CN114300823B - 共面波导传输线及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种共面波导传输线，其包括第一介质基片、中心导体带以及两条接地导体带，第一介质基片具有相对设置的第一表面和第二表面，中心导体带和接地导体带均叠设固定于第一表面，中心导体带包括第一段和第二段；第一段的宽度大于第二段的宽度，使得第一段与第二段形成阶跃结构，以实现阻抗匹配；第一表面设有向第二表面凹陷形成的呈矩形的凹槽；中心导体带的部分叠设固定于凹槽远离第二表面的一侧，以使凹槽形成缺陷地结构，实现射频信号在预设频段内的阻抗匹配。本发明还提供一种共面波导传输线阻抗匹配设计方法。与相关技术相比，采用本发明的技术方案的阻抗匹配好且传输指标好。

Description

共面波导传输线及其设计方法

技术领域

本发明涉及传输线技术领域，尤其涉及一种共面波导传输线和共面波导传输线阻抗匹配设计方法。

背景技术

随着WIFI 6(IEEE802.11ax)技术应用越来越广泛。WIFI 6在2.4GHz和5GHz两个频段的传输线要求越来越高，传输线因为实现两个频段的阻抗匹配(impedance matching)成为重要的性能指标。阻抗匹配主要用于射频传输线上，以此来达到所有高频的微波信号均能传递至负载点的目的，而且几乎不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。传输线的阻抗匹配方式往往有四分之一波长阻抗变换器匹配，也可用阶跃型，三角形或者梯形阻抗变换器，枝节加载匹配(其包括单枝节加载和双枝节加载)。

相关技术中，在WIFI 6芯片测试的测试平板板(Evaluation Board，简称EVB)上的传输线一般为采用共面波导(coplanar waveguide，简称CPW)传输线结构。测试平板板中，传输线的一端与SMA连接器连接，传输线的另一端与wifi6芯片连接。请同时参考图1-2所示，图1为相关技术的共面波导传输线的结构示意图；图2为图1中A部分的立体结构示意图。具体的共面波导传输线包括介质基片A1、用于传输射频信号的中心导体带A2以及间隔设置于所述中心导体带相对两侧的两条接地导体带A3，所述介质基片A1具有相对设置的第一表面和第二表面，所述中心导体带A2和所述接地导体带A3均叠设固定于所述第一表面，所述中心导体带包括用于连接外部SMA连接器的第一段A21和由所述第一段A21远离所述SMA连接器的一端延伸的用于连接wifi6芯片的第二段A22；定义垂直于所述第一段A21向所述第二段A22的延伸方向的距离为宽度，所述第一段A21的宽度大于所述第二段A22的宽度形成阶跃结构以实现阻抗匹配。

然而，相关技术的共面波导传输线的阻抗匹配实现方式为阶跃结构，在wifi6频段范围内，相关技术的共面波导传输线的反射系数S11的值在2.4GHz-2.5GHz和5GHz-6GHz两个频段S11的值在15dB和10dB左右，不符合wifi6芯片测试中的EVB的要求，并且在实物加工误差和加上实际的电磁损耗，实际的测试性能将会变得更差，这将极大的影响wifi6芯片的测试性能。

因此，实有必要提供一种新的传输线和方法解决上述问题。

发明内容

针对以上现有技术的不足，本发明提出一种阻抗匹配好且传输指标好的共面波导传输线和共面波导传输线阻抗匹配设计方法。

为了解决上述技术问题，第一方面，本发明的实施例提供了一种共面波导传输线，其包括第一介质基片、用于传输射频信号的中心导体带以及间隔设置于所述中心导体带相对两侧的两条接地导体带，所述第一介质基片具有相对设置的第一表面和第二表面，所述中心导体带和所述接地导体带均叠设固定于所述第一表面，所述中心导体带包括用于连接外部SMA连接器的第一段和由所述第一段远离所述SMA连接器的一端延伸的用于连接外部芯片的第二段；定义垂直于所述第一段向所述第二段的延伸方向的距离为宽度，所述第一段的宽度大于所述第二段的宽度，使得所述第一段与所述第二段形成阶跃结构，以实现阻抗匹配；所述第一表面设有向所述第二表面凹陷形成的呈矩形的凹槽；所述中心导体带的部分叠设固定于所述凹槽远离所述第二表面的一侧，以使所述凹槽形成缺陷地结构，实现射频信号在预设频段内的阻抗匹配。

优选的，所述第一段叠设固定于所述凹槽远离所述第二表面的一侧。

优选的，所述凹槽的宽度大于所述第一段的宽度。

优选的，定义所述第一段向所述第二段的延伸方向的距离为长度，所述凹槽的长度与所述第一段的长度相同。

优选的，所述共面波导传输线还包括叠设固定于所述第二表面的金属接地层和贯穿所述第一介质基片的多个第一金属化通孔，所述第一金属化通孔分别与所述接地导体带和所述金属接地层连接。

优选的，多个所述第一金属化通孔间隔设置于所述中心导体带的相对两侧。

优选的，多个所述第一金属化通孔等间距排列。

优选的，所述共面波导传输线还包括叠设于所述金属接地层远离所述第一介质基片一侧的所述第二介质基片以及贯穿所述第二介质基片且与所述金属接地层连接的第二金属化通孔，所述第二金属化通孔用于与所述SMA连接器的焊盘中的接地管脚电连接。

优选的，所述第二金属化通孔包括两个，每一所述第二金属化通孔与相应的其中一个所述第一金属化通孔正对设置。

第二方面，本发明的实施例提供了一种共面波导传输线阻抗匹配设计方法，该方法基于如本发明的实施例提供的上述共面波导传输线，所述共面波导传输线阻抗匹配设计方法包括如下步骤：

步骤S1、在所述第一表面设置所述凹槽，并调整所述凹槽与所述中心导体带的相对位置；

步骤S2、调整所述凹槽的宽度和长度，以实现射频信号在所述预设频段内的阻抗匹配。

与相关技术相比，本发明的共面波导传输线和共面波导传输线阻抗匹配设计方法通过在第一介质基片的第一表面设置呈矩形的凹槽，并将所述中心导体带的部分叠设固定于所述凹槽，以使所述凹槽形成缺陷地结构，实现射频信号在wifi6频段内的阻抗匹配。具体的，通过调整所述凹槽的宽度和长度，以实现射频信号在所述预设频段内的阻抗匹配。更优的，通过设置第二介质基片和第二金属化通孔，使得第二金属化通孔与外部的SMA连接器的焊盘中的接地管脚电连接，从而有效提高EVB板与SMA连接器的接触度，从而提升了EVB板的测试性能，特别是wifi6芯片5GHz-6GHz频段的高频部分测试的传输指标。

附图说明

下面结合附图详细说明本发明。通过结合以下附图所作的详细描述，本发明的上述或其他方面的内容将变得更清楚和更容易理解。附图中，

图1为相关技术的共面波导传输线的结构示意图；

图2为图1中A部分的立体结构示意图；

图3为本发明实施例提供的共面波导传输线的结构示意图；

图4为图3中B部分的放大示意图；

图5为图3中B部分的立体结构示意图；

图6为相关技术的共面波导传输线的反射系数幅度频率关系曲线；

图7为本发明的共面波导传输线的反射系数幅度频率关系曲线；

图8为本发明实施例提供的共面波导传输线阻抗匹配设计方法的流程框图。

具体实施方式

下面结合附图详细说明本发明的具体实施方式。

在此记载的具体实施方式/实施例为本发明的特定的具体实施方式，用于说明本发明的构思，均是解释性和示例性的，不应解释为对本发明实施方式及本发明范围的限制。除在此记载的实施例外，本领域技术人员还能够基于本申请权利要求书和说明书所公开的内容采用显而易见的其它技术方案，这些技术方案包括采用对在此记载的实施例的做出任何显而易见的替换和修改的技术方案，都在本发明的保护范围之内。

本发明实施例提供一种共面波导传输线100。

请同时参考图3-5所示，图3为本发明实施例提供的共面波导传输线的结构示意图；图4为图3中B部分的放大示意图；图5为图3中B部分的立体结构示意图。

所述共面波导传输线100包括第一介质基片1、第二介质基片2、中心导体带3、接地导体带4、金属接地层5、第一金属化通孔6以及第二金属化通孔7。

所述第一介质基片1具有相对设置的第一表面11和第二表面(图未示)。

所述第二介质基片2叠设于所述第一介质基片1的第二表面一侧。具体的，所述第二介质基片2叠设于所述金属接地层5远离所述第一介质基片1一侧。其中，所述第二介质基片2的厚度大于所述第一介质基片1的厚度。

所述中心导体带3用于传输射频信号。所述中心导体带3叠设固定于所述第一表面11。

具体的，所述中心导体带3包括用于连接外部SMA连接器的第一段31和由所述第一段31远离所述SMA连接器的一端延伸的用于连接外部芯片的第二段32。

所述接地导体带4叠设固定于所述第一表面11。所述接地导体带4包括两个，所述接地导体带4间隔设置于所述中心导体带3相对两侧。

定义垂直于所述第一段31向所述第二段32的延伸方向的距离为宽度。所述第一段31的宽度为W1。所述第二段32的宽度为W2。所述第一段31的宽度W1大于所述第二段32的宽度W2，使得所述第一段31与所述第二段32形成阶跃结构，以实现阻抗匹配

为了更好的实现射频信号在wifi6频段内的阻抗匹配，所述共面波导传输线100通过凹槽10实现。具体的，所述第一表面11设有向所述第二表面凹陷形成的呈矩形的凹槽10。所述中心导体带3的部分叠设固定于所述凹槽10远离所述第二表面的一侧，其中，所述第一段31叠设固定于所述凹槽10远离所述第二表面的一侧。以使所述凹槽10形成缺陷地结构，实现射频信号在预设频段内的阻抗匹配。预设频段为wifi6频段。具体的，wifi6频段为1GHz至7GHz的范围。

本实施方式中，定义所述凹槽10的宽度为S2。所述凹槽10的宽度S2大于所述第一段31的宽度W1。也就是说，所述第一段31沿所述第一表面11朝向所述第二表面方向的正投影完全落在所述凹槽10内。更优的，所述第一段31位于所述凹槽10的中央。

定义所述第一段31向所述第二段32的延伸方向的距离为长度。所述凹槽10的长度为L1。所述凹槽10的长度与所述第一段31的长度相同。当然，不限于此，调整所述凹槽10的长度L1，也有利于阻抗匹配。

所述金属接地层5叠设固定于所述第二表面。所述金属接地层5用于接地。

所述第一金属化通孔6贯穿所述第一介质基片1。所述第一金属化通孔6分别与所述接地导体带4和所述金属接地层5连接。

所述第一金属化通孔6包括多个。本实施方式中，多个所述第一金属化通孔6间隔设置于所述中心导体带3的相对两侧。该结构有利于所述中心导体带3传输射频信号并防止信号干扰。

更优的是，多个所述第一金属化通孔6等间距排列。该结构使得所述接地导体带4和所述金属接地层5的接地效果好，防止电压差，从而有利于所述中心导体带3传输射频信号并防止信号干扰。

所述第二金属化通孔7用于与所述SMA连接器的焊盘中的接地管脚电连接。所述第二金属化通孔7贯穿所述第二介质基片2且与所述金属接地层5连接。

具体的，所述第二金属化通孔7包括两个。每一所述第二金属化通孔7与相应的其中一个所述第一金属化通孔6正对设置。所述第二金属化通孔7通过所述金属接地层5与所述第一金属化通孔6连接，即所述SMA连接器的焊盘中的接地管脚依次通过第二金属化通孔7、所述金属接地层5、所述第一金属化通孔6与所述接地导体带4连接，该结构有效提高EVB板与SMA连接器的接触度，从而提升了EVB板的测试性能，特别是wifi6芯片5GHz-6GHz频段的高频部分测试的传输指标。

为了验证共面波导传输线100具有阻抗匹配好且传输指标好特性，相关技术的共面波导传输线和本发明的共面波导传输线100的反射系数幅度频率关系曲线进行对比如下：

请参考图1-2所示的相关技术的共面波导传输线结构，其中，介质基片A1采用的介电常数ε＝4.4以及介质基片A1的高度为6.6mil的D_FR4的介质材料，所述第一段A21宽度为13.77mil，所述第一段A21与接地导体带A3的间隙S1＝19mil。所述第一段A21为连接芯片焊盘的传输线，因此，所述第一段A21为相对比较细的高阻抗线，为了实现50欧姆到高阻抗的阻抗匹配，关技术的共面波导传输线的匹配方式采用的是阶跃结构。

请参考图6所示，图6为相关技术的共面波导传输线的反射系数幅度频率关系曲线。

其中，B1为通过CPW仿真的反射系数幅度频率关系曲线；

B2为凹槽10的长度L1＝104mil，改变凹槽10的宽度为S2＝34mil的反射系数幅度频率关系曲线；

B3为凹槽10的长度L1＝104mil，改变凹槽10的宽度为S2＝38mil的反射系数幅度频率关系曲线；

B4为凹槽10的长度L1＝114mil，改变凹槽10的宽度为S2＝34mil的反射系数幅度频率关系曲线。

由B1-B4的曲线对比可以看出：该反射系数幅度频率关系曲线在2.4GHz-2.5GHz和5GHz-6GHz两个频段反射系数S11的值在15dB和10dB左右，不符合芯片测试EVB的要求，在实物加工误差和加上实际的电磁损耗，实际的测试性能将会变得更差，这将极大的影响芯片的测试性能。

本发明的共面波导传输线100中，第一介质基片1的厚度h1＝6.6mil，第二介质基片2的厚度h2＝40.5mil，第一段31与接地导体带4的间隙S1＝19mil，第二段32与接地导体带4的间隙S3＝20mil,第一段31的宽度W1＝13.77mil，凹槽10的宽度为S2＝34mil，凹槽10的长度为L1＝114mil；第二金属化通孔7为正方形，第二金属化通孔7的宽度L2＝16mil。

请参考图7所示，图7为本发明的共面波导传输线的反射系数幅度频率关系曲线。

其中，C1为通过EVB板测试数据的反射系数幅度频率关系曲线；

C2为通过CPW仿真的反射系数幅度频率关系曲线；

C3为凹槽10的长度L1＝114mil，改变凹槽10的宽度为S2＝34mil修改第二金属化通孔7结构的测试数据的反射系数幅度频率关系曲线；

C4为凹槽10的长度L1＝114mil，改变凹槽10的宽度为S2＝34mil的反射系数幅度频率关系曲线；

C5为凹槽10的长度L1＝114mil，改变凹槽10的宽度为S2＝34mil测试数据的反射系数幅度频率关系曲线。

由C1-C5的曲线对比由图4可得：

在保持凹槽10的长度L1＝104mil不变的情况下，改变凹槽10的宽度为S2可以看出宽度越大反射系数幅度(即S11的值)越好。在保持凹槽10的宽度为S2不变的情况下，凹槽10的长度L1越短性能越差。

合理地调节凹槽10尺寸大小可以实现2.4GHz和5GHz频段的阻抗匹配，S11的值基本维持在-25dB以下，甚至达到了-30dB左右，完美符合芯片EVB测试环境要求。

另外，从测量数据中可以看出设置第二金属化通孔7结构在低频部分性能基本没有改变，但是在高频部分具有一定的性能提升，特别在wifi6芯片5GHz至6GHz频段的测试效果明显，共面波导传输线100传输性能好。

本发明还提供一种共面波导传输线阻抗匹配设计方法。

所述共面波导传输线阻抗匹配设计方法基于所述共面波导传输线100。

请参考图8所示，图8为本发明实施例提供的共面波导传输线阻抗匹配设计方法的流程框图。所述共面波导传输线阻抗匹配设计方法包括如下步骤：

步骤S1、在所述第一表面11设置所述凹槽10。并调整所述凹槽10与所述中心导体带3的相对位置。

步骤S2、调整所述凹槽10的宽度和长度。以实现射频信号在所述预设频段内的阻抗匹配。

与相关技术相比，本发明的共面波导传输线和共面波导传输线阻抗匹配设计方法通过在第一介质基片的第一表面设置呈矩形的凹槽，并将所述中心导体带的部分叠设固定于所述凹槽，以使所述凹槽形成缺陷地结构，实现射频信号在预设频段内的阻抗匹配。具体的，通过调整所述凹槽的宽度和长度，以实现射频信号在所述预设频段内的阻抗匹配。更优的，通过设置第二介质基片和第二金属化通孔，使得第二金属化通孔与外部的SMA连接器的焊盘中的接地管脚电连接，从而有效提高EVB板与SMA连接器的接触度，从而提升了EVB板的测试性能，特别是wifi6芯片5GHz-6GHz频段的高频部分测试的传输指标。

需要说明的是，以上参照附图所描述的各个实施例仅用以说明本发明而非限制本发明的范围，本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下对本发明进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的范围之内。此外，除上下文另有所指外，以单数形式出现的词包括复数形式，反之亦然。另外，除非特别说明，那么任何实施例的全部或一部分可结合任何其它实施例的全部或一部分来使用。

Claims (8)

1.一种共面波导传输线，其包括第一介质基片、用于传输射频信号的中心导体带以及间隔设置于所述中心导体带相对两侧的两条接地导体带，所述第一介质基片具有相对设置的第一表面和第二表面，所述中心导体带和所述接地导体带均叠设固定于所述第一表面，所述中心导体带包括用于连接外部SMA连接器的第一段和由所述第一段远离所述SMA连接器的一端延伸的用于连接外部芯片的第二段；定义垂直于所述第一段向所述第二段的延伸方向的距离为宽度，所述第一段的宽度大于所述第二段的宽度，使得所述第一段与所述第二段形成阶跃结构，以实现阻抗匹配；其特征在于，

所述第一表面设有向所述第二表面凹陷形成的呈矩形的凹槽；所述中心导体带的部分叠设固定于所述凹槽远离所述第二表面的一侧，以使所述凹槽形成缺陷地结构，实现射频信号在预设频段内的阻抗匹配；

所述共面波导传输线还包括叠设固定于所述第二表面的金属接地层和贯穿所述第一介质基片的多个第一金属化通孔，所述第一金属化通孔分别与所述接地导体带和所述金属接地层连接；多个所述第一金属化通孔间隔设置于所述中心导体带的相对两侧。

2.根据权利要求1所述的共面波导传输线，其特征在于，所述第一段叠设固定于所述凹槽远离所述第二表面的一侧。

3.根据权利要求2所述的共面波导传输线，其特征在于，所述凹槽的宽度大于所述第一段的宽度。

4.根据权利要求3所述的共面波导传输线，其特征在于，定义所述第一段向所述第二段的延伸方向的距离为长度，所述凹槽的长度与所述第一段的长度相同。

5.根据权利要求1所述的共面波导传输线，其特征在于，多个所述第一金属化通孔等间距排列。

6.根据权利要求1所述的共面波导传输线，其特征在于，所述共面波导传输线还包括叠设于所述金属接地层远离所述第一介质基片一侧的第二介质基片以及贯穿所述第二介质基片且与所述金属接地层连接的第二金属化通孔，所述第二金属化通孔用于与所述SMA连接器的焊盘中的接地管脚电连接。

7.据权利要求6所述的共面波导传输线，其特征在于，所述第二金属化通孔包括两个，每一所述第二金属化通孔与相应的其中一个所述第一金属化通孔正对设置。

8.一种共面波导传输线阻抗匹配设计方法，其特征在于，该方法基于如权利要求1-7中任意一项的所述共面波导传输线，所述共面波导传输线阻抗匹配设计方法包括如下步骤：

步骤S1、在所述第一表面设置所述凹槽，并调整所述凹槽与所述中心导体带的相对位置；

步骤S2、调整所述凹槽的宽度和长度，以实现射频信号在所述预设频段内的阻抗匹配。

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