CN114465515A - 一种避免电池微循环的储能型mmc拓扑及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及多电平电力电子变换器技术领域，旨在提供一种避免电池微循环的储能型MMC拓扑及其控制方法。该拓扑结构由三相六个桥臂构成，以三相桥臂公共点作为直流端口，以上下桥臂中点作为交流端口，分别用于接入直流系统和交流系统；所述每个桥臂均由一个桥臂电感和N个结构相同的储能子模块串联组成；在储能子模块中，包含半桥功率模块、电池储能模块和位于两者之间的接口装置；该接口装置包含一组反并联的晶闸管，该组反并联晶闸管串联在电池储能模块和半桥功率模块电容间的直流线缆上。本发明能根据系统运行参数判断储能电池的工作模式，按需投切储能电池，避免了电池微循环问题，减少电池寿命损失，降低储能系统全寿命周期成本。

Description

一种避免电池微循环的储能型MMC拓扑及其控制方法
技术领域
本发明涉及多电平电力电子变换器技术领域，更具体地，涉及一种电池储能型模块化多电平换流器拓扑结构及其控制方法。
背景技术
电池储能是保障高比例新能源消纳、提升电网安全稳定性及灵活性的重要技术手段。但与机械类储能、抽水蓄能等储能技术相比，电池储能存在服役周期短、全寿命周期成本高、安全风险高等问题。
储能变流器是储能系统中实现电池与电网功率交换的关键装置。目前储能系统常采用多台低压变流器并联集中升压的方案，存在单台容量小、大量电池串并联等问题；基于模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter，MMC)的储能变流器由于结构上的优势，能够实现电池不经变压器直挂高压电网，可以有效减少系统损耗；同时可对电池进行分割管理，保证系统兼具灵活性和可靠性。因此模块化多电平拓扑结构的储能变流器在未来规模化储能系统中极具应用前景。
在储能型MMC中，由于各子模块直流端口存在较大的纹波电流，若不采取额外措施，大量纹波电流将直接流入电池。纹波电流若存在过零点，则会导致电池额外充(放)电，造成不必要的微循环。电池充放电次数是有限的，其循环寿命是衡量电池使用寿命的重要指标，微循环的形成将会直接造成电池储能系统的寿命损失。
目前暂无专门针对储能型MMC电池微循环问题的研究，对减少电池损耗、延长电池寿命相关研究多以抑制电池纹波电流为目标。电池利用无源滤波器接入子模块，可滤除低频谐波电流，能够一定程度上解决电池的微循环问题，但需要较大的电感电容，成本高、体积大；电池利用DC/DC接入子模块能够避免纹波电流直接流入电池，但该方法只能一定程度上抑制电流波动分量大小，无法完全解决电池的微循环问题；此外，电池利用DC/DC接入会显著增加所需器件数量，并且为实现较好的效果往往需要较大的无源元件，导致该方法的成本与控制复杂度均远高于电池直接接入子模块，不利于储能型MMC的规模化应用。
因此，为保证储能型MMC中电池的长使用寿命，降低储能系统全寿命周期成本，本发明设计一种避免电池微循环的储能型MMC拓扑及其控制方法。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提供一种避免电池微循环的储能型MMC拓扑及其控制方法。
为解决技术问题，本发明采用以下技术方案实现：
提供一种避免电池微循环的储能型MMC拓扑，该拓扑结构由三相六个桥臂构成，每相包括上下两个桥臂；其中，以三相桥臂公共点作为直流端口，以上下桥臂中点作为交流端口，分别用于接入直流系统和交流系统；
所述每个桥臂均由一个桥臂电感和N个结构相同的储能子模块串联组成，N≥2；在储能子模块中，包含半桥功率模块、电池储能模块和位于两者之间的接口装置；该接口装置包含一组反并联的晶闸管，该组反并联晶闸管串联在电池储能模块和半桥功率模块电容间的直流线缆上。
作为本发明的优选方案，所述反并联晶闸管中，第一晶闸管T1的阳极与电池储能模块的正极相接，第二晶闸管T2的阴极与电池储能模块的正极相接。
作为本发明的优选方案，所述半桥功率模块由两个自带反向二极管的开关功率器件和一个电容构成。
本发明进一步提供了前述避免电池微循环的储能型MMC拓扑的控制方法，当储能型MMC正常运行时，先根据运行参数判断系统当前的工作模式，然后对电池储能模块进行投切控制，具体包括：
(1)若储能型MMC的系统交流侧功率和系统直流侧功率相等，则储能电池功率Pbat＝0，此时储能型MMC应为电池旁路模式；给定接口装置中两个反并联晶闸管的触发信号Sp(n)_x1、Sp(n)_x2均为0，将电池储能模块旁路；
(2)若交流功率和直流功率不等，根据下式(2)计算工作标志值flag：
Figure BDA0003495843800000021
式中，Pdc为系统直流侧功率，Udc为直流母线电压，Um为交流母线电压幅值，Pac为系统交流侧功率；
(3)若flag＞0，则储能型MMC应处于电池全周期投入模式；此时给定反并联晶闸管触发信号Sp(n)_x1、Sp(n)_x2均为1；
(4)若flag≤0，则储能型MMC应处于电池部分周期投入模式，按下述方式判断并给定反并联晶闸管的触发信号：
(4.1)根据公式(1)计算储能电池功率需求：
Pbat＝Pac-Pdc (1)
式中，Pbat为储能电池功率，Pac为系统交流侧功率，Pdc为系统直流侧功率；
(4.2)若Pbat＜0，电池处于充电状态，应避免充电时有放电电流流入电池；此模式下给定第一晶闸管T1触发信号Sp(n)_x1＝0，第二晶闸管T2触发信号由当前桥臂电流决定；若ip(n)x＞0，则Sp(n)_x2＝1，若ip(n)x≤0，则Sp(n)_x2＝0；
(4.3)若Pbat＞0，电池处于放电状态，应避免放电时有充电电流流入电池，此模式下给定第二晶闸管T2触发信号Sp(n)_x2＝0，第一晶闸管T1触发信号由当前桥臂电流决定，若ip(n)x＜0，则Sp(n)_x2＝1，若ip(n)x≥0，则Sp(n)_x1＝0。
作为本发明的优选方案，当储能型MMC启动时，保持反并联晶闸管的触发信号Sp(n)_x1、Sp(n)_x2均为1，直至储能型MMC稳定运行。
作为本发明的优选方案，进一步包括交直流功率解耦控制，保证系统交流侧功率、系统直流侧功率和电池储能模块这三个端口功率的稳定交换；其中，交流侧功率控制采用传统双闭环结构，对同步旋转坐标系下d轴电流、q轴电流解耦，分别控制有功功率和无功功率；直流侧功率控制采用分相独立控制方法，外环为直流功率环，内环为环流抑制环；所述直流功率环采用比例积分控制，输出各桥臂直流电流跟踪值；环流抑制环采用准比例谐振积分控制，实现二倍频环流抑制和三次谐波抑制。
与现有技术相比，本发明的技术效果为：
1、本发明提供了一种避免电池微循环的储能型MMC拓扑及其控制方法，根据系统运行参数判断储能电池的工作模式，按需投切储能电池，避免了电池微循环问题，减少电池寿命损失，降低储能系统全寿命周期成本。
2、本发明可以显著减小电池电流峰值，降低电池损耗，进一步延长电池使用寿命。
3、本发明所提出的控制方法能保证交流侧、直流侧和电池三端口功率的稳定交换，实现桥臂环流和系统谐波抑制，保证系统安全稳定运行。
4、与现有技术相比，本发明提出的拓扑结构具有实现简单、成本低、可靠性高的优点。
附图说明
图1是本发明实施例的避免电池微循环的储能型MMC拓扑；
图2是传统储能型MMC子模块拓扑；
图3是传统储能型MMC子模块电池电流和电池SOC波形示意图：(a)电池电流；(b)电池SOC；
图4是本发明实施例的储能型MMC子模块拓扑；
图5是本发明实施例中电池投切控制流程图；
图6是本发明实施例中功率控制框图：(a)交流功率控制；(b)直流功率控制；
图7是本发明实施例中系统稳态运行波形：(a)交流三相电流；(b)直流母线电流；(c)子模块电池电流；
图8是本发明实施例拓扑和传统拓扑电池电流及SOC对比图：(a)传统拓扑电池电流；(b)传统拓扑电池SOC；(c)本发明拓扑电池电流；(d)本发明拓扑电池SOC。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。应理解，所描述的实施例仅用于说明本发明而非用于限制本发明的范围，任何在本发明的启发下对本发明所做的任何修改、等同替换，或是将本发明与其他限于技术的特征进行组合得出的与本发明相近似的产品，均落在本发明保护范围内。
本发明所提出的储能型MMC拓扑结构如图1所示，包括三相六个桥臂，每相包括上下两个桥臂(上桥臂p，下桥臂n)，每个桥臂由一个桥臂电感L和N个结构相同的储能子模块(Sub-modules，SM)串联组成，N≥2。储能型MMC拓扑同时具备直流端口与交流端口，以三相桥臂公共点作为直流端口，以上下桥臂中点作为交流端口，可分别直接接入直流和交流系统。在储能子模块中，包含半桥功率模块、电池储能模块和位于两者之间的接口装置；该接口装置包含一组反并联的晶闸管，该组反并联晶闸管串联在电池储能模块和半桥功率模块电容间的直流线缆上。
其中，储能型MMC直流侧功率Pdc，交流功率Pac，直流母线电压Udc，直流电流Idc，三相交流母线电压ux(x＝a，b，c)，三相交流电流ix，桥臂电流ip(n)x，子模块电池电流ibat，图1中所标识各参数方向作为本说明中的正方向，下文不再赘述。
为便于理解本发明所解决问题，此处对“微循环”做进一步说明。图2为传统储能型MMC子模块拓扑，其采用半桥结构，由两个IGBT和一个电容构成，电池簇直接并联在电容两端。图3描述了传统储能型MMC在直流功率Pdc＝0.8pu，交流功率为Pac＝1.0pu工况下，一个工频周期内子模块中电池电流ibat波形和电池荷电状态(SOC)波形示意图，为了清晰直观表示，波形示意图中忽略了开关造成的高频分量和含量较低的低频谐波分量。如图3所示，当传统储能型MMC正常运行时，其子模块电池电流ibat包含直流分量、基频分量和二倍频分量。根据储能型MMC三端口功率关系即公式(1)可知，此时电池平均功率为Pbat＝0.2pu，电池应处于放电状态。
Pbat＝Pac-Pdc (1)
式中，Pbat为储能电池功率，Pac为系统交流侧功率，Pdc为系统直流侧功率。
根据图3对工频周期电池状态做进一步分析：t0～t1时间段，ibat方向为正，为放电电流，其放电电流峰值为Ibat，max，电池荷电状态(State of Charge，SOC)从初始SOC0降到工频周期最小值SOCI；t1～t2时间段，ibat方向为负，为充电电流，电池荷电状态从工频周期最小值SOC1上升到周期结束的最终值SOC2。对于电池而言，理想状态是在t0～t2时间段内，ibat中只存在放电电流，从初始荷电状态SOC0到最终值SOC2时，不应存在荷电状态低于SOC2的阶段，即不应存在充电过程。而由于传统储能型MMC子模块的半桥结构，子模块电流方向仅取决于子模块投入时的桥臂电流方向，电池随着子模块投切，导致ibat中出现电池充电电流，因此，电池出现了额外的微循环(如图3(b)阴影部分所示)。一方面，当储能系统长时间运行时，微循环的出现会直接造成电池循环寿命的损失；另一方面，为保证电池送出功率恒定，微循环的出现会导致放电电流峰值Ibat，max增加，进而增加电池损耗。
需要说明的是，本说明仅以储能型MMC单一工况为例进行说明，“微循环”问题在储能型MMC其他运行工况下普遍存在。
本发明提出一种避免电池微循环的储能型MMC拓扑及其控制方法。
本发明提出储能型MMC拓扑与传统拓扑在储能子模块上有差别，所提储能子模块包含半桥模块、电池储能模块以及两者间的接口装置，如图4所示。所述半桥模块由两个自带反向二极管的开关功率器件S1、S2和一个电容C构成。所述电池储能模块包含电池簇，其同时设有电池管理系统。所述接口装置包含一组反并联晶闸管T1、T2，该组反并联晶闸管串联在电池储能模块和半桥模块电容间的直流线缆上。第一晶闸管T1的阳极与电池储能模块的正极相接，第二晶闸管T2的阴极与电池储能模块的正极相接。
与传统储能型MMC拓扑相比，本发明在各个子模块的电池储能模块与半桥模块间增加了一组反并联晶闸管，避免了储能型MMC电池微循环问题，延长了储能型MMC电池使用寿命。
结合本发明提出的储能型MMC拓扑，设计了相应的控制方法，其中包括子模块电池投切控制和功率控制。
电池投切控制流程图如图5所示，具体控制步骤如下：
步骤1：当储能型MMC启动时，保持反并联晶闸管触发信号Sp(n)_x1、Sp(n)_x2均为1，直至储能型MMC稳定运行；
步骤2：当系统进入稳定运行阶段时，根据运行参数判断储能型MMC工作模式，具体如下：
(1)若交流和直流功率相等(考虑系统误差，设定判断阈值为|Pac-Pdc|＜0.5％|Pac|)，则储能电池功率Pbat＝0，此时储能型MMC应为电池旁路模式；此时给定反并联晶闸管触发信号Sp(n)_x1、Sp(n)_x2均为0，将储能电池旁路；
(2)若交流和直流功率不等，根据公式(2)计算工作标志值flag：
Figure BDA0003495843800000061
式中，Pdc为系统直流侧功率，Udc为直流母线电压，Um为交流母线电压幅值，Pac为系统交流侧功率；
(3)若flag＞0，储能型MMC应处于电池全周期投入状态，此时给定反并联晶闸管触发信号Sp(n)_x1、Sp(n)_x2均为1；
(4)若flag≤0，储能型MMC应处于电池部分周期投入状态，按下述方式判断并给定反并联晶闸管的触发信号：
(4.1)根据公式(1)计算储能电池功率需求：
Pbat＝Pac-Pdc (1)
式中，Pbat为储能电池功率，Pac为系统交流侧功率，Pdc为系统直流侧功率；
(4.2)若Pbat＜0，电池处于充电状态，应避免充电时有放电电流流入电池；此模式下给定第一晶闸管T1触发信号Sp(n)_x1＝0，第二晶闸管T2触发信号由当前桥臂电流决定；若ip(n)x＞0，则Sp(n)_x2＝1，若ip(n)x≤0，则Sp(n)_x2＝0；
(4.3)若Pbat＞0，电池处于放电状态，应避免放电时有充电电流流入电池，此模式下给定第二晶闸管T2触发信号Sp(n)x2＝0，第一晶闸管T1触发信号由当前桥臂电流决定，若ip(n)x＜0，则Sp(n)_x2＝1，若ip(n)x≥0，则Sp(n)_x1＝0。
为保证所提拓扑运行稳定性，本发明进一步设计了系统功率控制策略，保证系统交流侧功率、系统直流侧功率和电池储能模块这三个端口功率的稳定交换。如图6所示，系统功率控制包含(a)交流功率控制和(b)直流功率控制。其中交流功率控制采用传统双闭环结构，对同步旋转坐标系下d轴电流、q轴电流解耦，分别控制有功功率和无功功率；直流功率控制采用分相独立控制方法，外环为直流功率环，内环为环流抑制环。直流功率环采用比例积分控制，输出各桥臂直流电流跟踪值。环流控制环采用准比例谐振积分控制，传递函数如公式(3)。其中，谐振频率ω1为2次基频，目的是抑制桥臂内部的二倍频环流，减少系统损耗。
Figure BDA0003495843800000071
式中，GPR(s)为环流控制环传递函数，kp为比例环节增益系数，ki为积分环节增益系数，kr为谐振环节增益系数，ωc为截止频率，s为传递函数中的复变量。
设计环流控制环时，另外考虑上下桥臂电池交错投切而导致系统出现3次谐波问题。当系统无零序电流通路时，三次谐波会造成电能质量降低，严重影响系统稳定性。因此为满足储能型MMC不经变压器直挂电网的需求，需要对电池投切造成的三次谐波进行抑制。本发明在环流控制环加入谐振频率ω2为3次基频的谐振项，抑制系统中三次谐波，提高系统输出电能质量与稳定性。
图7给出采用本发明拓扑及控制方法后储能系统交流三相电流、直流母线电流和子模块电池电流波形。在0.2s～0.3s时间内，Pdc＝0.8pu，Pac＝1pu，电池处于放电状态且仅存在放电电流，电池无微循环出现，交流电流波形正弦特性良好，THD＜1％，直流母线谐波仅存在高频分量，系统稳定运行；
在0.3s时刻，给定Pdc＝1.1pu，Pac＝1pu，系统暂态响应迅速，电池处于充电状态且仅存在充电电流，电池无微循环出现，系统短时间内出现3次谐波，约0.05s后得到完全抑制，系统稳定运行；
在0.5s时刻，给定Pdc＝1.1pu，Pac＝1.2pu，系统暂态响应迅速，电池处于放电状态且仅存在放电电流，电池无微循环出现，系统短时间内出现3次谐波，约0.05s后得到完全抑制，系统稳定运行。
图8对比了Pdc＝0.8pu，Pac＝1pu工况下，系统稳定运行时传统拓扑和本发明拓扑中电池电流波形和电池SOC。该工况下，电池平均功率Pbat为0.2pu(放电)，采用传统拓扑时电池电流ibat在周期内仍然存在充电电流，电池中存在充放电微循环，电池放电电流峰值为Ibat，max＝10.02A；采用本发明拓扑和控制后，电池电流ibat中仅存在放电电流，电池中无微循环出现，减少了电池循环寿命的损失；同时，电池放电电流峰值为Ibat，max＝6.24A，相较于传统拓扑减少了37.7％，减少了电池损耗。
Figure BDA0003495843800000072
式中，PCTcyc为循环电量在对外输出电量中的占比，icyc为电池微循环电流，ineed为电池工频周期平均电流，t0为计算初始时刻，T为工频周期。
LOSScyc＝Wneed·PCTcyc (5)
式中，LOSScyc为微循环所导致的电池电量损耗，Wneed为电池对外输出能量。
可按公式(4)计算循环电量在对外输出电量中的占比PCTcyc，利用公式(5)可计算微循环所导致的电池电量损耗LOSScyc。以该工况为例进行计算，可得该工况下PCTcyc＝134.9％。设储能电池额定容量为Wbat，当储能系统维持该工况对外放出100Wbat的电，假设电池充电状态无微循环损耗，可计算得到采用本发明拓扑及控制方法可以减少电池等效循环次数134.9次，有效减少了电池的寿命损耗。
本发明提供了的避免电池微循环的储能型MMC拓扑及其控制方法，能够根据系统运行参数判断储能电池的工作模式，按需投切储能电池，避免了电池微循环问题，减少电池寿命损失，降低储能系统全寿命周期成本；并且，本发明可显著减小电池电流峰值，降低电池损耗，进一步延长电池使用寿命；同时，本发明所提控制方法能保证交流侧、直流侧和电池三端口功率的稳定交换，实现桥臂环流和系统谐波抑制，保证系统安全稳定运行；此外，本发明提出的拓扑结构与现有技术相比，具有实现简单、成本低、可靠性高的优点。
应理解，以上所述的实施例仅用于说明本发明，并不用于限制本发明的范围，凡是在本发明的启发下对本发明所做的任何修改、等同替换和改进等，均应在本发明保护范围内。

Claims (6)

1.一种避免电池微循环的储能型MMC拓扑，其特征在于，该拓扑结构由三相六个桥臂构成，每相包括上下两个桥臂；其中，以三相桥臂公共点作为直流端口，以上下桥臂中点作为交流端口，分别用于接入直流系统和交流系统；
所述每个桥臂均由一个桥臂电感和N个结构相同的储能子模块串联组成，N≥2；在储能子模块中，包含半桥功率模块、电池储能模块和位于两者之间的接口装置；该接口装置包含一组反并联的晶闸管，该组反并联晶闸管串联在电池储能模块和半桥功率模块电容间的直流线缆上。
2.根据权利要求1所述的储能型MMC拓扑，其特征在于，所述反并联晶闸管中，第一晶闸管T1的阳极与电池储能模块的正极相接，第二晶闸管T2的阴极与电池储能模块的正极相接。
3.根据权利要求1所述的储能型MMC拓扑，其特征在于，所述半桥功率模块由两个自带反向二极管的开关功率器件和一个电容构成。
4.权利要求1所述避免电池微循环的储能型MMC拓扑的控制方法，其特征在于，当储能型MMC正常运行时，先根据运行参数判断系统当前的工作模式，然后对电池储能模块进行投切控制，具体包括：
(1)若储能型MMC的系统交流侧功率和系统直流侧功率相等，则储能电池功率Pbat＝0，此时储能型MMC应为电池旁路模式；给定接口装置中两个反并联晶闸管的触发信号Sp(n)_x1、Sp(n)_x2均为0，将电池储能模块旁路；
(2)若交流功率和直流功率不等，根据下式(2)计算工作标志值flag：
Figure FDA0003495843790000011
式中，Pdc为系统直流侧功率，Udc为直流母线电压，Um为交流母线电压幅值，Pac为系统交流侧功率；
(3)若flag＞0，则储能型MMC应处于电池全周期投入模式；此时给定反并联晶闸管触发信号Sp(n)_x1、Sp(n)_x2均为1；
(4)若flag≤0，则储能型MMC应处于电池部分周期投入模式，按下述方式判断并给定反并联晶闸管的触发信号：
(4.1)根据公式(1)计算储能电池功率需求：
Pbat＝Pac-Pdc (1)
式中，Pbat为储能电池功率，Pac为系统交流侧功率，Pdc为系统直流侧功率；
(4.2)若Pbat＜0，电池处于充电状态，应避免充电时有放电电流流入电池；此模式下给定第一晶闸管T1触发信号Sp(n)_x1＝0，第二晶闸管T2触发信号由当前桥臂电流决定；若ip(n)x＞0，则Sp(n)_x2＝1，若ip(n)x≤0，则Sp(n)_x2＝0；
(4.3)若Pbat＞0，电池处于放电状态，应避免放电时有充电电流流入电池，此模式下给定第二晶闸管T2触发信号Sp(n)_x2＝0，第一晶闸管T1触发信号由当前桥臂电流决定，若ip(n)x＜0，则Sp(n)_x2＝1，若ip(n)x≥0，则Sp(n)_x1＝0。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，当储能型MMC启动时，保持反并联晶闸管的触发信号Sp(n)_x1、Sp(n)_x2均为1，直至储能型MMC稳定运行。
6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，进一步包括交直流功率解耦控制，保证系统交流侧功率、系统直流侧功率和电池储能模块这三个端口功率的稳定交换；其中，交流侧功率控制采用传统双闭环结构，对同步旋转坐标系下d轴电流、q轴电流解耦，分别控制有功功率和无功功率；直流侧功率控制采用分相独立控制方法，外环为直流功率环，内环为环流抑制环；所述直流功率环采用比例积分控制，输出各桥臂直流电流跟踪值；环流抑制环采用准比例谐振积分控制，实现二倍频环流抑制和三次谐波抑制。
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