CN114362546A - 具有功率因数校正的自振荡高频转换器 - Google Patents

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Abstract

一种自振荡转换器，包括功率晶体管和导通电路，所述功率晶体管耦合到初级绕组并且用于控制所述初级绕组中的电流，所述导通电路被配置成导通功率晶体管以维持自振荡转换器中的振荡。该自振荡转换器还包括关断电路，该关断电路被配置成关断功率晶体管以将功率晶体管的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值，并且调制功率晶体管的导通时间以调节负载装置中的输出电流。

Description

具有功率因数校正的自振荡高频转换器
相关申请的交叉引用
本申请要求于2020年10月14日提交的美国临时申请第63/091,457号的权益，该美国临时申请的全部内容通过引用并入本文，以用于所有目的。
背景技术
传统的具有基于集成电路(IC)控制器的开关功率转换器将具有有限的开关频率范围，并且当通过AC(交流)双向可控硅切相调光器供电时，需要逐个线路周期的开启序列。排除基于IC控制器可以显著缩短转换器的开启时间，并且扩展AC双向可控硅切相调光范围。可以使用不具有基于IC控制器的自振荡转换器(也称为振铃扼流圈(ringing choke))来避免上述限制。
尽管在开关功率转换器领域取得了一定进展，但本领域仍需要改进与开关功率转换器相关的方法和系统。
发明内容
本发明总体上涉及电子器件领域，更具体地，本发明涉及用于控制开关功率转换器的装置和方法。本发明的实施例提供具有功率因数校正的自振荡电流调节转换器。
本发明的实施例提供用于驱动具有自振荡转换器的负载装置的电路和方法。该方法使得自振荡转换器能够提供功率因数校正，同时精确地调节负载电流，而无需增加IC控制器。
根据本发明的一些实施例，一种自振荡转换器，包括功率晶体管和导通电路，所述功率晶体管耦合到初级绕组并且用于控制所述初级绕组中的电流，所述导通电路被配置成导通功率晶体管以维持自振荡转换器中的振荡。该自振荡转换器还包括关断电路，该关断电路被配置成关断功率晶体管以将功率晶体管的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值，并且调制功率晶体管的导通时间以调节负载装置中的输出电流。
根据本发明的一些实施例，一种自振荡转换器包括初级绕组和功率晶体管，该初级绕组用于耦合到输入电压并向负载装置提供经调节的输出电压，该功率晶体管耦合到初级绕组并且用于控制初级绕组中的电流。该自振荡转换器还包括耦合到初级绕组的第一辅助绕组，用于向功率晶体管提供导通信号以维持自振荡转换器中的振荡，以及耦合到初级绕组的第二辅助绕组，用于向功率晶体管提供关断信号以将功率晶体管的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值。该自振荡转换器还包括感测电路，该感测电路用于感测负载器件中的输出电流并提供调制信号以调制功率晶体管的导通时间，以调节负载器件中的输出电流。
在一些实施例中，上述转换器还包括关断电路，该关断电路耦合在第二辅助绕组和功率晶体管之间并且配置成提供关断信号。关断电路包括耦合到第二辅助绕组的斜坡电路，该斜坡电路用于向功率晶体管提供关断信号以将功率晶体管的导通时间维持在预设值。
在一些实施例中，关断电路中的斜坡电路包括串联耦合到第二辅助绕组以提供第一充电电流以将功率晶体管的导通时间维持在预设值的第一电阻器和充电电容器。
在一些实施例中，来自感测电路的调制信号激活到斜坡电路的第二充电电流，以调制功率晶体管的导通时间，从而调节负载装置中的输出电流。
在一些实施例中，所述转换器还包括导通电路，所述导通电路耦合在所述第一辅助绕组和所述功率晶体管之间并且配置成提供所述导通信号，其中所述导通电路包括串联连接的第一支路和第二支路，所述第一支路包括串联连接的第一电阻器和电容器，所述第二支路包括串联连接的二极管和第二电阻器。
在一些实施例中，自振荡转换器是非隔离式降压转换器。
在一些实施例中，自振荡转换器是非隔离式降压-升压转换器。
在一些实施例中，自振荡转换器是隔离式开关模式功率转换器。
在一些实施例中，感测电路包括误差放大器，所述误差放大器由大致上低于AC输入电压频率的带宽表征。
在一些实施例中，所述AC输入电压是60Hz的信号，并且所述误差放大器的所述带宽为大约2Hz至大约3Hz
在一些实施例中，负载装置包括发光二极管(LED)装置。
在一些实施例中，转换器还包括过电流保护电路，其中该过电流保护电路耦合在功率晶体管的栅极节点和接地节点之间。
在一些实施例中，功率晶体管包括JFET(结型场效应晶体管)。
在一些实施例中，功率晶体管包括氮化镓(GaN)晶体管。
根据本发明的一些实施例，一种用于驱动具有自振荡转换器的负载装置的方法包括：耦合自振荡转换器的初级绕组以接收AC输入电压并向负载装置提供输出电压，以及利用耦合到初级绕组的功率晶体管来控制初级绕组中的电流，该方法还包括：利用耦合到所述初级绕组的第一辅助绕组向功率晶体管提供导通信号，以维持自振荡转换器中的振荡。该方法还包括：利用耦合到初级绕组的第二辅助绕组向功率晶体管提供关断信号，以将功率晶体管的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值。该方法还包括：利用感测电路感测负载装置中的电流，并且提供调制信号来调制功率晶体管的导通时间以调节负载装置中的输出电流。
在一些实施例中，上述方法还包括：利用耦合在第二辅助绕组和功率晶体管之间的关断电路来提供关断信号，其中该关断电路包括耦合到第二辅助绕组的斜坡电路，该斜坡电路用于向功率晶体管提供关断信号以将功率晶体管的导通时间维持在预设值。
在一些实施例中，该方法还包括：在关断电路中形成斜坡电路，该斜坡电路具有与第二辅助绕组串联耦合的第一电阻器和充电电容器，以提供第一充电电流以将功率晶体管的导通时间维持在预设值。
在一些实施例中，该方法还包括：利用来自感测电路的调制信号来激活到斜坡电路的第二充电电流，以调制功率晶体管的导通时间，从而调节负载装置中的输出电流。
在一些实施例中，该方法还包括：利用耦合在第一辅助绕组和功率晶体管之间并且配置成提供导通信号的导通电路来提供所述导通信号，其中所述导通电路包括串联连接的第一支路和第二支路，所述第一支路包括串联连接的第一电阻器和电容器，所述第二支路包括串联连接的二极管和第二电阻器
在一些实施例中，所述感测电路包括误差放大器，所述误差放大器由大致上低于AC输入电压频率的带宽表征。
在一些实施例中，该方法还包括将自振荡转换器配置为非隔离式降压转换器。
在一些实施例中，该方法还包括将自振荡转换器配置为非隔离式降压-升压转换器。
在一些实施例中，还包括：将自振荡转换器配置为隔离式开关模式功率转换器。
在一些实施例中，所述功率晶体管包括氮化镓(GaN)JFET(结型场效应晶体管)。
在一些实施例中，所述负载装置包括LED(发光二极管)装置。
通过与传统技术相比本公开实现了许多益处。例如，本公开的实施例提供以下一种或多种益处：通过消除基于IC的调制器而降低成本、减少启动时间、改善基于双向可控硅切相调光范围能力、增加不受IC控制器限制的开关频率、以及减小变压器尺寸。高开关频率也减小了电感和EMI(电磁干扰)滤波器的尺寸。此外，虽然在一些情况下可能不期望可变的开关频率，但是在另一些情况下这将是有利的，因为能量在整个频带上延展，从而降低了在任意特定频率处观察到的峰值能量。
结合下面的文字和对应的附图来更详细地描述本公开的这些和其他实施例以及其许多优点和特征。
附图说明
图1是示出根据本发明的一些实施例的自振荡转换器的简化框图；
图2是示出根据本发明的一些实施例的自振荡转换器的简化示意图；
图3是示出根据本发明实施例的自振荡转换器200的操作中各种信号波形的简化波形图；
图4是示出根据本发明的一些实施例的另一自振荡转换器的简化示意图；
图5是示出根据本发明实施例的自振荡转换器中的输入电压的半周期波形和初级绕组中的电流的简化波形图；
图6是示出根据本发明实施例的自振荡降压转换器(Buck converter)中的输入电压的半周期波形和初级绕组中的平均电流的简化波形图；
图7A和图7B是示出根据本发明实施例的自振荡降压转换器中的输入电压的半周期波形和初级绕组中的平均电流的简化波形图；以及
图8是示出用于驱动具有自振荡转换器的负载装置的方法的简化流程图。
具体实施方式
传统的自振荡转换器具有许多局限性。例如，振铃扼流圈通常用于低成本的AC-DC反激式转换器，该AC-DC反激式转换器具有双极或MOSFET功率开关以用于调节输出电压。在一个示例中，振铃扼流圈设计在CCM/DCM边界(CrM)上操作，并使用反激式绕组的复位来感测负载绕组电流何时衰减到零以及启动随后的开关循环。该转换器以一定频率开关，所述频率是由在主功率晶体管的关断时间和调制导通时间期间电感器电流衰减到零所需的时间确定的。
该振铃扼流圈反激式电感器在导通期间被供能，而在关断期间，该电感器中存储的能量被传递到负载和输出电容器。一旦能量传输完成，变压器辅助绕组反映初级绕组的复位，并用于导通功率晶体管并且开始下一个开关周期。这是一种可变式开关频率的解决方案。关断时间由从电感器释放所有能量并重置芯所需的时间来决定。电源的隔离输出电压可经由次级参考三端参考部来感测，所述次级参考三端参考部用于驱动光隔离器，该光隔离器调制功率晶体管导通时间、其峰值电流和存储在反激式变压器中的逐周期能量。自谐振转换器的缺点包括这样的事实：由于它在CCM/DCM边界处工作，因此用于给定负载电流的峰值电流将高于在CCM中工作时的峰值电流。但是，自谐振转换器的软开关特性可以抵消与在CrCM中看到的较高峰值电流相关的额外损耗。另一潜在的缺点是开关频率是可变的。在一些应用中，可能需要固定的开关频率以更容易地控制EMI。
振铃扼流圈也可用于调节LED电流。在传统设计的另一示例中，振铃扼流圈LED驱动器通过在功率晶体管的源极处感测的峰值初级电流的方式来设置导通时间。检测到的电流与反馈误差放大器输出相加，以设置满足负载电流需求和适当调节输出电压所需的导通时间。峰值电流模式控制呈现出峰值到均值电流感测误差，在线路变化上的调节误差约为2:1，这不足以满足LED灯的典型公差要求。也并不存在与该设计相关的功率因数校正。
本发明的一些实施例通过利用恒定的导通时间调制来改善基于振铃扼流圈的LED驱动器的性能，同时凭借低带宽误差放大器来调节LED电流。这种设计可以在保持高功率因数(power factor，PF)性能的同时精确地调节负载电流。
图1是示出根据本发明的一些实施例的自振荡转换器的简化框图。如图1所示，自振荡转换器100包括初级绕组Lp和功率晶体管Qp。初级绕组Lp用于耦合到输入电压Vin并向负载装置102提供经调节的输出电压Vout，功率晶体管Qp耦合到初级绕组Lp，用于控制初级绕组Lp和功率晶体管Qp中的电流。自振荡转换器100还包括第一辅助绕组Ld，该第一辅助绕组Ld耦合到初级绕组Lp，用于向功率晶体管Qp提供导通信号112，以维持自振荡转换器100中的振荡。自振荡转换器100还包括第二辅助绕组Lc，第二辅助绕组Lc耦合到初级绕组Lp，用于向功率晶体管提供关断信号122，以将功率晶体管Qp的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值。自振荡转换器100还包括感测电路130，该感测电路130用于感测负载装置中的输出电流IL，并且提供调制信号132来调制功率晶体管Qp的导通时间，以调节负载装置中的输出电流IL。在一些实施例中，感测电路130还可被配置成感测负载装置中的输出电压，并且提供调制信号132来调制功率晶体管Qp的导通时间，以调节负载装置中的输出电压IL。
自振荡转换器100还包括导通电路110，该导通电路110耦合在第一辅助绕组Ld和功率晶体管Qp之间，并且被配置成提供导通信号112。自振荡转换器100还包括关断电路120，该关断电路120耦合在第二辅助绕组LC和功率晶体管Qp之间，并且被配置成提供关断信号122。
在图1的示例中，自振荡转换器100被配置为非隔离式降压转换器，也被称为降阶转换器。如图1所示，输入电压Vin、功率晶体管Qp、二极管Db和初级绕组Lp被配置成提供跨越输出电容器Co的输出电压Vout。电阻RL表示负载装置102的负载电阻。在图1的示例中，负载装置102是LED装置。如下所述，电阻器RL可用作电流感测电阻器。LED装置可以包括单个LED二极管、LED二极管串或多个LED二极管串等。在一些实施例中，输出电容器可以在与电流感测电阻器RL耦合之后与LED器件并联地耦合。
如图1所示，自振荡转换器100还包括启动电阻器RSU，该启动电阻器RSU耦合到功率晶体管Qp的栅极节点104，自振荡转换器100还包括过电压保护电路125和过电流保护电路127。在图1所示的实施例中，过电流保护电路127包括齐纳二极管Vz。下面更详细地描述过电压保护电路125和过电流保护电路127的操作。
图2是示出根据本发明的一些实施例的自振荡转换器的简化示意图。如图2所示，自振荡转换器200与图1的自振荡转换器100类似，并且提供图1中所指示的导通电路、关断电路和感测电路的实施例。因此，关于图1提供的描述可适当地适用于图2。本领域的普通技术人员将认识到许多变型、修改和替代。
如图2所示，自振荡转换器200包括初级绕组Lp和功率晶体管Qp。初级绕组Lp用于耦合到输入电压Vin并向负载装置102提供经调节的输出电压Vout，功率晶体管Qp耦合到初级绕组Lp，用于控制初级绕组Lp和功率晶体管Qp中的电流。自振荡转换器200还包括第一辅助绕组Ld，该第一辅助绕组Ld耦合到初级绕组Lp，用于向功率晶体管Qp提供导通信号212，以维持自振荡转换器200中的振荡。自振荡转换器200还包括第二辅助绕组Lc，该第二辅助绕组Lc耦合到初级绕组Lp，用于向功率晶体管提供关断信号221，以将功率晶体管Qp的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值。自振荡转换器200还包括过电压保护电路225，以在LED负载变为导通的情况下保护转换器。自振荡转换器200还包括感测电路230，该感测电路230用于感测负载装置中的输出电流IL，并且提供调制信号232来调制功率晶体管Qp的导通时间，以调节负载装置中的输出电流IL。
初级绕组Lp电感值设置开关频率。例如，基于输入电压、输出电压、期望的开关频率和负载电流来选择Lp的电感器值。
自振荡转换器200还包括导通电路210，该导通电路210耦合在第一辅助绕组Ld和功率晶体管Qp之间。导通电路210被配置成提供导通信号212。自振荡转换器200还包括关断电路220，该关断电路220耦合在第二辅助绕组LC和功率晶体管Qp之间。关断电路220被配置成提供关断信号221。
自振荡转换器200是类似于图1的自振荡转换器100的降压转换器，并且与图1所示的自振荡转换器100共享许多公共部件。因此，不再对图2中公共部件的功能和操作进行详细描述。
图1的自振荡转换器100和图2的自振荡转换器200被配置成提供功率因数校正并输出电流调节。在一些实施例中，通过将导通时间维持在预设值来提供功率因数校正。通过利用感测电路调制导通时间来提供输出电流调节。
恒定的导通时间调制可以与许多拓扑一起使用以实现统一的功率因数。调制在线路频率周期内调节导通时间，从而实现与输入电压Vin成比例的峰值电流。初级电流Ip可以表示为输入电压Vin、初级电流导通时间ton和初级绕组电感Lpri的函数，
Ip＝Vin×ton/Lpri
如果ton是固定的(在整个线路电压周期)，则峰值和随后的平均输入电流在输入电压线周期上延展，从而增加转换器的功率因数，通常为0.95至0.97。这使得输入阻抗看起来更有阻性，并且减少了无功电流，以及提高了电源的功率因数。根据本发明的实施例，恒定的导通时间使功率电感器在整个线路周期中以恒定值充电的时间固定。然后峰值电流跟随AC输入电压。也就是说，在线路的峰值，峰值电流高于线路的谷值。
在图1的自振荡转换器100中，导通时间由导通电路110和关断电路120控制。类似地，在图2所示的自振荡转换器200中，导通时间由导通电路210和关断电路220控制。
导通电路和关断电路被设计成驱动功率晶体管。在图2的自振荡转换器示例中，功率晶体管Qp是由栅极电流驱动的增强模式结型场效应晶体管(JFET)。因此，相应地设计导通电路210和关断电路220。在其它实施例中，可以使用其它类型的晶体管(例如MOSFET、双极晶体管等)来实现功率晶体管。在这些情况下，将相应地设计导通电路和断开电路。在一些实施例中，功率晶体管Qp可以是氮化镓(GaN)JFET。在其它实施例中，也可以使用基于其它半导体材料(例如硅)的晶体管。
如图2所示，导通电路210包括并联连接的第一支路和第二支路，第一支路包括串联连接的第一电阻器Ra和充电电容器Cb，第二支路包括串联连接的二极管D9和第二电阻器Rv。导通电路210耦合在第一辅助绕组Ld与功率晶体管Qp之间，并且被配置成提供导通信号212。电阻Ra和充电电容器Cb的值被选择成提供高电流路径来快速地导通功率晶体管Qp。在导通之后，Qp(在所示实施例中为GaN JFET)的栅极-源极电压将将正向电压箝位在PN结电压，例如3.6V。在一些示例中，Ra的电阻值可以在几十欧姆或更小的量级。例如，根据所需的开关速度、EMI考虑因素和损耗等，Ra可以从低至1欧姆至2欧姆变化到40欧姆至50欧姆。如果初级绕组Lp电压是10V峰值到峰值，则Qp的栅极电压被箝位在3.6V，并且剩余的电压跨越充电电容器Cb充电，并且随后没有更多的电流流过栅极到达源极。对于典型的JFET增强模式氮化镓器件，Cb通常为1nF至10nF。Rv的电阻值可以是几千欧姆，例如2.2K欧姆，以将通过栅极到JFET处的源极的电流限制为小电流。
在功率晶体管Qp是GaN JFET的实施例中，自振荡转换器200可以以例如500KHz至2M Hz范围内的开关频率操作。以这些高开关频率操作提供了许多优点。例如，对于以这些高开关频率操作的转换器，EMI(电磁干扰)滤波器的尺寸和磁性器件的尺寸可以更小。
在图2中，关断电路220耦合在第二辅助绕组LC和功率晶体管Qp之间，并且被配置成提供关断信号221。关断电路220包括斜坡电路，该斜坡电路由定时电阻器Rt1和导通时间电容器Ct形成，并且由第二辅助绕组提供的电压Vdd充电。当电容器Ct被充电到晶体管Qto的阈值电压时，晶体管Qto导通并激活关断信号221，以下拉功率晶体管Qp的栅极节点204以使其关断。
第二辅助绕组Lc用作偏置/控制绕组。在初级绕组Lp的关断时间期间对其进行整流，并且反映被除以第二辅助绕组(Lc)匝数与初级绕组(Lp)匝数之比的LED二极管电压。经整流的偏置电压Vdd是经调整的LED电压Vout的整数部分，Vdd＝Vout/n，其中n是初级绕组Lp和第二辅助绕组Lc之间的匝数比。作为示例，如果Ldd电压Vout是50V并且匝数比n是10，则偏置电压Vdd将是5V。这提供了恒定的且松散调节的电压，该电压用于经由定时电阻器Rt1对导通时间电容器Ct充电。偏置电压Vdd对电容器Ct充电，直到晶体管Qto的基极电压Vbe达到阈值电压并使Qto导通，这将下拉功率晶体管的栅极节点204处的电压并且关断功率晶体管Qp。给定恒定的电压Vdd，在AC线路电压周期期间，利用关于输入电压Vin的由Rt1和Ct确定的固定导通时间来对导通时间电容器Ct一致性地充电。在每个控制周期中，功率晶体管在恒定导通时间之后被关断，这导致输出电流跟随输入电压并提供功率因数校正。一旦变压器的初级绕组Lp中的电流衰减为零，初级绕组Lp上的电压反转极性，这反映在第一辅助绕组Ld上并导致功率晶体管Qp再次导通以开始下一控制周期。
第二辅助绕组Lc还在功率晶体管Qp导通的瞬间启动Ct充电。在关断时间期间，第二辅助绕组Lc使开关(Qr)令导通时间电容器Ct放电。在导通时，第二辅助绕组Lc禁用开关Qr，使得导通时间电容器Ct开始充电。一旦节点224处的Ct上的电压超过晶体管(Qto)导通阈值，功率晶体管Qp导通时间终止。用于导通时间的预设值可由充电电容器Ct上的电压的充电时间来确定，以达到晶体管Qto的阈值电压。因此，可以基于例如Vdd的值、晶体管Qto的阈值电压、电阻Rt1的电阻值和电容器Ct的电容值来选择导通时间的预设值。
自振荡转换器200还包括感测电路230，该感测电路230包括误差放大器EA和电流源Ipg，该电流源Ipg可被认为是编程电流源，因为如本文所述，其被用于对恒定的导通时间编程。误差放大器EA是高增益、低带宽的放大器，其通过RL检测LED直流电流。误差放大器EA由大致上低于AC输入电压频率的带宽表征。例如，AC输入电压可以是60Hz的信号，并且误差放大器的带宽可以是大约2Hz到大约3Hz。
在没有由误差放大器EA和可编程电流源Ipg提供的反馈控制的开环示例中，功率晶体管Qp导通时间是固定的，由Vdd、Rt1、Ct和晶体管Qto的阈值电压确定。该固定的导通时间为最长导通时间，为LED提供最大负载电流。通过由误差放大器EA和电流源Ipg提供的反馈控制可以减少导通时间，并且电流源Ipg可以通过晶体管QFB和电阻器RT2向Ct提供额外的充电电流。减少的导通时间可导致LED负载电流减少。
误差放大器EA将LED电流与由参考电压表示的目标电流进行比较，该参考电压是具有低温系数的固定电压。误差放大器EA通过测量RL两端的相对于参考电压的电压降(等于RL乘以IL)来感测LED电流。如果测量的电压高于参考电压，其指示LED电流高于目标电流，则误差放大器导通电流源Ipg，以通过电阻器Rt2提供额外的Ct充电电流，从而减少功率晶体管Qp的导通时间，由此减少LED电流。以此方式，可以调节LED电流。因此，当电流(对应于电压降)超过参考电压时，EA接通电流源Ipg，导致电流流过Rp。流过Rp的电流将在晶体管QFB的基极处产生电压。当晶体管QFB由于基极电压而导通时，电流将流过Rt2，与仅通过电流流过Rt1相比充电电容器Ct被更快速地充电。因此，在该示例中，作为电流负载的感测的结果可以对恒定的导通时间进行调制以使其减小到最小值。
在一个实施例中，可以选择EA和Ipg以使得导通时间增加或减少，从而提高或降低LED电流。流经电阻器Rp的电流Ipg在晶体管Qfb的基极处提供偏置电压。Ipg的幅度根据误差放大器EA的输出而变化。例如，在一些实施例中，电流源Ipg可以是电压控制的电流源。可以选择Ipg的幅度范围和Rp的电阻值，使得晶体管Qfb在Ipg范围的中点附近偏置，以允许Ipg增加和减少。当期望最大导通时间时，流过Rp的Ipg使晶体管Qfb的基极偏置低于其阈值电压，使得不存在通过电流路径经由Rt2提供的充电电流。在这种情况下，仅通过连接到Vdd的Rt1对Ct充电。当期望最少导通时间时，流经Rp的Ipg使晶体管Qfb的基极偏置，以在饱和状态下完全导通，使得Rt2由Vdd驱动。在这种情况下，通过两者都连接到Vdd的Rt1和Rt2的并联组合对Ct充电。
关断电路220还包括第二电阻器(Rt2)，该第二电阻器Rt2将Ct连接到电压，该电压通过LED电流误差放大器EA和电流源Ipg的方式从零调制到Vdd。这凭借电流源Ipg、电阻器Rp、开关Qfb和电阻器Rt2将转换器的功率晶体管Qp的导通时间ton在最大水平到最小水平之间进行调制。因此，可以基于负载电流需求来调制恒定的导通时间。如本文所述的，最大导通时间由向Ct充电的Rt1来确定，最小导通时间由向Ct充电的并联的Rt1和Rt2来确定。换句话说，反馈电路将电压反馈Rt2从零调制到Vdd。因此，通过连接到Vdd的Rt1和Rt2的并联组合来驱动Ct的最大充电电流。最小充电电流仅由Rt1驱动。因此，通过感测LED电流，可以基于负载电流需求利用放大器EA和电流源Ipg对固定的导通时间经行调制。
图2中示出的利用反馈环路来调制恒定的导通时间的电路的行为可以与以开环配置中的电路操作进行对比。在没有电流流过Ipg的开环配置中，通过Rt1和Ct导通时间将是固定的，而在图2所示的实施例中，导通时间可以在由Rt1与Ct确定的最大导通时间和由并联的Rt1和Rt2与Ct确定的最小导通时间之间调制。
自振荡转换器200还可以包括与图1中的过电压保护电路125类似的过电压保护电路225。由于第二辅助绕组Lc绕组在关断时间期间反映LED电压，因此在接通的LED在输出端产生过电压状况的情况下，第二辅助绕组Lc绕组还可用于对功率晶体管进行闩锁。过电压保护电路425的电路示例在图4中示出。
自振荡转换器200还包括耦合到功率晶体管Qp源极的串联电阻器Rs。在关断电路220不关断Qp的情况下，串联电阻器Rs将最终降低Qp的栅极-源极电压(Vgs)并且关断晶体管，从而有效地提供逐脉冲电流限制保护。
自振荡转换器200包括启动电阻器RSU，该启动电阻器RSU耦合在输入电压Vin和功率晶体管Q4的栅极节点204之间的。在启动时，启动电阻器RSU将功率晶体管Q4的栅极充电到导通电压。二极管D9阻止驱动绕组转移经由RSU传递的启动电流。与典型的IC控制器相比，启动电路具有非常快的启动时间。在典型的基于双向可控硅的切相调光电路中，启动时间是关键的，因为将在逐个线路周期的基础上发生启动。可利用该电路实现的快速启动时间可以简化利用相切调光的宽调光范围的设计任务。
图3是示出根据本发明实施例的自振荡转换器200操作中各种信号的波形的简化波形图。因此，可以参考图3来描述自振荡转换器200的操作。在图3中，纵轴示出了随时间变化的转换器中的各种电压，该时间在横轴中绘制。标记为Vds Qp的波形310示出了功率晶体管Qp的漏极节点203处的漏极-源极电压Vds；标记为IL的波形320示出了初级绕组Lp和功率晶体管Qp中的电流；标记为Lc绕组电压的波形330示出了跨越第二辅助绕组Lc(也称为偏置/控制绕组)的图2中节点222处的电压；标记为L绕组电压的波形340示出了跨越第一辅助绕组Ld(也称为驱动绕组，用于驱动功率晶体管Qp的栅极)的图2中节点205处的电压。
在图3中，在时刻t0，功率晶体管Qp导通，其漏极-源极电压Vds Qp低，如波形310所示，初级绕组Lp中的电流IL为0，Lc绕组电压Lc绕组电压为负(Vin-Vled)/n，并且Ld绕组电压(参见波形340)为正(Vin-Vled)/n，其中，n是Lp和Lc之间的匝数比，并且在该示例中也是Lp和Ld之间的匝数比。Lc绕组电压和Ld绕组电压的电压极性由绕组耦合极性引起，如与绕组Lp、Lc和Ld相关联的黑点所示。
在时刻t0至时刻t1之间，功率晶体管Qp导通，如图3中的ton所示。在时刻t1，功率晶体管Qp关断。控制周期从时刻t2到时刻t4重复。因此，导通时间ton与t0和t1之间的时间段、t2和t3之间的时间段以及t4和t5之间的时间段相关联。
在时刻t0至时刻t1之间，初级绕组Lp中的电流321斜升。在时刻t1，功率晶体管Qp关断，功率晶体管Qp的漏极电压Vds Qp为Vin。电流IL达到泄漏值。注意，LED电流是电流IL的平均值。由初级绕组Lp处的电压和Lp和Lc之间的匝数比n确定的Lc绕组电压中的电压(参见波形330)为Vled/n。由初级绕组Lp处的电压、Lp和Ld之间的匝数比n以及Lp和Ld之间的耦合极性确定的Ld绕组电压(参见波形340)下降到负Vled/n。
在时刻t1，功率晶体管Qp关断。初级绕组Lp中的电感器电流322继续流动以对Qp的输出电容(也称为Coss)充电，并且使得功率晶体管Qp的漏极-源极电压Vds Qp在漏极节点203处为Vin。此时，跨越初级绕组的电压被箝位在LED电压Vled。表示初级绕组LP中的电流的绕组电流IL(参见波形320)反转极性并且开始斜降。当电流IL接近零时，由电感器Lp形成的谐振电路开始与漏极节点203处的电容谐振。在波形310中开始振铃波形(ringingwaveform)311。如果功率晶体管Qp没有重新导通，则振铃波形311将继续，如虚线所示，直到存储的能量通过电阻损耗耗散为止。振铃波形的幅度在Vin-2×Vled到Vin之间变化，Vled的电压摆幅以Vin-Vled为中心。然而，当由波形310表示的电压按照量Vth×n下降到低于Vin-Vled时，在第一辅助绕组或栅极驱动绕组上感应的电压Ld绕组电压Ld达到功率晶体管Qp的阈值电压Vth。在时刻t2，功率晶体管Qp导通以开始下一周期。
在时刻t2，功率晶体管Qp再次导通以开始下一周期。第一辅助绕组Ld在主绕组Lp复位时通过导通电路210导通功率晶体管Qp。在时刻t2当初级绕组电流达到零时，导通开始。此时，初级绕组与开关节点电容谐振。如果没有栅极驱动绕组Ld，一旦初级绕组电流达到零，功率晶体管Qp的漏极处的电压将从Vin谐振到Vin-2×Vout，从而产生振铃波形311(假定没有与续流二极管相关的反向恢复充电)。对于第一辅助绕组Ld(栅极驱动绕组)，一旦第一辅助绕组Ld电压超过功率晶体管的导通电压Vth，功率晶体管激活。第一辅助绕组匝数比被选择为使得晶体管阈值电压被超过并且在漏极电压谐振到Vin-2×Vout之前被激活，如图3所示。
在图3中，第二控制周期在时刻t2与时刻t4之间持续。自振荡转换器200在t2至t4的控制周期中的操作类似于在t0至t2的控制周期中的操作。从时刻t2到时刻t3，功率晶体管Qp导通。在时刻t2，功率晶体管Qp导通，其漏极-源极电压Vds Qp低，初级绕组Lp中的电流IL为0，LC绕组电压(参见波形330)为负(Vin-Vled)/n，并且LC绕组电压(参见波形340)为正(Vin-Vled)/n，其中n是Lp和Lc之间的匝数比，并且在该示例中也是Lp和Ld之间的匝数比。如上所述，在时刻t2和时刻t3之间的导通时间ton由图2的关断电路220控制。
在时刻t3，功率晶体管Qp关断。初级绕组Lp中的电感器电流IL继续流动以对Qp的输出电容(也称为Coss)充电，并且使得功率晶体管Qp的漏极-源极电压Vds Qp在漏极节点203处为Vin。此时，跨越初级绕组的电压被箝位在LED电压Vled。表示初级绕组LP中的电流的绕组电流IL(参见波形320)反转极性并且开始斜降。当电流IL接近零时，由电感器Lp形成的谐振电路开始与漏极节点203处的电容谐振。在波形310中开始振铃波形311。如果功率晶体管Qp没有重新导通，则振铃波形311将继续，如虚线所示，直到存储的能量通过电阻损耗耗散为止。振铃波形的幅度将在Vin-2×Vled到Vin之间变化，Vled的电压摆幅以Vin-Vled为中心。然而，当电压Vds Qp按照量Vth×n下降到低于Vin-Vled时，在第一辅助绕组或栅极驱动绕组上感应的电压Ld绕组电压Ld达到功率晶体管Qp的阈值电压Vth。在时刻t4功率晶体管Qp再次导通以开始下一周期。
在时刻t4下一个控制周期开始，此时功率晶体管Qp导通。在固定的导通时间ton之后，在时刻t5功率晶体管Qp关断。因此，自谐振控制周期以与从时刻t0到时刻t2和从时刻t2到时刻t4的控制周期类似的方式重复，如上所述。
如图3所示，电流IL是初级绕组Lp中的电流。电流IL由锯齿图案表征，该锯齿图案具有由导通时间ton确定的峰值电流，如波形320所示。锯齿图案具有由开关控制周期确定的周期。LED电流由电流IL的平均值确定，而电流IL又由导通时间确定。因此，可以通过改变导通时间来调节LED电流。
图4是示出根据本发明的一些实施例的另一自振荡转换器的简化示意图。如图4所示，自振荡转换器400类似于图2中的自振荡转换器200和图1中的自振荡转换器100。这些转换器共享许多公共部件。因此，不再对图4中的公共部件的功能和操作进行详细描述。另一方面，自振荡转换器400在两个方面与图2中的自振荡转换器200不同。第一，自振荡转换器400被配置为非隔离式降压-升压转换器。第二，自振荡转换器400提供过电压保护电路425，例如闩锁电路，作为图1中的自振荡转换器100中的过电压保护电路125的实施例。
如图4所示，自振荡转换器400包括初级绕组Lp和功率晶体管Qp。初级绕组Lp用于耦合到输入电压Vin并向负载装置402提供经调节的输出电压Vout，功率晶体管Qp耦合到初级绕组Lp，用于控制初级绕组Lp和功率晶体管Qp中的电流。自振荡转换器400还包括第一辅助绕组Ld，该第一辅助绕组Ld耦合到初级绕组Lp，用于向功率晶体管Qp的栅极节点404提供导通信号412，以维持自振荡转换器400中的振荡。自振荡转换器400还包括第二辅助绕组Lc，该第二辅助绕组Lc耦合到初级绕组Lp，用于向功率晶体管提供关断信号422，以将功率晶体管Qp的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值。自振荡转换器400还包括导通电路410和关断电路420，其分别类似于图2中的导通电路210和关断电路220。自振荡转换器400还包括感测电路430，该感测电路430用于感测负载装置中的输出电流IL，并提供调制信号432来调制功率晶体管Qp的导通时间，以调节负载装置中的输出电流IL。
在图4的示例中，自振荡转换器400被配置为非隔离式降压-升压转换器。如图4所示，输入电压Vin、功率晶体管Qp、二极管Db和初级绕组Lp被配置成提供跨越输出电容器Co的输出电压Vout。电阻RL表示负载装置402的负载电阻。在图4的示例中，负载装置402是LED装置。
自振荡转换器400还包括过电压保护电路425。自振荡转换器400中的过电压保护电路425是图1中的自振荡转换器100的过电压保护电路125的实施例。过电压保护电路425的电路也可以增加到图2中的自振荡转换器中。
过压保护电路425在负载装置(例如LED)变成接通电路时提供保护。如图4所示，过压保护电路425包括耦合到绕组Lc的齐纳二极管Vovp。齐纳二极管Vovp也与电阻器Ro串联。过压保护电路425还包括由双极晶体管Q1和Q2以及电容器CL形成的可控硅整流器(silicon-controlled rectifier，SCR)。SCR耦合到齐纳二极管Vovp之间的节点。SCR的晶体管Q1也耦合到晶体管Qto，该晶体管Qto又耦合到功率晶体管Qp的栅极节点404。在该布置中，如果SCR被触发，则功率晶体管Qp关断。在此示例中，过电压(OVP)条件导致Qp关断，这覆盖了其他关断控制。理想地，将有足够的保持电流来使Qp关断保持相对长的时间。当经整流的AC电压接近谷值时，可能没有足够的保持电流来保持SCR激活，并且将在短时间内再次开始切换，并且如果OVP条件仍然存在，则SCR将再次激活并且再次关断Qp。当存在OVP条件时，电路不一定会无限期地闩锁Qp，并且可能存在转换器的循环导通和关断。当电压超过Vovp齐纳电压+Q2的Vbe时，Vdd密切地反映输出电压并且激活SCR。
在功率晶体管Qp的关断时间期间，在第二辅助绕组Lc上反映LED负载电压。如果LED工作正常，它会将输出电压箝位在LED电压Vled。然而，如果LED负载变为导通，则过电压保护电路425被激活以保护转换器，如下所述。当LED负载变为导通时，跨越齐纳二极管Vovp的电压足够高，以导通齐纳二极管Vovp，这在电阻Ro两端产生偏置电压。然后，该偏置电压触发由双极晶体管Q1和Q2以及电容器CL形成的SCR(可控硅整流器)。结果，功率晶体管Qp被关断以保护转换器。
在图1、图2和图4中，自振荡转换器100、200和400包括过电流保护电路127、227和427，过电流保护电路127、227和427，这些过电流保护电路包括齐纳二极管Vz。齐纳二极管Vz提供最差情况的过电流保护。如图2所示，当电流经由电流感测电阻器Rs被汲取时，节点205处的功率晶体管Qp源极电压斜升，并且栅极节点204处的栅极电压也斜升。齐纳二极管Vz用于箝位栅极节点204处的栅极电压。如果205处的源极电压由于感测电阻R中的高电流而升高并且降低栅极-源极电压，则功率晶体管Qp将被关断。
图5是示出根据本发明实施例的自振荡转换器中的输入电压的半周期波形和初级绕组中的电流的简化波形图。在图5中，波形501示出了经整流的输入电压Vin的半周期，表示为正弦函数Vin×sin(2×π×f)，其中，f是线路频率，例如60Hz。波形503示出了初级绕组LP中的电流。在导通时间504期间，当功率晶体管导通并且对初级绕组Lp充电时，由波形503所示的绕组电流升高。在关断时间505期间，当功率晶体管关断并且初级绕组Lp对负载装置放电时，由波形503所示的绕组电流下降。波形507示出Ipk，即绕组电流的峰值点。在一些实施例中，在自振荡转换器的每个周期中，导通时间维持在预设值。在这种情况下，峰值电流Ipk跟随输入电压Vin，Vin×sin(2×π×f)。峰值电流可以表示为Ipk＝(Vin×sin(2×π×f))×ton/L，其中，ton是导通时间，L是初级绕组Lp的电感。
图6是示出根据本发明实施例的自振荡降压转换器中的输入电压的半周期和初级绕组中的平均电流的波形的简化波形图。在图6中，波形601示出了跟随输入电压Vin的峰值绕组电流Ipk的包络。波形602示出了由输入电压Vin提供的输入电流Iin。可以看出，对于降压转换器，输入电流Iin与输入电压Vin同相位，从而提供良好的功率因数校正。然而，输入电流Iin不一定与输入电压Vin成比例。
图7A和图7B是示出根据本发明实施例的恒定导通时间自振荡降压-升压转换器中的输入电压的半周期的波形和初级绕组中的平均电流的简化波形图。在图7A中，y轴以安培为单位，并且波形701示出了跟随输入正弦线路电压Vin的峰值绕组电流Ipk的包络。波形702示出了由输入电压Vin提供的输入电流Iin。可以看出，对于降压-升压转换器，输入电流在整个线路周期中导通，并且与转换器的降压版本相比，可以提供具有更小输入电流总谐波失真的更好的功率因数校正。在图7B中，波形703表示用于与平均输入电流Iin的形状进行比较的输入电压Vr(φ)的正弦形状。波形704示出了相对于输入电压Vin的输入电流Iin，其中，φ是相位角。波形703并不是成比例的，并且y轴仅具有用于波形704的安培单位。
图8是示出用于驱动具有自振荡转换器的负载装置的方法的简化流程图。该方法使得自振荡转换器能够提供功率因数校正，同时精确地调节负载电流，而无需增加集成电路控制器。
以上结合图1至图4描述了自振荡转换器的示例。例如，图1和图2示出了非隔离式自振荡降压转换器的示例，图4示出了非隔离式自振荡降压-升压转换器的示例。然而，本文描述的方法也可应用于非隔离式或隔离式转换器的其它拓扑。例如，该方法也可以在反激式拓扑中的隔离式转换器中实施，其中输出通过变压器与输入隔离。
如图8的流程图所示，方法800可以总结如下：
810：耦合自振荡转换器的初级绕组以接收输入电压，并且向负载装置提供输出电压；
820：利用耦合到所述初级绕组的功率晶体管来控制所述初级绕组中的电流；
830：利用耦合到所述初级绕组的第一辅助绕组向所述功率晶体管提供导通信号，以维持所述自振荡转换器中的振荡；
840：利用耦合到所述初级绕组的第二辅助绕组向所述功率晶体管提供关断信号，以将功所述率晶体管的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值；以及
850：利用感测电路感测所述负载装置中的电流，并且提供调制信号来调制所述功率晶体管的所述导通时间以调节所述负载装置中的输出电流。
下面参考图2中的自振荡转换器200来进一步描述上述各个过程。在810处，该方法包括：耦合自振荡转换器的初级绕组以接收输入电压，并向负载装置提供输出电压。如图2所示，自振荡转换器200包括初级绕组Lp，该初级绕组Lp用于耦合到输入电压Vin并向负载装置202提供经调节的输出电压Vout。
在一些实施例中，该方法包括：将自振荡转换器配置为非隔离式降压转换器。可替代地，在一些实施例中，该方法包括：将自振荡转换器配置为非隔离式降压-升压转换器。在其他实施例中，该方法可以包括：将自振荡转换器配置为隔离式开关模式功率转换器。
在一些实施例中，负载装置包括LED(发光二极管)装置。以上描述了LED负载装置的示例。然而，可以理解，也可以使用其他类型的负载装置。
在820处，该方法包括：利用耦合到所述初级绕组的功率晶体管来控制所述初级绕组中的电流。如图2所示，自振荡转换器200包括耦合到初级绕组Lp的功率晶体管Qp，该功率晶体管Qp用于利用功率晶体管Qp来控制初级绕组Lp中的电流。
在一些实施例中，功率晶体管包括氮化镓(GaN)JFET(结型场效应晶体管)。在可替代的实施例中，也可以使用其它类型的晶体管，例如MOS晶体管。在一些实施例中，也可以使用由其它类型半导体(例如硅)制作的开关。
在830处，利用耦合到所述初级绕组的第一辅助绕组向所述功率晶体管提供导通信号，以维持所述自振荡转换器中的振荡。如图2所示，自振荡转换器200还包括耦合到初级绕组Lp的第一辅助绕组Ld，该第一辅助绕组Ld用于向功率晶体管Qp提供导通信号212，以维持自振荡转换器200中的振荡。
在一些实施例中，该方法还包括：利用耦合在第一辅助绕组和功率晶体管之间并且被配置成提供导通信号的导通电路来提供导通信号，其中所述导通电路包括串联连接的第一支路和第二支路，所述第一支路包括串联连接的第一电阻器和电容器，并且所述第二支路包括串联连接的二极管和第二电阻器。
在840处，利用耦合到所述初级绕组的第二辅助绕组向所述功率晶体管提供关断信号，以将功所述率晶体管的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值。如图2所示，自振荡转换器200还包括耦合到初级绕组Lp的第二辅助绕组Lc，该第二辅助绕组Lc用于向功率晶体管提供关断信号221，以将功率晶体管Qp的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值。
在一些实施例中，该方法还包括：利用耦合在第二辅助绕组和功率晶体管之间的关断电路来提供关断信号，其中所述关断电路包括耦合到第二辅助绕组的斜坡电路，该斜坡电用于向所述功率晶体管提供所述关断信号，以将所述功率晶体管的所述导通时间维持在所述预设值。
在一些实施例中，该方法还包括：在所述关断电路中形成具有串联地耦合到所述第二辅助绕组的第一电阻器和充电电容器的斜坡电路，以提供第一充电电流以将所述功率晶体管的所述导通时间维持在所述预设值。
在850处，该方法包括：利用感测电路感测所述负载装置中的电流，并且提供调制信号来调制所述功率晶体管的所述导通时间以调节所述负载装置中的输出电流。如图2所示，自振荡转换器200还包括感测电路230，该感测电路230用于感测负载装置中的输出电流IL并且提供调制信号232来调制功率晶体管Qp的导通时间以调节负载装置中的输出电流IL。
在一些实施例中，感测电路包括误差放大器，其由大致上低于输入电压频率的带宽表征。如上面结合图1至图4所述的，通过感测输出电流、将感测到的信号与参考信号进行比较以及调制关断电路220中的导通时间斜坡电路来完成输出电流调节。
为了验证设计，制作了原型电路，并且测试结果表明，所测量的功率因数在0.95～0.97之间，并且具有小于1％的典型LED电流线路调节误差。利用GaN功率器件也实现了800kHz至1.2MHz及更高的开关频率。
以上利用非隔离式降压转换器和非隔离式降压-升压转换器的示例描述了本发明的各个实施例。然而，应当理解，可以使用其它类型的开关模式电源来实施本发明，例如，也可以使用反激式和升压转换器来实施本发明。
虽然上面已描述了本发明的各个实施例，但是应当理解，它们仅是通过示例的方式来呈现的，而不是通过限制的方式来呈现的。同样地，各个附图可描绘用于本公开的示例性架构或其他配置，其用以帮助理解可以包括在本公开中的特征和功能。本公开并不限于所示的示例性架构或配置，而是可以使用各种替代性架构和配置来实施。另外，尽管上面根据各个示例性实施例和实施方式描述了本公开，但是应当理解，在一个或多个单独实施例中描述的各种特征和功能并不受限于其描述的特定实施例的适用性。取而代之的是，它们可以单独或以某种组合应用于本公开的一个或多个其他实施例，而无论是否描述了这些实施例，以及是否将这些特征呈现为所描述的实施例的一部分。因此，本公开的广度和范围不应受上述任何示例性实施例的限制。
应当理解，为了清楚起见，上述描述已参照不同的功能单元和处理装置描述了本发明的各个实施例。然而，清楚的是，在不影响本发明的情况下，也可以使用不同功能单元、处理装置或域之间的任何合适的功能分布。例如，例示为由单独的处理器或控制装置执行的功能可以由相同的处理装置或控制器执行。因此，对特定功能单元的引用仅被视为对用于提供所述功能的适当装置的引用，而不是指示为严格的逻辑或物理结构或组织。
除非另有明确的说明，本文中使用的术语和短语及其各种变体应理解为开放式的，而不是限制性的。作为前述示例：术语“包括”应解释为含义“包括但不限于”等；术语“示例”用于提供所讨论项的示例性实例，而不是其穷尽的或限制性序列；形容词，例如“常规的”、“传统的”、“正常的”、“标准的”、“已知的”和具有类似含义的术语，不应被解释为将所描述的项限制在给定时间段内，或限制在给定时间的可用项内。但是，这些术语应解释为包括常规的、传统的、正常的或标准的技术，这些技术可以是可用的、现在已知的或将来任何时候可用的。同样，与连词“和”相联系的项目组不应被理解为要求这些项目中的每一者都存在于该组中，而应被解释为“和/或”，除非另有明确说明。类似的，与连词“或”相关的项目组不应被理解为要求该组中的项目是相互排斥的，而应被解释为“和/或”，除非另有明确说明。此外，虽然可以以单数形式来描述或要求本发明的项目、元素或部件，但是除非明确说明限制为单数形式，否则复数形式也在本发明的范围内。在某些情况下出现的“一个或多个”、“至少”、“但不限于”等宽泛性术语和短语或其他类似的短语，不应被解释为在可以不存在此类宽泛短语的情况下旨在或需要更窄的情况。
还应当理解，本文描述的示例和实施例仅用于说明性目的，并且将向本领域技术人员建议对这些示例和实施例的各种修改或改变，这些修改或改变也将包括在本申请的精神和范畴以及所附权利要求的范围之内。

Claims (38)

1.一种具有功率因数校正和输出电流调节的自振荡转换器，所述自振荡转换器包括：
初级绕组，其用于耦合到输入电压并且向负载装置提供经调节的输出电压；
功率晶体管，其耦合到所述初级绕组，并且用于控制所述初级绕组中的电流；
第一辅助绕组，其耦合到所述初级绕组，并且用于向所述功率晶体管提供导通信号，以维持所述自振荡转换器中的振荡；
第二辅助绕组，其耦合到所述初级绕组，并且用于向所述功率晶体管提供关断信号，以将所述功率晶体管的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值；和
感测电路，其用于感测所述负载装置中的输出电流，并且提供调制信号来调制所述功率晶体管的所述导通时间，以调节所述负载装置中的所述输出电流。
2.根据权利要求1所述的自振荡转换器，还包括关断电路，所述关断电路耦合在所述第二辅助绕组和所述功率晶体管之间并且配置成提供所述关断信号，其中所述关断电路包括耦合到所述第二辅助绕组的斜坡电路，所述斜坡电路用于向所述功率晶体管提供所述关断信号，以将所述功率晶体管的所述导通时间维持在所述预设值。
3.根据权利要求2所述的自振荡转换器，其中，所述关断电路中的所述斜坡电路包括与所述第二辅助绕组串联耦合的第一电阻器和充电电容器，以提供第一充电电流从而将所述功率晶体管的所述导通时间维持在所述预设值。
4.根据权利要求3所述的自振荡转换器，其中，来自所述感测电路的所述调制信号激活到所述斜坡电路的第二充电电流，以调制所述功率晶体管的所述导通时间，从而调节所述负载装置中的所述输出电流。
5.根据权利要求1所述的自振荡转换器，还包括导通电路，所述导通电路耦合在所述第一辅助绕组和所述功率晶体管之间并且配置成提供所述导通信号，其中所述导通电路包括串联连接的第一支路和第二支路，所述第一支路包括串联连接的第一电阻器和电容器，所述第二支路包括串联连接的二极管和第二电阻器。
6.根据权利要求1所述的自振荡转换器，其中，所述自振荡转换器是非隔离式降压转换器。
7.根据权利要求1所述的自振荡转换器，其中，所述自振荡转换器是非隔离式降压-升压转换器。
8.根据权利要求1所述的自振荡转换器，其中，所述自振荡转换器是隔离式开关模式功率转换器。
9.根据权利要求1所述的自振荡转换器，其中，所述感测电路包括误差放大器，所述误差放大器由大致上低于AC输入电压频率的带宽表征。
10.根据权利要求9所述的自振荡转换器，其中，所述AC输入电压是60Hz的信号，并且所述误差放大器的所述带宽为大约2Hz至大约3Hz。
11.根据权利要求1所述的自振荡转换器，其中，所述负载装置包括发光二极管(LED)装置。
12.根据权利要求1所述的自振荡转换器，还包括过电流保护电路，其中所述过电流保护电路耦合在所述功率晶体管的栅极节点和接地节点之间。
13.根据权利要求1所述的自振荡转换器，其中，所述功率晶体管包括JFET(结型场效应晶体管)。
14.根据权利要求1所述的自振荡转换器，其中，所述功率晶体管包括氮化镓(GaN)晶体管。
15.一种用于驱动具有自振荡转换器的负载装置的方法，包括：
耦合所述自振荡转换器的初级绕组以接收AC输入电压，并向所述负载装置提供输出电压；
利用耦合到所述初级绕组的功率晶体管来控制所述初级绕组中的电流；
利用耦合到所述初级绕组的第一辅助绕组向所述功率晶体管提供导通信号，以维持所述自振荡转换器中的振荡；
利用耦合到所述初级绕组的第二辅助绕组向所述功率晶体管提供关断信号，以将所述功率晶体管的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值；以及
利用感测电路感测所述负载装置中的电流，并且提供调制信号来调制所述功率晶体管的所述导通时间以调节所述负载装置中的输出电流。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括：利用耦合在所述第二辅助绕组和所述功率晶体管之间的关断电路来提供所述关断信号，其中所述关断电路包括耦合到所述第二辅助绕组的斜坡电路，所述斜坡电路用于向所述功率晶体管提供所述关断信号，以将所述功率晶体管的所述导通时间维持在所述预设值。
17.根据权利要求16所述的方法，还包括：在所述关断电路中形成所述斜坡电路，所述斜坡电路具有与所述第二辅助绕组串联耦合的第一电阻器和充电电容器，以提供第一充电电流从而将所述功率晶体管的所述导通时间维持在所述预设值。
18.根据权利要求17所述的方法，还包括：利用来自所述感测电路的所述调制信号来激活到所述斜坡电路的第二充电电流，以调制所述功率晶体管的所述导通时间，从而调节所述负载装置中的所述输出电流。
19.根据权利要求15所述的方法，还包括：利用耦合在所述第一辅助绕组和所述功率晶体管之间并且配置成提供所述导通信号的导通电路来提供所述导通信号，其中所述导通电路包括串联连接的第一支路和第二支路，所述第一支路包括串联连接的第一电阻器和电容器，所述第二支路包括串联连接的二极管和第二电阻器。
20.根据权利要求15所述的方法，其中，所述感测电路包括误差放大器，所述误差放大器由大致上低于AC输入电压频率的带宽表征。
21.根据权利要求15所述的方法，还包括：将所述自振荡转换器配置为非隔离式降压转换器。
22.根据权利要求15所述的方法，还包括：将所述自振荡转换器配置为非隔离式降压-升压转换器。
23.根据权利要求15所述的方法，还包括：将所述自振荡转换器配置为隔离式开关模式功率转换器。
24.根据权利要求15所述的方法，其中，所述功率晶体管包括氮化镓(GaN)结型场效应晶体管(JFET)。
25.根据权利要求15所述的方法，其中，所述负载装置包括发光二极管(LED)装置。
26.一种自振荡转换器，包括：
功率晶体管，其耦合到初级绕组，并且用于控制所述初级绕组中的电流；
导通电路，其配置成导通所述功率晶体管以维持所述自振荡转换器中的振荡；和
关断电路，其配置成关断所述功率晶体管以：
将所述功率晶体管的导通时间维持在用于功率因数校正的预设值；以及
调制所述功率晶体管的所述导通时间以调节负载装置中的输出电流。
27.根据权利要求26所述的自振荡转换器，还包括第二辅助绕组，其中所述关断电路耦合在所述第二辅助绕组和所述功率晶体管之间，其中所述关断电路包括斜坡电路，所述斜坡电路耦合到所述第二辅助绕组并且配置成将所述功率晶体管的所述导通时间维持在所述预设值。
28.根据权利要求27所述的自振荡转换器，其中，所述关断电路中的所述斜坡电路包括与所述第二辅助绕组串联耦合的第一电阻器和充电电容器，以提供第一充电电流从而将所述功率晶体管的所述导通时间维持在所述预设值。
29.根据权利要求26所述的自振荡转换器，还包括第一辅助绕组，其中所述导通电路耦合在所述第一辅助绕组和所述功率晶体管之间并且配置成提供导通信号，其中所述导通电路包括串联连接的第一支路和第二支路，所述第一支路包括串联连接的第一电阻器和电容器，所述第二支路包括串联连接的二极管和第二电阻器。
30.根据权利要求26所述的自振荡转换器，其中，所述自振荡转换器是非隔离式降压转换器。
31.根据权利要求26所述的自振荡转换器，其中，所述自振荡转换器是非隔离式降压-升压转换器。
32.根据权利要求26所述的自振荡转换器，其中，所述自振荡转换器是隔离式开关模式功率转换器。
33.根据权利要求26所述的自振荡转换器，还包括感测电路，所述感测电路包括误差放大器，所述误差放大器由大致上低于AC输入电压频率的带宽表征。
34.根据权利要求33所述的自振荡转换器，其中，所述AC输入电压是60Hz的信号，并且所述误差放大器的所述带宽为大约2Hz至大约3Hz。
35.根据权利要求26所述的自振荡转换器，还包括过电流保护电路，所述过电流保护电路耦合在所述功率晶体管的栅极节点和接地节点之间。
36.根据权利要求26所述的自振荡转换器，其中，所述负载装置包括发光二极管(LED)装置。
37.根据权利要求26所述的自振荡转换器，其中，所述功率晶体管包括JFET(结型场效应晶体管)。
38.根据权利要求26所述的自振荡转换器，其中，所述功率晶体管包括氮化镓(GaN)晶体管。
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