CN114488034A - 一种被动探测与侦察干扰一体化装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种被动探测与侦察干扰一体化装置及方法，包括共口径天线、微波射频模块、ADC模块、FPGA模块、DSP模块和DAC模块；共口径天线包括接收天线和发射天线；可以单独实现侦察干扰功能，或者单独实现被动探测功能或者同时实现侦察干扰功能和被动探测功能。本发明将被动探测与侦察干扰功能进行一体化整合，对两个功能进行一体化集成和控制既可以单独分时工作也可以同时工作提高了一体化设备的性能；采用共口径天线的设计，一方面使一体化装置的结构更加高效合理，同时可以满足侦察干扰和被动探测的共同需求，减少天线的使用量，减小体积和冗余部件减轻重量。

Description

一种被动探测与侦察干扰一体化装置及方法

技术领域

本发明属于电子对抗领域，涉及一种被动探测与侦察干扰一体化装置及方法，特别是一种基于共口径天线的被动探测与侦察干扰一体化装置及方法。

背景技术

被动探测与侦察干扰一体化集成设计是未来发展趋势，共口径天线的应用也可以使一体化装置的结构更加合理。随着电子对抗技术的不断发展，对设备的功能和性能提出了更高的要求，被动探测和侦察干扰一体化集成将有效提高设备的性能，可以减小设备体积、降低功耗、提高不同功能之间的协同性。天线作为接收机的重要组成部分，天线的设计将影响一体化装置的结构，从而影响一体化装置的体积和性能，共口径天线的应用使得整个一体化装置的结构更加规范统一，同时更加适合弹载导引头的应用场景，提高一体化装置的性能。

专利《一种电子侦察和雷达探测同时工作的系统》(授权公告号：CN 109031282 B)对有源探测和无源电子侦察的一体化实现方法进行了研究，但是没有研究干扰技术的一体化实现，同时本发明的探测和侦察都是在无源情况下进行的；专利《一种侦察干扰一体化系统》(申请号：CN202010273015.0)主要对基于压缩感知的一体化侦察干扰技术进行了研究，没有将被动探测技术进行一体化研究，也没有讨论天线阵的问题；专利《一种机载液冷型侦察干扰一体化装置》(申请号：CN202021101881.3)主要研究了侦察干扰一体化装置的机载液冷散热装置，但没有研究被动探测和侦察干扰的一体化集成问题；文献《非合作探测技术与电子侦察技术的综合应用》(中国电子科学研究院学报,2017)提出了非合作探测技术与电子侦察技术利用参数关联融合技术将非合作探测平台的定位跟踪参数与单站电子侦察平台的测试参数特征结合起来，既完成了辐射源参数的探测又实现了载辐射源目标的跟踪定位，但没有考虑电子干扰的集成问题。

发明内容

针对上述现有技术，本发明要解决的技术问题是提供一种基于共口径天线的被动探测与侦察干扰一体化装置及方法，提高协同作战能力，同时满足小型化、低功耗等需求。

为解决上述技术问题，本发明的一种被动探测与侦察干扰一体化装置，包括共口径天线、微波射频模块、ADC模块、FPGA模块、DSP模块和DAC模块；共口径天线包括接收天线和发射天线；可以单独实现侦察干扰功能，或者单独实现被动探测功能或者同时实现侦察干扰功能和被动探测功能，侦察干扰功能包括：本振频率依次通过DSP模块和FPGA模块发送到微波射频模块，微波射频模块对信号进行自动增益控制和下变频，得到两路IQ正交基带信号，ADC模块对两路IQ正交基带信号进行低通采样，得到IQ两路信号，然后传递给FPGA模块，FPGA模块对IQ两路信号进行检波和脉冲描述字的测量，并传给DSP进行分选，得到雷达分选结果；DSP将分选结果上报给上位机，上位机下发干扰频点，FPGA根据上位机下发干扰频点和干扰样式对目标雷达产生干扰样式，数字干扰信号通过DAC模块信号转换后，进行微波上变频、功率放大，然后通过发射天线发射；

被动探测功能包括：上位机设置的本振频点通过DSP模块和FPGA模块发送给微波射频模块，接收天线接收辐射源信号，传递至微波射频模块进行自动增益控制和下变频得到实信号；ADC模块对信号进行中频带通采样得到数字信号，并传递给FPGA模块进行信号探测；FPGA模块对数字信号进行信道化处理得到IQ分量；对选定的主通道进行检波和脉冲描述字的测量，并上报给DSP进行信号分选，得到雷达形式的分选结果；DSP模块将分选结果上报给上位机，上位机下发跟踪目标参数至FPGA模块；FPGA模块对目标信号进行跟踪，并上报IQ数据给DSP模块，DSP模块利用极化MUSIC算法对IQ数据进行测向，得到测向结果。

进一步的，干扰模式为：引导模式或独立模式；引导模式具体为在上位机端选择干扰样式以及干扰参数传送给DSP模块，再传送给FPGA模块；独立模式在分选得到雷达参数后，根据PRI由DSP自主判断最大威胁雷达，然后随机产生一组干扰样式，以最大威胁雷达的载频作为干扰频率传送至FPGA模块，同时向上位机上报。

进一步的，信号分选采用改进的K-Means分选算法，包括：

步骤1：初始化数组用于存储聚类结果，输入N个检测到的脉冲描述字；

步骤2：设待聚类数据编号j＝1，聚类种类k＝1，把第一个待聚类数据信息用作第一个聚类中心；

步骤3：待聚类编号j＝j+1；i＝1，若j>N，转至步骤6；

步骤4：计算第j个数据域第i个聚类中心的加权欧氏距离d_ij；

步骤5：若d_ij<d₀，则将此带聚类数据划归至当前聚类，更新当前聚类中心，返回步骤3；否则i＝i+1；若i>k，k＝k+1，将第j个待聚类数据参数信息，作为第k个聚类中心；返回步骤3，否则返回步骤4；

步骤6：输出聚类结果。

采用上述任一装置的被动探测与侦察干扰一体化方法，包括以下步骤：

当执行侦察干扰操作执行操作一步骤时，当执行被动探测操作执行操作二步骤时，当同时执行侦察干扰操作和被动探测操作时，DSP模块采用串行工作的方式依次并循环执行操作一步骤和操作二步骤；

操作一包括：

步骤1：上位机给出本振频率并传递给DSP后转送至FPGA，然后下发到微波射频模块，微波射频模块对信号进行自动增益控制和下变频，得到两路IQ正交基带信号；

步骤2：ADC模块对零中频信号进行低通采样得到IQ两路信号，然后传递给FPGA；

步骤3：FPGA对IQ两路信号进行检波和脉冲描述字的测量，并传给DSP进行信号分选，得到雷达形式的分选结果；

步骤4：DSP将分选结果上报给上位机，上位机下发频点对目标雷达进行干扰；

步骤5：FPGA根据上位机下发的干扰频点和样式对目标雷达产生干扰样式；

步骤6：数字干扰信号通过DAC模块进行微波上变频、功率放大后通过发射天线发射干扰信号；

操作二包括：

步骤1：上位机设置的本振频点通过DSP模块和FPGA模块发送给微波射频模块，六元接收天线接收信号，并通过微波射频模块进行自动增益控制和下变频得到实信号；

步骤2：ADC模块对信号进行中频带通采样得到数字信号，并传递给FPGA模块进行信号探测；

步骤3：FPGA模块对数字信号进行信道化处理得到IQ分量；

步骤4：对选定的主通道进行检波和脉冲描述字的测量，并上报给DSP进行信号分选，得到雷达形式的分选结果；

步骤5：DSP模块将分选结果上报给上位机，上位机下发跟踪目标参数至FPGA模块；

步骤6：FPGA模块对目标信号进行跟踪，并上报IQ数据给DSP模块，DSP模块利用极化MUSIC算法对IQ数据进行测向，得到测向结果。

本发明的有益效果：单一的探测或侦察干扰设备不再满足现代电子战的战场环境，需要提高各设备之间的协同作战能力。针对协同作战的需求，本发明提出了一种基于共口径天线的被动探测与侦察干扰一体化装置及方法，本发明有两个创新点：第一，将被动探测与侦察干扰功能进行一体化整合，对两个功能进行一体化集成和控制既可以单独分时工作也可以同时工作提高了一体化设备的性能；第二，采用共口径天线的设计，一方面使一体化装置的结构更加高效合理，同时可以满足侦察干扰和被动探测的共同需求，减少天线的使用量，减小体积和冗余部件减轻重量。本装置及方法旨在提高电子战装置的协同作战能力同时满足小型化、低功耗等需求。

附图说明

图1是八元天线阵示意图；

图2是侦察干扰FPGA实现流程图；

图3是被动探测FPGA实现流程图；

图4是侦察干扰模式DSP工作流程示意图；

图5是被动探测模式DSP工作流程示意图；

图6是信道化实现原理图；

图7是改进K-Means算法流程图。

具体实施方式

下面结合说明书附图和具体实施例对本发明做进一步说明。

该系统主要由天线、微波射频模块、ADC、FPGA芯片、DSP芯片和DAC组成。

共口径天线为4-18GHz的八元天线，其中有六根接收天线和两根发射天线用于发射干扰信号，天线接收的信号即作侦察又被用于被动探测。

微波射频模块由接收通道和发射通道组成，主要进行模拟信号的增益控制和上下变频。接收通道对天线接收的信号进行增益控制和下变频后传输给ADC进行采样；发射通道对DAC转换后的模拟干扰信号进行上变频和增益控制，然后由天线发出。微波模块中侦察干扰通道和被动探测通道共用部分路径，减少了设备量。

侦察干扰模式的实施过程如下：

步骤一：上位机给出本振后微波模块对信号进行自动增益控制和下变频。

本振频点范围为4～18GHz，传递给DSP后通过EMIF转送至FPGA，最后下发到微波，微波将会对本振频点附近450MHz带宽的信号进行接收，并进行自动增益控制和下变频等操作，得到两路IQ正交基带信号。

步骤二：ADC对零中频信号进行低通采样得到IQ两路信号。

ADC对IQ两路正交信号进行采样，采样频率为1.2GHz，然后将数字IQ分量传递给FPGA进行信号侦察和干扰。

步骤三：FPGA对信号进行检波和脉冲描述字的测量，并传给DSP进行分选。

FPGA首先对信号进行检波，并进行检测得到雷达信号的载频、脉宽、到达时间等参数组成脉冲描述字，DSP通过EMIF读取来自FPGA端的雷达脉冲描述字，然后利用SDIF分选算法识别出常规、参差、抖动、捷变频等不同的雷达形式。

步骤四：DSP将分选结果上报给上位机，上位机下发频点对目标雷达进行干扰。

DSP分选完成后将分选结果上报给上位机进行显示，同时根据干扰模式的不同自动或手动下发干扰命令。引导模式可在上位机端选择干扰模式以及干扰距离、噪声带宽等干扰参数传送给DSP端，再经由EMIF传送给干扰FPGA；独立模式在分选得到雷达参数后，基于最大PRI由DSP自主判断最大威胁雷达，然后随机产生一组干扰样式，以该雷达的载频作为干扰频率，由EMIF传送至干扰FPGA，同时向上位机上报。

步骤五：FPGA根据上位机下发的干扰频点和样式对目标雷达产生干扰样式。

步骤六：数字干扰信号通过DAC、微波上变频、功率放大后通过天线将干扰信号发射出去。

被动探测模式的实现步骤如下：

步骤一：本振控制与射频信号接收。

首先由上位机设置本振频点，通过DSP和FPGA发送给微波，其中该模式下本振频点范围为4～18GHz，信号由六元天线阵负责接收。天线阵对信号进行接收后通过微波模块进行自动增益控制和下变频，得到中频900MHz的实信号进行采样。

步骤二：6路ADC对信号进行中频带通采样。

6路ADC以1.2GHz的采样率分别对六路信号进行采样，得到数字信号并传递给FPGA进行信号探测。

步骤三：FPGA对6路数字信号进行信道化处理得到IQ分量。

FPGA接收到以本振频点为中心的450M频率范围内的雷达信号后对分别信号进行32信道的数字信道化，信道化后得到带宽为75MHz的IQ正交信号。

步骤四：对主通道进行检波和脉冲描述字的测量，并上报给DSP进行信号分选。

通过检波和信号检测得到雷达信号的载频、脉宽、到达时间等参数存入FIFO中等待DSP读取。上位机发出开始截获命令后DSP通过EMIF读取来自FPGA端的雷达脉冲描述字，然后利用SDIF分选算法识别出常规、参差、抖动、捷变频等不同的雷达形式。

步骤五：DSP将分选结果上报给上位机，之后由上位机下发跟踪目标参数。

DSP将结果上报给上位机，上位机接收到分选结果后，可通过雷达序号选择所要跟踪的雷达，将指令传送给DSP端，DSP便将指定序号的雷达参数发送给信道化FPGA端。

步骤六：FPGA对目标信号进行跟踪，并上报IQ数据给DSP进行侧向。

FPGA利用跟踪器对目标进行跟踪，接着DSP端对FPGA跟踪得到的IQ数据进行读取，利用极化MUSIC算法对IQ数据进行测向，最终得到方位角、俯仰角、极化幅角、极化相位差等参数并将结果上报给上位机。

如图1所示，本发明采用共口径天线进行信号的接收和干扰信号的发射，可以为被动探测和侦察干扰所共用，其中六根为接收天线(天线1、3、4、5、7、8)，两根为干扰发射天线(天线2、6)。

如图2所示，为侦察干扰的实现流程，本方法包括：对雷达信号的高速采样，实现数字接收；通过数字处理模块和干扰生成模块之后，生成干扰信号。

对雷达信号的高速采样，实现数字接收中，包括：利用编写Verilog程序，使用FPGA配置并驱动AD芯片，对信号进行高速采样，实现信号的接收。

经过数字处理模块和干扰生成模块之后，生成干扰信号，包括：在FPGA内通过调用FIFO核，利用延时叠加实现压制和欺骗两种干扰信号，形成干扰信号输出和参考信号。

如图3所示，为被动探测方法的实现流程，基于FPGA的被动探测技术结构框图，包括：对数字信号的信道化处理，信号检测和PDW的测量，根据DSP的分选结果对信号进行跟踪和IQ数据的提取。

信道化技术是宽带信号处理中常用的技术，可以将较宽的带宽转化成窄带宽。在数字信号处理的过程中应用信道化技术可以降低信号采样率、提高接收机灵敏度、提高不同频率信号的分辨能力。测向方案采用六元天线阵，数字接收机分别对六路信号进行数字信道化，其中一路作为主通道进行检波，PDW测量和跟踪，其它五路只提供IQ数据进行跟踪测向。

如图4、图5所示为DSP工作流程和DSP对被动探测和侦察干扰FPGA的控制流程，由一个DSP对侦察干扰和被动探测进行控制可以更好的协调两个功能之间的工作时序，可以根据需求控制两部分进行单独工作或同时工作。

在以上主要工作流程的基础上将给出主要技术的实现方法。

(一)信道化技术

高效信道化接收机在FPGA中的软件实现结构如图6所示。在本设计中，子信道数K取为32，考虑到采样结构为实信号，所以有效频率范围的子信道数为16。

ADC的输出随路时钟是600MHz，输出数据是双沿DDR模式，相当于ADC输出数据速率为1.2GHz，FPGA无法直接处理这么高速率的信号，需要降低数据流的速度。滤波器组前面的M倍抽取可以将数据速率降低M倍，在本设计中，选择16路均匀信道化，所以抽取倍数M＝K/2＝16。

本设计中的滤波器组采用FIR滤波器实现对输入信号的滤波。滤波器组中的带通滤波器是由原型低通滤波器调制得到的，原型滤波器为192阶，由高速高效信道化模型可知，原型滤波器h₀[n]的系数平均分配为K路，本设计中选用K＝32，又因为每一相对滤波器系数2倍插0，所以每一相滤波器有12个系数。第k相滤波器的输出y(n)满足(k＝0,1,…,31)

x_k(n)为输入到第k相滤波器中的数据，h_k(n)是第k相滤波器的系数。

MATLAB设计得到滤波器系数是小数，而FPGA只支持定点数运算，在MATLAB中将FDATOOL生成的滤波器系数归一化，再统一量化为13bit有符号数，用补码形式表示。将量化好的192个系数按多相方式分成32组，系数2倍插0后写入到FPGA程序中。在FPGA中，并行创建32个FIR滤波器模块，每个模块中按流水线工作的方式计算输入的ADC采样值与FIR滤波器系数的乘累加运算，乘累加运算会使输出的数据位宽增加，需要对输出的数据进行截位处理。

多相滤波器组实现了对ADC采样数据的滤波，并行输出了32路滤波后的数据，数据速率为75MHz，对滤波后的数据做IFFT运算，若串行实现则数据吞吐率达到2.4GHz，在FPGA内部无法实现这么高的运算速度。所以本设计中采用基-2按时间抽取的全并行IFFT，IFFT模块有32个输入，为5级蝶型运算，输入数据为倒位序，输出数据为自然顺序。

(二)基于极化敏感阵列的MUSIC算法

本发明使用一种分布式极化敏感阵列，即天线阵列各阵元由一维分量构成，且具有不同的极化方式和指向，可无损耗接收对应极化方式的来波信号。

极化MUSIC是存在极化方式下对MUSIC算法的一种扩展算法，MUSIC算法基本原理就是通过处理阵列接收数据得到信号的响应矢量。当测量响应矢量与真实响应矢量匹配时，能够得到正确的来波方向，但实际上测量误差是不可避免的。当测量误差较小时，将引起力一位估计的较小误差，而当测量误差较大时(真实信号与用于测量响应所用信号的极化方式差异很大)，将导致很大的估计误差。常规MUSIC算法没有考虑极化域的阵列响应，而极化MUSIC算法将极化域作为一维空间进行搜索。极化参数包括两个电场的轴比和初相差，两个互相正交的信号极化向量可拟合任意极化状态的天线响应，从而得到天线阵在极化域全部响应。通过对信号的水平角、仰角、轴比和初相差进行联合搜索，从而实现对极化信号进行测向。

根据基于分布式极化敏感阵列的信号接收模型，在此基础上介绍一种极化MUSIC方法，此方法是传统MUSIC方法在极化域的拓展，在导向矢量中引入极化参数，给出极化域-空域联合谱的形式，并估计信号参数，具体算法如下。

考虑N个阵元组成的一个极化敏感阵列和M个远场窄带完全极化信号，首先利用x(t)的K次采样结果构造

对得到的的数据接收协方差矩阵进行特征分解可得：

可知：M个大特征值对应的特征矢量构成信号子空间U_s＝[u₁，u₂，...，u_M]，N-M个小特征值对应的特征矢量构成噪声子空间U_N＝[u_M+1，u_M+2，...，u_N]，并且有：

span{A}＝span{U_s} (4)

span{A}⊥span{U_N} (5)

和传统的MUSIC方法类似，利用导向矢量与噪声子空间的正交关系可构造谱密度函数为：

与标量阵列MUSIC空间谱比较，可发现式中的空间谱变为俯仰角θ、方位角

极化辅助角γ与极化相位差η这4个参数的函数。即获得信号的参数估计时需要在这4个参数张成的4维空间内进行谱峰搜索，由此获得入射信号四维参数估计。

加入极化参数的极化敏感阵列具有良好的分辨性能，但极值需要在4维空间中搜索，运算量巨大并且难以满足实际应用的实时性需求。通过证明可将上述四维搜索降维处理，引入以下一种DOA和极化参数估计方法，可实现快速求解，下面介绍这种广义特征值的方法。

信号二维DOA和极化参数的值也可以通过解决下面的优化问题得到：

式中考虑到了

的归一化操作，这是因为阵列流形矩阵一般不具有恒模性质，而是依赖于信号极化-空间参数。另外，若不存在极化模糊的情况下，由于

为厄尔米特正定矩阵，所以对于任意非零矢量h，一定有

因此以下性质成立：

为获得

可以考虑以下优化问题：

该问题可使用拉格朗日乘子法求解。构造下式：

式中，μ为拉格朗日乘子。μ为矩阵束

的广义特征值，而h则是对应的广义特征矢量。根据以上论述，有以下结论：

式中，g_min(·)和

分别表示矩阵束的最小广义特征值及其所对应的广义特征矢量。所以极化参数可由下式估计：

综上所述，基于极化MUSIC算法的快速解法步骤可以总结如下：

步骤一：使用阵列接收数据x(t)得到阵列输出矢量的协方差矩阵R_xx，进行特征分解后得到信号子空间U_S和噪声子空间U_N；

步骤二：通过在方位角和俯仰角构成的二维空间内搜索

的极值，获得信号的DOA估计参数；

步骤三：步骤二中对应的广义特征向量为：

可通过求解下式得到信号极化参数的估计：

面对复杂电磁环境，无法预估究竟存在几部雷达信号，并且伴随侦察位置变化，雷达数量也会发生变化，因此在信号分选中，预先设置聚类种类个数，会存在偏差，对后面的结果影响很大。改进的K-Means算法中，不再对聚类种类进行限定，根据待聚类数据进行判别。既若有N个待聚类数据，聚类结束后，可能会出现1～N个聚类。

(三)改进的K-Means分选算法

由于初始聚类中心对最终聚类结果影响重大，若聚类中心选择过于接近，会导致仅仅能够得到局部最优解，非全局最优解。因此，最开始以待分选数据作为起始的聚类中心，遇见不在所有聚类中心范围内的数据，判定为新的聚类中心。

改进的K-Means算法流程图如图7所示，考虑实际测试中载频、脉宽和带宽是在硬件平台中广泛采用，而脉冲到达角受天线阵列方向影响较大，能够测得的角度范围有限，本文采用脉冲到达时间、载频、脉宽和带宽作为检测信号的脉冲描述字。

假设检测到的脉冲描述字数组为Θ，其表达式为：

Θ＝[P₁，P₂，…P_N] (15)

其中P是每个脉冲描述字，表达式为：

P_j＝[TOAj_，PW_j，BW_j，RF_j] (16)

聚类过程中，以PW、BW、RF为标准，对待分选数据进行分类。与传统的K-Means算法相同，采用欧式距离来衡量不同待聚类数据域聚类中心的差异性。具体形式如下：

其中，i表示第i个聚类中心，j表示第j个待分类数据。

在计算中，由于硬件精度造成的检测误差差异，以及不同雷达参数可容忍的容差不同，需要对不同的参数进行加权，得到的欧式距离才具有可比性。修改后的欧氏距离如下所示：

其中，α，β，χ分别代表脉宽、载频和带宽的权重。

其中μ表示可靠性系数，代表此变量稳定性；δ表示容差。一般通过多次测量来确定，试验参数；τ表示测量精度，有硬件平台对每个参数检测精度决定。

不再预设聚类种类，在聚类过程中，若是所有数据过于离散，聚类中心数量巨大，每一个待分选数据需与所有聚类中心进行比较，计算量和运算时间都很大，设置终止条件，能够很好的改善这种现象。

其中，pw、rf、bw表示脉宽、载频和带宽，d₀为同一聚类范围内，可容忍最大波动范围，根据需要处理的雷达信号形式，以及外界环境干扰通过多次试验确定。

当d_ij＜d₀时，则判定此待聚类数据属于此聚类。d₀的设置，本质上限定了聚类半径，能够减少传统K-Means中判别当前聚类是否误差收敛这一步，简化算法计算量，同时，在面对复杂电磁环境中，大量雷达信号时，能够减少由于孤立点存在，引起大量聚类中心存在时，需要逐个与聚类中心比较欧式距离导致的计算量和运算时间。

在有数据分配到聚类X_i后，需要对聚类中心M_i进行更新。

改进K-Means算法具体实现步骤如下：

步骤一：初始化各个数组，输入N个待聚类数据；

步骤二：设待聚类数据编号j＝1，聚类种类k＝1，把第一个待聚类数据信息用作第一个聚类中心；

步骤三：待聚类编号j＝j+1；i＝1，若j＞N，转至步骤六；

步骤四：计算第j个数据域第i个聚类中心的加权欧氏距离d_ij；

步骤五：若d_ij＜d₀，则将此带聚类数据划归至当前聚类，更新当前聚类中心，返回步骤三；否则i＝i+1；若i＞k，k＝k+1，将第j个待聚类数据参数信息，作为第k个聚类中心；返回步骤三，否则返回步骤四；

步骤六：输出聚类结果；

本发明的基于共口径天线的被动探测与侦察干扰一体化装置及方法实现了侦察、干扰和探测功能的一体化，不仅实现了硬件装置的一体化集成，侦察、干扰和探测功能也可以同步进行。利用FPGA的并行工作能力完成了侦察、干扰和探测的FPGA实现部分；DSP部分采用串行工作的方式依次并循环执行侦察干扰模块和探测模块，多核DSP可以有效提高各功能模块的执行速度，降低时延，实现侦察、干扰和探测功能的同时进行。同时共口径天线的应用一定程度上降低了设备的体积和重量，有利于在弹上的应用。

Claims (4)

1.一种被动探测与侦察干扰一体化装置，其特征在于：包括共口径天线、微波射频模块、ADC模块、FPGA模块、DSP模块和DAC模块；共口径天线包括接收天线和发射天线；可以单独实现侦察干扰功能，或者单独实现被动探测功能或者同时实现侦察干扰功能和被动探测功能，侦察干扰功能包括：本振频率依次通过DSP模块和FPGA模块发送到微波射频模块，微波射频模块对信号进行自动增益控制和下变频，得到两路IQ正交基带信号，ADC模块对两路IQ正交基带信号进行低通采样，得到IQ两路数字信号，然后传递给FPGA模块，FPGA模块对IQ两路数字信号进行检波和脉冲描述字的测量，并传给DSP进行分选，得到雷达分选结果；DSP将分选结果上报给上位机，上位机下发干扰频点，FPGA根据上位机下发干扰频点和干扰样式对目标雷达产生干扰样式，数字干扰信号通过DAC模块信号转换后，进行微波上变频、功率放大，然后通过发射天线发射；

被动探测功能包括：上位机设置的本振频点通过DSP模块和FPGA模块发送给微波射频模块，接收天线接收辐射源信号，传递至微波射频模块进行自动增益控制和下变频得到实信号；ADC模块对信号进行中频带通采样得到数字信号，并传递给FPGA模块进行信号探测；FPGA模块对数字信号进行信道化处理得到IQ分量；对选定的主通道进行检波和脉冲描述字的测量，并上报给DSP进行信号分选，得到雷达形式的分选结果；DSP模块将分选结果上报给上位机，上位机下发跟踪目标参数至FPGA模块；FPGA模块对目标信号进行跟踪，并上报IQ数据给DSP模块，DSP模块利用极化MUSIC算法对IQ数据进行测向，得到测向结果。

2.根据权利要求1所述的一种被动探测与侦察干扰一体化装置，其特征在于：所述干扰模式为：引导模式或独立模式；引导模式具体为在上位机端选择干扰样式以及干扰参数传送给DSP模块，再传送给FPGA模块；独立模式在分选得到雷达参数后，根据PRI由DSP自主判断最大威胁雷达，然后随机产生一组干扰样式，以最大威胁雷达的载频作为干扰频率传送至FPGA模块，同时向上位机上报。

3.根据权利要求1所述的一种被动探测与侦察干扰一体化装置，其特征在于：所述信号分选采用改进的K-Means分选算法，包括：

步骤1：初始化数组用于存储聚类结果，输入N个检测到的脉冲描述字；

步骤2：设待聚类数据编号j＝1，聚类种类k＝1，把第一个待聚类数据信息用作第一个聚类中心；

步骤3：待聚类编号j＝j+1；i＝1，若j>N，转至步骤6；

步骤4：计算第j个数据域第i个聚类中心的加权欧氏距离d_ij；

步骤5：若d_ij<d₀，则将此带聚类数据划归至当前聚类，更新当前聚类中心，返回步骤3；否则i＝i+1；若i>k，k＝k+1，将第j个待聚类数据参数信息，作为第k个聚类中心；返回步骤3，否则返回步骤4；

步骤6：输出聚类结果。

4.一种采用权利要求1至3所述任一装置的被动探测与侦察干扰一体化方法，其特征在于，包括以下步骤：

当执行侦察干扰操作执行操作一步骤时，当执行被动探测操作执行操作二步骤时，当同时执行侦察干扰操作和被动探测操作时，DSP模块采用串行工作的方式依次并循环执行操作一步骤和操作二步骤；

操作一包括：

步骤1：上位机给出本振频率并传递给DSP后转送至FPGA，然后下发到微波射频模块，微波射频模块对信号进行自动增益控制和下变频，得到两路IQ正交基带信号；

步骤2：ADC模块对零中频信号进行低通采样得到IQ两路信号，然后传递给FPGA；

步骤3：FPGA对IQ两路信号进行检波和脉冲描述字的测量，并传给DSP进行信号分选，得到雷达形式的分选结果；

步骤4：DSP将分选结果上报给上位机，上位机下发频点对目标雷达进行干扰；

步骤5：FPGA根据上位机下发的干扰频点和样式对目标雷达产生干扰样式；

步骤6：数字干扰信号通过DAC模块进行微波上变频、功率放大后通过发射天线发射干扰信号；

操作二包括：

步骤1：上位机设置的本振频点通过DSP模块和FPGA模块发送给微波射频模块，六元接收天线接收信号，并通过微波射频模块进行自动增益控制和下变频得到实信号；

步骤2：ADC模块对信号进行中频带通采样得到数字信号，并传递给FPGA模块进行信号探测；

步骤3：FPGA模块对数字信号进行信道化处理得到IQ分量；

步骤4：对选定的主通道进行检波和脉冲描述字的测量，并上报给DSP进行信号分选，得到雷达形式的分选结果；

步骤5：DSP模块将分选结果上报给上位机，上位机下发跟踪目标参数至FPGA模块；

步骤6：FPGA模块对目标信号进行跟踪，并上报IQ数据给DSP模块，DSP模块利用极化MUSIC算法对IQ数据进行测向，得到测向结果。

Images