参考矢量在磁阻dq坐标系下d轴分量，i_d2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下d轴分量。

3.根据权利要求1所述的一种基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法，其特征在于：磁阻dq坐标系q轴内模控制模型为：

式中，u_q0为电流解耦后的磁阻坐标系q轴电压，α为内模调制系数，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_q为磁阻dq坐标系下内定子绕组q轴等效电感，i_q2 ^*为定子电流参考矢量在磁阻dq坐标系下q轴分量，i_q2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下q轴分量。

4.根据权利要求1所述的一种基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法，其特征在于：磁阻dq坐标系d轴传递函数模型为：

式中，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_d为磁阻dq坐标系下内定子绕组d轴等效电感。

5.根据权利要求1所述的一种基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法，其特征在于：磁阻dq坐标系q轴传递函数模型为：

式中，s为复频率，R_s1、R_s2分别为外、内定子绕组电阻，L_s为外定子绕组等效电感，L_q为磁阻dq坐标系下内定子绕组q轴等效电感。

6.根据权利要求1所述的一种基于内模控制的永磁/磁阻转子双定子同步电机控制方法，其特征在于：

磁阻dq坐标系d轴永磁体磁链耦合模型为：

ω_esinθ_rψ_f

磁阻dq坐标系q轴永磁体磁链耦合模型为：

ω_ecosθ_rψ_f

磁阻dq坐标系d轴交叉耦合模型为：

ω_e(L_s+L_q)i_q2

磁阻dq坐标系q轴交叉耦合模型为：

ω_e(L_s+L_d)i_d2

式中，ω_e为电机转子电角速度，θ_r为永磁d轴与磁阻d轴之间的夹角，ψ_f为永磁体磁链，L_s为外定子绕组等效电感，L_q为磁阻dq坐标系下内定子绕组q轴等效电感，i_q2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下q轴分量，L_d为磁阻dq坐标系下内定子绕组d轴等效电感，i_d2为定子电流矢量在磁阻dq坐标系下d轴分量。

Images