CN114268258B - 基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及电感辨识技术领域，具体地说，涉及基于Sigma‑Delta电流采样的电感辨识方法。其包括以下步骤：通过控制系统控制驱动器输出电流，使永磁同步电机转子缓慢运行至0°电角度位置，控制输出电流为0；通过控制系统控制驱动器输出电压，等待转子稳定，然后控制输出电流为0；通过控制系统控制驱动器输出电压，控制输出电流为0。本发明计算量小，实现过程简单，解决了Sigma‑Delta数据抽取滤波器导致的电流采样偏移问题，且充分考虑了电阻的影响，克服了逆变器死区效应及非线性特性的影响，提高了永磁同步电机d‑q轴电感Ld(Lq)的辨识精度，克服了辨识过程中电机抖动导致的电感辨识精度低的问题。
Description
技术领域
本发明涉及电感辨识技术领域，具体地说，涉及基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法。
背景技术
矢量控制作为当前永磁同步电机的主要控制技术，其控制性能往往依赖于高精度的电流采样和准确的电机参数，而电流采样又以Sigma-Delta调制型模数转换器(ADC)为代表，已经广泛应用于永磁同步电机的控制，且采样精度一般是SAR型(又名逐次比较型)ADC的1.2～1.5倍，对于矢量控制而言，永磁同步电机的d-q轴电感对电流控制、弱磁控制、最大转矩电流比控制、无位置传感器控制等算法均有较大的影响，而永磁同步电机的d-q轴电感Ld、Lq受磁场饱和特性影响较大，会随着定子电流的增大而减小，为了保证永磁同步电机的高性能控制，实现高精度的电流采样的同时并获取准确的d-q轴电感及其特性显得尤为重要；
现有的永磁同步电机d-q轴电感获取技术一般有：
1、零状态响应法，向定子线圈注入某一固定阶跃电压，定子电流从0上升到稳态值的0.632倍的时间即定子电路时间常数τ，根据已知的电阻R可计算得到电感L＝τ*R。依据此方法，分别注入不同大小的阶跃电压，即可获取不同定子电流下的电感值；但是，阶跃电压法实现困难，无法区分d-q轴电感，受逆变器死区效应和开通时间影响较大，且对电流采样要求较高；
2、斜率法：向定子线圈注入恒占空比、幅值为U、时间为△t的脉冲电压，忽略电阻压降，根据RL电路零状态响应，可计算电感L＝U/(di/dt)；但此方法受电阻压降、逆变器死区效应和开通关断时间影响较大；
3、高频电压法，通过对定子注入幅值为U、频率为ω的高频旋转电压，当频率ω足够大时，电阻压降忽略不计，电流稳定后，检测电压周期内的电流最大值Imax和最小值Imin，计算直轴电感Ld＝U/(ω*Imax)和交轴电感Lq＝U/(ω*Imin)；但是，由于注入的频率较高，导致采样点过少，无法获取准确的d-q轴电感，且受逆变器死区效应和开通关断时间影响较大，鉴于此，我们提出基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法。
发明内容
本发明的目的在于提供基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本发明提供基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法，包括以下步骤：
S1、通过控制系统控制驱动器输出电流，使永磁同步电机转子缓慢运行至0°电角度位置，等待转子稳定，然后控制输出电流为0；
S2、通过控制系统控制驱动器输出电压，使d-q轴电压udRef为0，同时复位电流控制，保持坐标变换角为0°，给定d轴电压udRef为ud1，持续n个电流控制周期后将d轴给定电压清零，同时采集d轴反馈电流id1，第n+1个周期控制输出电流，将转子定位至d轴电角度0°位置，等待转子稳定，然后控制输出电流为0；
S3、重复S2，将给定d轴电压依次设为-udm，…，-ud2，-ud1，+ud1，+ud2，…，+ud3，可采集到d轴反馈电流-idm，…，-id2，-id1，+id1，+id2，…，+idm，依次计算相应d轴反馈电流下的d轴电感Ldm-，…，Ld2-，Ld1-，Ld1+，Ld2+，…，Ldm+；
S4、通过控制系统控制驱动器输出电压，使d-q轴电压udRef(uqRef)为0，复位电流控制，保持坐标变换角为0°，给定q轴电压uqRef为uq1，持续n个电流控制周期后将q轴给定电压uqRef清零，同时采集q轴反馈电流iq1，第n+1个周期控制输出电流，将转子定位至d轴电角度0°位置，等待转子稳定，然后控制输出电流为0；
S5、重复S4，将给定q轴电压依次设为-uqm，…，-uq2，-uq1，+uq1，+uq2，…，+uqm，可采集到q轴反馈电流-iqm，…，-iq2，-iq1，+iq1，+iq2，…，+iqm，依次计算相应q轴反馈电流下的q轴电感Lqm-，…，Lq2-，Lq1-，Lq1+，Lq2+，…，Lqm+。
作为本技术方案的进一步改进，所述S1的具体过程为：
首先驱动器切换为电流控制模式，启动Sigma-Delta电流采样，保证采样动作在PWM周期同步控制信号前0.5个τd时刻启动，在PWM周期同步控制信号后0.5个τd时刻获取电流反馈，给定q轴电流为0，d轴电流给定从0开始缓慢提升至永磁同步电机额定电流，提升时间为1s，保持坐标变换角为0°，然后延时等待100个PWM周期。
作为本技术方案的进一步改进，所述S4的具体过程为：
驱动器切换为电压控制模式，给定d-q轴电压udRef(uqRef)为0，复位电流环调节器，延时100个PWM周期，等待d-q轴反馈电流为0，同时保持坐标变换角为0°，给定q轴电压为最大输出电压幅值的1/32，持续4个PWM控制周期后将q轴给定电压清零，同时采集第4个PWM控制周期后的q轴反馈电流，第5个PWM控制周期切换为电流控制，逐步提升d轴电流给定为永磁同步电机额定电流，q轴电流给定为0，持续50个PWM控制周期后给定d轴电流为0，然后延时50个PWM控制周期等待转子稳定，确保下一次脉冲电压给定时转子处于电角度0°位置。
作为本技术方案的进一步改进，所述控制系统包括d轴电压指令模块、q轴电压指令模块、d轴电流指令模块、q轴电流指令模块、坐标变换角模块、电流采样时序控制模块、d轴PI调节器、q轴PI调节器、电压电流控制切换开关模块、Park逆变换模块、Park变换模块、电感辨识模块、SVPWM调制器模块、Clark变换模块、逆变器与电源模块、Sigma-Delta电流采样模块和永磁同步电机；
其中，所述d轴电压指令模块用于给定d轴的电压，q轴电压指令模块用于给定q轴的电压，d轴电流指令模块用于给定d轴的电流，q轴电流指令模块用于给定q轴的电流，坐标变换角模块用于保持坐标变换角的度数，电流采样时序控制模块用于控制电流采样的序列，d轴PI调节器用于根据给定值与实际输出值构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对d轴进行控制，q轴PI调节器用于根据给定值与实际输出值构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对p轴进行控制，电压电流控制切换开关模块用于切换电压控制模式和电流控制模式，Park逆变换模块用于将Park变换模块坐标逆变换回来，Park变换模块用于将交流变化的量变换到直流坐标系下，电感辨识模块用于计算相应电流下的电感辨识值，SVPWM调制器模块用于利用坐标变换，将三相电压等效变换成直流分量来实现解耦控制，Clark变换模块用于瞬时无功功率控制，逆变器与电源模块用于把直流电能转变成交流电，Sigma-Delta电流采样模块用于使用Sinc数字抽取滤波器获取采样数据，永磁同步电机用于作为电感辨识的载体。
作为本技术方案的进一步改进，所述d轴电压指令模块、q轴电压指令模块、d轴PI调节器和q轴PI调节器的输出端连接电压电流控制切换开关模块输入端，d轴电流指令模块的输出端与Park变换模块的输出端id作差后连接d轴PI调节器的输入端，q轴电流指令模块的输出端与Park变换模块的输出端iq作差后连接q轴PI调节器的输入端，坐标变换角模块的输出端连接Park逆变换模块和Park变换模块的输入端，电流采样时序控制模块的输出端连接Sigma-Delta电流采样模块的输入端，电压电流控制切换开关模块的输出端连接d轴PI调节器、Park逆变换模块和电感辨识模块的输入端，Park逆变换模块的输出端连接SVPWM调制器模块的输入端，Park变换模块的输出端连接电感辨识模块的输入端，SVPWM调制器模块的输出端连接电感辨识模块的输入端，SVPWM调制器模块的输出端连接逆变器与电源模块的输入端，Clark变换模块的输出端连接Park变换模块的输入端，逆变器与电源模块的输出端连接电感辨识模块的输入端，逆变器与电源模块的输出端连接Sigma-Delta电流采样模块和永磁同步电机的输入端，Sigma-Delta电流采样模块输出端连接Clark变换模块的输入端。
作为本技术方案的进一步改进，所述S3和S5中采集电流均采用Sigma-Delta电流采样模块，用于使用Sinc数字抽取滤波器获取采样数据。
作为本技术方案的进一步改进，所述Sinc数字抽取滤波器所需的时间表达式如下：
τd＝τM×(N×DR-2)
其中，τd为Sinc数字抽取滤波器所需的时间，N为Sinc滤波器阶数，τM为Sigma-Delta调制器时钟周期，DR为抽取率。
作为本技术方案的进一步改进，所述SVPWM调制器模块在SVPWM调制时，对于矢量“100”即电角度0°位置，其幅值最大值Umax为直流母线电压的2/3，在一个PWM周期内，等效的RL电路中电压矢量所产生的电流变化情况可表示为：
其中，I1、Ie、Id、Ic、Ib和Ia表示不同周期的电流，t1表示有效矢量“100”时间，t2表示零矢量“000”或“111”时间，Umax表示PWM输出电压幅值，R表示环路总电阻，L表示环路总电感。
作为本技术方案的进一步改进，所述永磁同步电机在d-q同步旋转坐标系下的电压方程可表示为：
其中，Ud为d轴的电压，Uq为q轴的电压，Uddead(Uqdead)是死区损失电压，UdErr和UqErr分别为d轴和q轴的逆变器非线性损失电压，Kd和Kq分别为d轴和q轴与电流正相关，
和
分别为d轴和q轴电阻上的等效电流。
与现有技术相比，本发明的有益效果：
1、该基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法中，通过控制系统控制驱动器输出电压和电流，实现了基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识技术，计算量小，实现过程简单，解决了Sigma-Delta数据抽取滤波器导致的电流采样偏移问题。
2、该基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法中，充分考虑了电阻的影响，克服了逆变器死区效应及非线性特性的影响，提高了永磁同步电机d-q轴电感Ld(Lq)的辨识精度。
3、该基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法中，克服了辨识过程中电机抖动导致的电感辨识精度低的问题。
4、该基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法中，可以辨识永磁同步电机在不同电流大小程度下的d-q轴电感Ld(Lq)特性。
附图说明
图1为本发明实施例1的整体结构流程图；
图2为本发明实施例1的控制系统控制结构框图；
图3为本发明实施例1的Sigma-Delta调制型电流采样在7段式SVPWM发波中100矢量的时序图；
图4为本发明实施例1的一阶RL电路的电流采样的纹波示意图；
图5为本发明实施例1的永磁同步电机在静止状态下的d轴等效电路图；
图6为本发明实施例1的永磁同步电机在静止状态下的q轴等效电路图；
图7为本发明实施例1的永磁同步电机的q轴脉冲电压电流响应结果图；
图8为本发明实施例1的永磁同步电机的d-q轴特性。
图中各个标号意义为：
1、d轴电压指令模块；2、q轴电压指令模块；3、d轴电流指令模块；4、q轴电流指令模块；5、坐标变换角模块；6、电流采样时序控制模块；7、d轴PI调节器；8、q轴PI调节器；9、电压电流控制切换开关模块；10、Park逆变换模块；11、Park变换模块；12、电感辨识模块；13、SVPWM调制器模块；14、Clark变换模块；15、逆变器与电源模块；16、Sigma-Delta电流采样模块；17、永磁同步电机。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1
请参阅图1-图4所示，本实施例提供基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法，包括以下步骤：
S1、通过控制系统控制驱动器输出电流，使永磁同步电机转子缓慢运行至0°电角度位置，等待转子稳定，然后控制输出电流为0；
其中，S1的具体过程为：
首先驱动器切换为电流控制模式，启动Sigma-Delta电流采样，保证采样动作在PWM周期同步控制信号前0.5个τd时刻启动，在PWM周期同步控制信号后0.5个τd时刻获取电流反馈，给定q轴电流为0，d轴电流给定从0开始缓慢提升至永磁同步电机额定电流，提升时间为1s，保持坐标变换角为0°，然后延时等待100个PWM周期。
S2、通过控制系统控制驱动器输出电压，使d-q轴电压udRef为0，同时复位电流控制，保持坐标变换角为0°，给定d轴电压udRef为ud1，持续n个电流控制周期后将d轴给定电压清零，同时采集d轴反馈电流id1，第n+1个周期控制输出电流，将转子定位至d轴电角度0°位置，等待转子稳定，然后控制输出电流为0；
S3、重复S2，将给定d轴电压依次设为-udm，…，-ud2，-ud1，+ud1，+ud2，…，+ud3，可采集到d轴反馈电流-idm，…，-id2，-id1，+id1，+id2，…，+idm，依次计算相应d轴反馈电流下的d轴电感Ldm-，…，Ld2-，Ld1-，Ld1+，Ld2+，…，Ldm+；
S4、通过控制系统控制驱动器输出电压，使d-q轴电压udRef(uqRef)为0，复位电流控制，保持坐标变换角为0°，给定q轴电压uqRef为uq1，持续n个电流控制周期后将q轴给定电压uqRef清零，同时采集q轴反馈电流iq1，第n+1个周期控制输出电流，将转子定位至d轴电角度0°位置，等待转子稳定，然后控制输出电流为0；
具体的，S4的具体过程为：
驱动器切换为电压控制模式，给定d-q轴电压udRef(uqRef)为0，复位电流环调节器，延时100个PWM周期，等待d-q轴反馈电流为0，同时保持坐标变换角为0°，给定q轴电压为最大输出电压幅值的1/32，持续4个PWM控制周期后将q轴给定电压清零，同时采集第4个PWM控制周期后的q轴反馈电流，第5个PWM控制周期切换为电流控制，逐步提升d轴电流给定为永磁同步电机额定电流，q轴电流给定为0，持续50个PWM控制周期后给定d轴电流为0，然后延时50个PWM控制周期等待转子稳定，确保下一次脉冲电压给定时转子处于电角度0°位置。
S5、重复S4，将给定q轴电压依次设为-uqm，…，-uq2，-uq1，+uq1，+uq2，…，+uqm，可采集到q轴反馈电流-iqm，…，-iq2，-iq1，+iq1，+iq2，…，+iqm，依次计算相应q轴反馈电流下的q轴电感Lqm-，…，Lq2-，Lq1-，Lq1+，Lq2+，…，Lqm+，计算量小，实现过程简单，解决了Sigma-Delta数据抽取滤波器导致的电流采样偏移问题。
值得说明的，控制系统包括d轴电压指令模块1、q轴电压指令模块2、d轴电流指令模块3、q轴电流指令模块4、坐标变换角模块5、电流采样时序控制模块6、d轴PI调节器7、q轴PI调节器8、电压电流控制切换开关模块9、Park逆变换模块10、Park变换模块11、电感辨识模块12、SVPWM调制器模块13、Clark变换模块14、逆变器与电源模块15、Sigma-Delta电流采样模块16和永磁同步电机17；
其中，d轴电压指令模块1用于给定d轴的电压，q轴电压指令模块用于给定q轴的电压，d轴电流指令模块用于给定d轴的电流，q轴电流指令模块用于给定q轴的电流，坐标变换角模块5用于保持坐标变换角的度数，电流采样时序控制模块6用于控制电流采样的序列，d轴PI调节器7用于根据给定值与实际输出值构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对d轴进行控制，q轴PI调节器8用于根据给定值与实际输出值构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对p轴进行控制，电压电流控制切换开关模块9用于切换电压控制模式和电流控制模式，Park逆变换模块10用于将Park变换模块11坐标逆变换回来，Park变换模块11用于将交流变化的量变换到直流坐标系下，从abc坐标变换到dq0坐标，ua,ub,uc,ia,ib,ic,磁链a,磁链b,磁链c这些量都变换到dq0坐标中，电感辨识模块12用于计算相应电流下的电感辨识值，SVPWM调制器模块13用于利用坐标变换，将三相电压等效变换成直流分量来实现解耦控制，Clark变换模块14用于瞬时无功功率控制，逆变器与电源模块15用于把直流电能转变成交流电，Sigma-Delta电流采样模块16用于使用Sinc数字抽取滤波器获取采样数据，永磁同步电机17用于作为电感辨识的载体。
此外，d轴电压指令模块1、q轴电压指令模块2、d轴PI调节器7和q轴PI调节器8的输出端连接电压电流控制切换开关模块9输入端，d轴电流指令模块3的输出端与Park变换模块11的输出端id作差后连接d轴PI调节器7的输入端，q轴电流指令模块4的输出端与Park变换模块11的输出端iq作差后连接q轴PI调节器8的输入端，坐标变换角模块5的输出端连接Park逆变换模块10和Park变换模块11的输入端，电流采样时序控制模块6的输出端连接Sigma-Delta电流采样模块16的输入端，电压电流控制切换开关模块9的输出端连接d轴PI调节器7、Park逆变换模块10和电感辨识模块12的输入端，Park逆变换模块10的输出端连接SVPWM调制器模块13的输入端，Park变换模块11的输出端连接电感辨识模块12的输入端，SVPWM调制器模块13的输出端连接电感辨识模块12的输入端，SVPWM调制器模块13的输出端连接逆变器与电源模块15的输入端，Clark变换模块14的输出端连接Park变换模块11的输入端，逆变器与电源模块15的输出端连接电感辨识模块12的输入端，逆变器与电源模块15的输出端连接Sigma-Delta电流采样模块16和永磁同步电机17的输入端，Sigma-Delta电流采样模块16输出端连接Clark变换模块14的输入端。
进一步的，S3和S5中采集电流均采用Sigma-Delta电流采样模块16，用于使用Sinc数字抽取滤波器获取采样数据。
具体的，Sinc数字抽取滤波器所需的时间表达式如下：
τd＝τM×(N×DR-2)
其中，τd为Sinc数字抽取滤波器所需的时间，N为Sinc滤波器阶数，τM为Sigma-Delta调制器时钟周期，DR为抽取率，当使用Sinc滤波器获取样本时，假设τM＝100ns，N＝3，DR＝64，则必须在同步采样信号前的0.5个τd时刻启动，然后在同步采样信号后的0.5个τd时刻即可准确获取同步采样信号时的采样结果。
实施例2
为了辨识永磁同步电机在不同电流大小程度下的d-q轴电感Ld(Lq)特性，本实施例与实施例1不同的是，其中：
SVPWM调制器模块13在SVPWM调制时，对于矢量“100”即电角度0°位置，其幅值最大值Umax为直流母线电压的2/3，在一个PWM周期内，等效的RL电路中电压矢量所产生的电流变化情况可表示为：
其中，I1、Ie、Id、Ic、Ib和Ia表示不同周期的电流，t1表示有效矢量“100”时间，t2表示零矢量“000”或“111”时间，Umax表示PWM输出电压幅值，R表示环路总电阻，L表示环路总电感，其中，Ts＝2×t1+4×t2，Ts表示PWM周期，由于实际
令
可得：
I1＝(1-2Ka-4Kb)I0+(2-Ka-4Kb)Kc。
为了减小电流纹波，同时需要输出电流到达指定值，连续给定n个PWM周期的恒定脉冲电压，其中n优选为4，
由上式可有：
In＝(2-nKa-4nKb)nKc
式中，In表示第n个PWM周期时的电流，显然，以脉冲电压给定的形式，电阻上的电压不可直接忽略，因此可有：
根据上式，在零状态及n个PWM周期的恒定脉冲电压给定下，可有：
因此，电阻上的等效电流：
实施例3
考虑逆变器非线性特性及死区效应，在静止状态下，如图5-图8所示，本实施例与实施例1不同的是，其中：
永磁同步电机17在d-q同步旋转坐标系下的电压方程可表示为：
其中，Ud为d轴的电压，Uq为q轴的电压，Uddead(Uqdead)是死区损失电压，UdErr和UqErr分别为d轴和q轴的逆变器非线性损失电压，Kd和Kq分别为d轴和q轴与电流正相关，
和
分别为d轴和q轴电阻上的等效电流。
为了消除死区及逆变器非线性影响，进行增量求差：
可计算永磁同步电机在d-q轴相应电流id(iq)的电感Ld(Lq)。使用本发明测量一台额定功率0.4kW，额定电压220V，额定电流2.8A，额定扭矩1.27Nm，额定转速3000rpm，定子电阻1.175Ω，交直轴电感7.25mH的永磁同步电机，其脉冲电流响应如图7所示，电感特性如图8所示，充分考虑了电阻的影响，克服了逆变器死区效应及非线性特性的影响，提高了永磁同步电机d-q轴电感Ld(Lq)的辨识精度，克服了辨识过程中电机抖动导致的电感辨识精度低的问题。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的仅为本发明的优选例，并不用来限制本发明，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。
Claims (7)
1.基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、通过控制系统控制驱动器输出电流，使永磁同步电机转子缓慢运行至0°电角度位置，等待转子稳定，然后控制输出电流为0；
S2、通过控制系统控制驱动器输出电压，使d-q轴电压udRef为0，同时复位电流控制，保持坐标变换角为0°，给定d轴电压udRef为ud1，持续n个电流控制周期后将d轴给定电压清零，同时采集d轴反馈电流id1，第n+1个周期控制输出电流，将转子定位至d轴电角度0°位置，等待转子稳定，然后控制输出电流为0；
S3、重复S2，将给定d轴电压依次设为-udm，…，-ud2，-ud1，+ud1，+ud2，…，+ud3，可采集到d轴反馈电流-idm，…，-id2，-id1，+id1，+id2，…，+idm，依次计算相应d轴反馈电流下的d轴电感；
S4、通过控制系统控制驱动器输出电压，使d-q轴电压udRef和uqRef为0，复位电流控制，保持坐标变换角为0°，给定q轴电压uqRef为uq1，持续n个电流控制周期后将q轴给定电压uqRef清零，同时采集q轴反馈电流iq1，第n+1个周期控制输出电流，将转子定位至d轴电角度0°位置，等待转子稳定，然后控制输出电流为0；
S5、重复S4，将给定q轴电压依次设为-uqm，…，-uq2，-uq1，+uq1，+uq2，…，+uqm，可采集到q轴反馈电流-iqm，…，-iq2，-iq1，+iq1，+iq2，…，+iqm，依次计算相应q轴反馈电流下的q轴电感；
所述控制系统包括d轴电压指令模块(1)、q轴电压指令模块(2)、d轴电流指令模块(3)、q轴电流指令模块(4)、坐标变换角模块(5)、电流采样时序控制模块(6)、d轴PI调节器(7)、q轴PI调节器(8)、电压电流控制切换开关模块(9)、Park逆变换模块(10)、Park变换模块(11)、电感辨识模块(12)、SVPWM调制器模块(13)、Clark变换模块(14)、逆变器与电源模块(15)、Sigma-Delta电流采样模块(16)和永磁同步电机(17)；
其中，所述d轴电压指令模块(1)用于给定d轴的电压，q轴电压指令模块(2)用于给定q轴的电压，d轴电流指令模块(3)用于给定d轴的电流，q轴电流指令模块(4)用于给定q轴的电流，坐标变换角模块(5)用于保持坐标变换角的度数，电流采样时序控制模块(6)用于控制电流采样的序列，d轴PI调节器(7)用于根据给定值与实际输出值构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对d轴进行控制，q轴PI调节器(8)用于根据给定值与实际输出值构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对q轴进行控制，电压电流控制切换开关模块(9)用于切换电压控制模式和电流控制模式，Park逆变换模块(10)用于将Park变换模块(11)坐标逆变换回来，Park变换模块(11)用于将交流变化的量变换到直流坐标系下，电感辨识模块(12)用于计算相应电流下的电感辨识值，SVPWM调制器模块(13)用于利用坐标变换，将三相电压等效变换成直流分量来实现解耦控制，Clark变换模块(14)用于瞬时无功功率控制，逆变器与电源模块(15)用于把直流电能转变成交流电，Sigma-Delta电流采样模块(16)用于使用Sinc数字抽取滤波器获取采样数据，永磁同步电机(17)用于作为电感辨识的载体；
所述永磁同步电机(17)在d-q同步旋转坐标系下的电压方程可表示为：
其中，Ud为d轴的电压，Uq为q轴的电压，Uddead和Uqdead是死区损失电压，UdErr和UqErr分别为d轴和q轴的逆变器非线性损失电压，Kd和Kq分别为d轴和q轴与电流正相关的系数，和分别为d轴和q轴电阻上的等效电流，id和iq分别为dq轴电流；
为了消除死区及逆变器非线性影响，进行增量求差：
可计算永磁同步电机在d-q轴相应电流id、iq的电感Ld、Lq。
2.根据权利要求1所述的基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法，其特征在于：所述S1的具体过程为：
首先驱动器切换为电流控制模式，启动Sigma-Delta电流采样，保证采样动作在PWM周期同步控制信号前0.5个τd时刻启动，在PWM周期同步控制信号后0.5个τd时刻获取电流反馈，给定q轴电流为0，d轴电流给定从0开始缓慢提升至永磁同步电机额定电流，提升时间为1s，保持坐标变换角为0°，然后延时等待100个PWM周期；
τd为Sinc数字抽取滤波器所需的时间。
3.根据权利要求1所述的基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法，其特征在于：所述S4的具体过程为：
驱动器切换为电压控制模式，给定d-q轴电压udRef和uqRef为0，复位电流环调节器，延时100个PWM周期，等待d-q轴反馈电流为0，同时保持坐标变换角为0°，给定q轴电压为最大输出电压幅值的1/32，持续4个PWM控制周期后将q轴给定电压清零，同时采集第4个PWM控制周期后的q轴反馈电流，第5个PWM控制周期切换为电流控制，逐步提升d轴电流给定为永磁同步电机额定电流，q轴电流给定为0，持续50个PWM控制周期后给定d轴电流为0，然后延时50个PWM控制周期等待转子稳定，确保下一次脉冲电压给定时转子处于电角度0°位置。
4.根据权利要求1所述的基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法，其特征在于：所述d轴电压指令模块(1)、q轴电压指令模块(2)、d轴PI调节器(7)和q轴PI调节器(8)的输出端连接电压电流控制切换开关模块(9)输入端，d轴电流指令模块(3)的输出端与Park变换模块(11)的输出端id作差后连接d轴PI调节器(7)的输入端，q轴电流指令模块(4)的输出端与Park变换模块(11)的输出端iq作差后连接q轴PI调节器(8)的输入端，坐标变换角模块(5)的输出端连接Park逆变换模块(10)和Park变换模块(11)的输入端，电流采样时序控制模块(6)的输出端连接Sigma-Delta电流采样模块(16)的输入端，电压电流控制切换开关模块(9)的输出端连接d轴PI调节器(7)、Park逆变换模块(10)和电感辨识模块(12)的输入端，Park逆变换模块(10)的输出端连接SVPWM调制器模块(13)的输入端，Park变换模块(11)的输出端连接电感辨识模块(12)的输入端，SVPWM调制器模块(13)的输出端连接电感辨识模块(12)的输入端，SVPWM调制器模块(13)的输出端连接逆变器与电源模块(15)的输入端，Clark变换模块(14)的输出端连接Park变换模块(11)的输入端，逆变器与电源模块(15)的输出端连接电感辨识模块(12)的输入端，逆变器与电源模块(15)的输出端连接Sigma-Delta电流采样模块(16)和永磁同步电机(17)的输入端，Sigma-Delta电流采样模块(16)输出端连接Clark变换模块(14)的输入端。
5.根据权利要求1所述的基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法，其特征在于：所述S3和S5中采集电流均采用Sigma-Delta电流采样模块(16)，用于使用Sinc数字抽取滤波器获取采样数据。
6.根据权利要求5所述的基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法，其特征在于：所述Sinc数字抽取滤波器所需的时间表达式如下：
τd＝τM×(N×DR-2)
其中，τd为Sinc数字抽取滤波器所需的时间，N为Sinc滤波器阶数，τM为Sigma-Delta调制器时钟周期，DR为抽取率。
7.根据权利要求1所述的基于Sigma-Delta电流采样的电感辨识方法，其特征在于：所述SVPWM调制器模块(13)在SVPWM调制时，对于矢量“100”即电角度0°位置，其幅值最大值Umax为直流母线电压的2/3，在一个PWM周期内，等效的RL电路中电压矢量所产生的电流变化情况可表示为：
其中，I1、Ie、Id、Ic、Ib和Ia表示不同周期的电流，t1表示有效矢量“100”时间，t2表示零矢量“000”或“111”时间，Umax表示PWM输出电压幅值，R表示环路总电阻，L表示环路总电感；I0＝0。
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