CN114389548A - 一种低功耗大摆率低失真输出级电路 - Google Patents

一种低功耗大摆率低失真输出级电路 Download PDF

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Abstract

一种低功耗大摆率低失真输出级电路，属于集成电路领域。包括射极跟随器、偏置电流源、甲乙类输出级电路、驱动管偏置电流正反馈电路、电容耦合电路、集电极电压同步跟踪电路；驱动管偏置电流正反馈电路对输出级电流进行采样和正反馈，电容耦合电路位于输出器件的基极间，集电极电压同步跟踪电路将射极跟随器的集电极与甲乙类输出级电路的发射极连接，使射极跟随器的集电极电压和甲乙类输出级电路发射极电压同步变化。解决了现有甲乙类输出级电路功耗低、摆率低、失真大的问题。通过驱动管偏置电流正反馈、电容耦合、集电极电压同步跟踪等技术方案，达到了低静态电流、大摆率、低失真的目的。广泛应用于低功耗、大摆率、低失真输出级电路中。

Description

一种低功耗大摆率低失真输出级电路
技术领域
本发明属于集成电路领域，进一步来说涉及一种低功耗大摆率低失真输出级电路。
背景技术
在晶体管放大器中，甲乙类输出级电路以其兼具较低的静态电流和较小的交越失真而应 用广泛。静态电流、摆率和失真是甲乙类输出级电路的重要指标。
如图1所示是一种传统的甲乙类输出级电路结构。PNP器件P1和NPN器件N1分别构成射极跟随器。和电流源I1为P1提供偏置电流，电流源I2为N1提供偏置电流。NPN器件 N2和PNP器件P2为输出器件，可为负载提供大电流。R1和R2为发射极退化电阻，用以使 N2和P2的电流更加均匀，避免电流集中。N2与R1构成的输出电路结构，以及P2与R2构 成的输出电路结构。
如图1所示，为避免额外的功耗，并尽可能增加输出摆幅，R1和R2取值尽可能小。当空载时，N2与P2的的发射极电流相等，且该电流很小，因此R1和R2上的电压可以忽略。
如图1所示，P1和N1的发射极电流分别为I1和I2。设P2与P1的发射极面积之比为kp，N2与N1的发射极面积之比为kn。N2和P2的发射极电流相等，设此电流为I0。忽略 R1与R2上的电压，出于匹配性考虑，一般会设计：
I0＝I1kp＝I2kn。
出于输出大电流的考虑，一般输出级的设计会零kp和kn均远大于1。可以看出I0的甲 乙类输出级电路静态电流的最主要来源。
设极限电流情况下，N2和P2的电流增益分别为βn2和βp2，则上拉最大电流为：
IH＝I1βN2。
下拉最大电流为：
IL＝I2βP2。
从以上三式可以看出输出最大电流与静态功耗存在矛盾。为了减小静态电流，需要减小 I0，故需要要么减小I1和I2，要么减小kp和kn。减小I1和I2会直接导致输出最大电流减小。 减小kp和kn会导致N2和P2的驱动能力减小，极限电流下βn2和βp2衰减，从而导致输出最 大电流减小。
如图1所示，当输入信号发生突变时，由于固定电流给输出器件的基极电容充电，会导 致摆率下降。以输入信号突升为例，此时P1的发射极电流突变为0，则I1给N2的基极电容 充电。设不考虑输出级延迟时系统摆率为SR，N2的基极到地的全部电容之和为CBN2，由于I2为固定电流，当
Figure BDA0003417094060000021
时，输出级延迟会限制系统的摆率。当输入信号突降时也会有同样的问题。
如图1所示，由于N1和P1为射极跟随器，则其线性度会受到厄利电压的影响。
在经过归一化以后，BJT的二次谐波为
Figure BDA0003417094060000022
三次谐波为
Figure BDA0003417094060000023
三次互 调失真为
Figure BDA0003417094060000024
其中U为相对电流摆幅。对于集电极电压固定的射极跟随器，
Figure BDA0003417094060000025
其中Vin为输入正弦电压信号的幅值，VA为厄利电压。可以看出，由于集电极-发射极电压随 输入电压的变化而变化，导致了非线性。
综上所述，传统的甲乙类输出级电路结构面临三种问题：一、静态电流和输出电流的矛 盾；二、摆率受固定偏置电流的限制；三、射随器造成的非线性即失真问题。
有鉴于此，特提出本发明。
发明内容
本发明的目的是：解决现有甲乙类输出级电路中存在以下三大问题：
1、减小静态功耗会导致输出最大电流减小的矛盾。
2、当输入信号发生突变时，由于固定电流给输出器件的基极电容充电，会导致摆率下降。
3、由于输入端为射极跟随器，受到厄利电压的影响，集电极-发射极电压随输入电压的 变化而变化，导致线性度变为非线性，输出信号失真大。
为此，本发明提供一种低功耗大摆率低失真输出级电路，如图3-图5所示。采用驱动管 偏置电流正反馈技术静态电流和输出电流的矛盾；采用电容耦合技术解决摆率受固定偏置电 流限制的问题；采用集电极电压同步跟踪技术解决射极跟随器造成的失真的问题。
本发明所有公式中涉及的符号说明：
IX表示直流电流源，其后的数字X表示直流电流源的序号。
IPXX表示某PNP器件某端口的电流，其中I表示电流符号，下标PXX中P表示PNP 双极型晶体管符号，第一个X表示器件编号，编号为1、2、3等等阿拉伯数字，第二个X表 示器件的端口，分别是C(集电极)、B(基极)和E(发射极)。
INXX表示某NPN器件某端口的电流，其中I表示电流符号，下标NXX中N表示NPN 双极型晶体管符号，第一个X表示器件编号，编号为1、2、3等等阿拉伯数字，第二个X表 示器件的端口，分别是C(集电极)、B(基极)和E(发射极)。
VPXX表示某PNP器件某端口的电压，其中I表示电流符号，下标PXX中P表示PNP 双极型晶体管符号，第一个X表示器件编号，编号为1、2、3等等阿拉伯数字，第二个X表 示器件的端口，分别是C(集电极)、B(基极)和E(发射极)。
VNXX表示某NPN器件某端口的电压，其中I表示电流符号，下标NXX中N表示NPN 双极型晶体管符号，第一个X表示器件编号，编号为1、2、3等等阿拉伯数字，第二个X表 示器件的端口，分别是C(集电极)、B(基极)和E(发射极)。
KXXXX表示两个双极型晶体管器件的发射极面积之比，其中第一、三个X表示器件类 型，分别是P或者N；第二、四个X表示器件编号，为1、2、3等等阿拉伯数字。
如图3-图5所示，驱动管偏置电流正反馈方案、电容耦合方案、集电极电压同步跟踪方 案详细说明如下：
1、驱动管偏置电流正反馈方案
驱动管偏置电流正反馈方案是指在输出电流增大的同时，提升输出器件的前级偏置电流， 达到提高输出电流能力的目的。
如图2所示，P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7为相同类型的PNP管，N1、N2、N3、N4、 N5、N6、N7为相同类型的NPN管。VBP和VBN为固定电压偏置信号，P6、P7、N6、N7 分别构成直流电流源，其中P7和N7分别构成图1中的I1和I2。
如果忽略基极电流，则有：
IN5C＝IP6C。
IN6C＝IP5C。
Figure BDA0003417094060000031
Figure BDA0003417094060000032
Figure BDA0003417094060000033
Figure BDA0003417094060000034
N3和P3分别用于对N2和P2的集电极电流进行采样，故需设计KN3N2和KP3P2远小 于1。
当输出空载时，由于R3和R4上的电流很小，故可忽略R3和R4上的电压，此时：
Figure BDA0003417094060000041
Figure BDA0003417094060000042
在P1、P2、N1、N2进行匹配性设计之后，有：
IN2C＝IP2C＝IN1CKN2N1＝IP1CKP2P1。
忽略基极电流以及N3、N3的集电极电流，有：
IN1C＝IN7C+IN4C。
IP1C＝IP7C+IP4C。
可以得到：
IN2C＝IP2C＝(IN7C+KN4N5IN5C)KN2N1＝(IP7C+KP4P5IP5C)KP2P1。
即：
IN2C＝IP2C＝(IN7C+KN4N5KP6P7IP7C)KN2N1＝(IP7C+KP4P5KN6N7IN7C)KP2P1。
由于IP7C、IN7C为固定电流，KN4N5、KN6N7、KN2N1、KP4P5、KP6P7、KP2P1为 固定器件比例，因此输出器件的电流为固定电流。
当输出上拉电流时，反馈机制会增加P4的集电极电流。设输出上拉电流相对输出器件静 态电流增加ΔIOUT，则P4的集电极电流增量为：
Figure BDA0003417094060000043
其中，k为玻尔兹曼常数，T为热力学温度，q为元电荷。同理，当输出下拉电流相对输 出器件静态电流增加ΔIOUT，则N4的集电极电流增量为：
Figure BDA0003417094060000044
显然，随着输出电流的增加，P4和N4的偏置电流也快速上升。在电路参数设计时需要 使大电流情况下的局部环路增益小于1，以避免正反馈导致电流过大烧毁器件。
2、电容耦合方案
电容耦合方案是指，加入电容使输出器件的基极电压同步变化，以达到提升摆率的目的。
如图2所示，设N2的基极到地的全部电容为CBN2。当输入信号突增时，输出信号的上 升斜率，也即N2基极电压的上升斜率为：
Figure BDA0003417094060000051
同理，设P2的基极到地的全部电容为CBP2，则当输入信号突降时，输出信号的下降斜 率，也即P2基极电压的下降斜率为：
Figure BDA0003417094060000052
可以看出上升、下降斜率均受到固定偏置电流的限制。
如图3所示，在图2的基础上加入电容C1。当输入信号突增时，由于N1的射随结构，N1的发射极电压同时突增。由于C1的耦合作用，使N2的基极电压同样突增。设输入信号 突增的电压值为ΔVin，则：
Figure BDA0003417094060000053
同理，当输入信号突降ΔVin，有：
Figure BDA0003417094060000054
可以看到，增加C1对摆率的提升有帮助。当满足C1＞＞CNP2和C1＞＞CBP2时，输出信号几乎跟随输入信号，则甲乙类输出级电路不再对系统的摆率造成明显制约。
3、集电极电压同步跟踪方案
集电极电压同步跟踪方案是指通过使射极跟随器的集电极电压和发射极电压同步变化， 达到提升线性度的目的。
如图3所示，射极跟随器N1的相对电流摆幅为：
Figure BDA0003417094060000055
其中，In1c为N1集电极电流的交流小信号幅值，gmN1为N1的小信号跨导，roN1为N1 的集电极小信号输出电阻，k为玻尔兹曼常数，T为热力学温度，q为元电荷，Vin为输入正 弦电压信号的幅值，VAN为NPN的厄利电压。
射极跟随器N1的相对电流摆幅为：
Figure BDA0003417094060000061
其中，Ip1c为P1集电极电流的交流小信号幅值，gmP1为P1的小信号跨导，roP1为P1的集电极小信号输出电阻，k为玻尔兹曼常数，T为热力学温度，q为元电荷，Vin为输入正弦 电压信号的幅值，VAP为PNP的厄利电压。
N1的二次谐波为：
Figure BDA0003417094060000062
N1的三次谐波为：
Figure BDA0003417094060000063
N1的三次互调失真为：
Figure BDA0003417094060000064
P1的二次谐波为：
Figure BDA0003417094060000065
P1的三次谐波为：
Figure BDA0003417094060000066
N1的三次互调失真为：
Figure BDA0003417094060000067
可以看出，由于集电极电流在随着输入电压信号发生变化，因此N1和P1产生了非线性。 如图4所示，在图3的基础上，将P1的集电极接P2的发射极，将N1的集电极接N2的发射极。忽略R1和R2的电压，并忽略VN2B-VN2E和VP2E-VP2B的变化，则VN1B-VN1E和VP1E-VP1B几乎不随Vin发生变化，因此：
In1c＝Ip1c＝0。
故由N1和P1引入的失真量全部为零，甲乙类输出级电路不会为系统增加新的失真。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
本发明所述的甲乙类输出级电路结构，通过驱动管偏置电流正反馈方案、电容耦合方案、 集电极电压同步跟踪方案，达到了低静态电流、大摆率、低失真的目的。
本发明所述的技术方案，广泛应用于低功耗、大摆率、低失真的输出级电路技术领域。
附图说明
图1为传统甲乙类输出级电路结构示意图。
图2为带驱动管偏置电流正反馈电路的甲乙类输出级电路结构示意图。
图3为带驱动管偏置电流正反馈电路和耦合电容的甲乙类输出级电路结构示意图。
图4为带驱动管偏置电流正反馈电路、耦合电容及集电极电压同步跟踪电路的甲乙类输 出级电路结构示意图。
图5为带驱动管偏置电流正反馈电路、耦合电容及集电极电压同步跟踪电路的甲乙类输 出级电路的集成布局结构示意图。
具体实施方式
如图5所示，本发明实施例如下：
在集成电路布局中，将输入单元P1、N1，输出单元P2、N2、R1、R2被拆分成等量的若干组，每组分别对应连接。
N3和P3分别对N2和P2的其中一路进行电流采样，采样电流分别送入R3和R4，用以在输出大电流时提升P4和N4的电流。
以P4的基极为交流环路断开点，其环路增益为
GH＝gmP4βN2KN3N2R3
以N4的基极为交流环路断开点，其环路增益为
GL＝gmN4βP2KP3P2R4
其中gmP4为P4的跨导，gmN4为N4的跨导，βN2为N2在大电流情况下的电流增益，βP2为P2在大电流情况下的电流增益。通过参数调整，使GH和GL均小于1。
设计C1的容值为N2和P2基极到地的所有电容之和的10倍，以避免甲乙类输出级电路 延迟影响系统摆率。
PNP器件组P1的集电极连接对应的PNP器件组P2的发射极，NPN器件组N1的集电极连接对应的NPN器件组N2的发射极，以使VN1B-VN1E和VP1E-VP1B几乎不随Vin发生变化， 使甲乙类输出级电路不增加系统失真。
综上所述，本发明所述的甲乙类输出级电路结构，通过驱动管偏置电流正反馈方案、电 容耦合方案、集电极电压同步跟踪方案，达到了低静态电流、大摆率、低失真的目的。
需要说明的是，以上所述的实施方案应理解为说明性的，而非限制本发明的保护范围， 本发明的保护范围以权利要求书为准。本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变 型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要 求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (8)

1.一种低功耗大摆率低失真输出级电路，包括射极跟随器、偏置电流源、甲乙类输出级电路，其特征在于，还包括：驱动管偏置电流正反馈电路、电容耦合电路、集电极电压同步跟踪电路；
所述驱动管偏置电流正反馈电路对输出级电流进行采样和正反馈，在输出电流增大的同时，提升输出器件的前级偏置电流；
所述电容耦合电路位于输出器件的基极间，使输出器件的基极电压同步变化；
所述集电极电压同步跟踪电路将射极跟随器的集电极与甲乙类输出级电路的发射极连接，使射极跟随器的集电极电压和甲乙类输出级电路发射极电压同步变化。
2.如权利要求1所述的一种低功耗大摆率低失真输出级电路，其特征在于，具有所述驱动管偏置电流正反馈电路的输出级电路包括：相同类型PNP管P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7，相同类型NPN管N1、N2、N3、N4、N5、N6、N7，电阻R1、R2、R3、R4；
所述P1与N1的基极、输入信号端连接，集电极与电源VEE端连接，发射极与P7集电极、N3基极、N2基极连接；所述N1的集电极与电源VCC端连接，发射极与N7集电极、N4集电极、P3基极、P2基极连接；所述P7的发射极与电源VCC端连接，基极与VBP端、P6的基极连接；所述P6的发射极与电源VCC端连接，集电极与N5的集电极、N5的基极、N4的基极连接；所述P5的发射极通过R3与电源VCC端连接，发射极与N3的集电极连接，基极与P5集电极、P4基极、N6集电极连接；所述P4的发射极与电源VCC端连接；所述N3的发射极与N2的发射极连接，再通过R1接输出信号端；所述N7的发射极与电源VEE端连接，基极与VBN端、N6的基极连接；所述N6的发射极与电源VEE端连接；所述N5的发射极通过R4与电源VEE端连接，N5的发射极与P3集电极连接；所述N4的发射极与电源VEE端连接；所述P3的发射极与P2发射极连接；所述P2的集电极与电源VEE端连接，发射极通过电阻R2接输出信号端。
3.如权利要求2所述的一种低功耗大摆率低失真输出级电路，其特征在于，在N3的基极与P3的基极间连接电容C1。
4.如权利要求3所述的一种低功耗大摆率低失真输出级电路，其特征在于，所述C1为：C1＞＞CNP2和C1＞＞CBP2。
5.如权利要求3所述的一种低功耗大摆率低失真输出级电路，其特征在于，所述C1为的容值为N2和P2基极到地的所有电容之和的10倍。
6.如权利要求2所述的一种低功耗大摆率低失真输出级电路，其特征在于，将P1的集电极接P2的发射极，将N1的集电极接N2的发射极，形成集电极电压同步跟踪电路。
7.如权利要求1所述的一种低功耗大摆率低失真输出级电路，其特征在于，在集成电路布局中，将所述P1、N1、P2、N2、R1、R2分别拆分成等量的若干组，每组分别以并联的形式进行连接。
8.如权利要求7所述的一种低功耗大摆率低失真输出级电路，其特征在于，所述N3和P3分别对N2和P2的其中一路进行电流采样，采样电流分别送入R3和R4。
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