CN1142294A - 减少多用户干扰的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及减小输入信号的多用户干扰的装置和方法。根据本发明的装置包括多变元预测器(81)和判决量化器(82)，所述多变元预测器(81)工作在由提取干扰信号的装置(83)所提供的干扰信号η′(D)上，所述干扰信号η′(D)是从所述输入信号x(D)和输出信号(D)得到的，该输出信号(D)可在所述判决量化器(82)的输出端上得到，并从输出端反馈到所述用于提取干扰信号的装置(83)。

Description

减小多用户干扰的方法与装置

技术领域

本发明涉及码分多址(CDMA)多信道通信系统中、尤其是CDMA蜂窝无线电通信系统中减小多用户干扰的方法和装置。本发明还可应用于CDMA红外线(IR)网络。

发明的背景

无线通信系统，特别是蜂窝无线电电话通信系统和漫射红外线(IR)系统变得越来越重要，因为这些系统加强了通信的移动性，几乎在每一地点都可以给电话和计算机用户提供无线连接。后者通常用于室内，例如计算机、服务器之间的连接；而蜂窝无线电通信系统，如美国的模拟AMP系统和欧洲的数字GSM系统，则促进了几乎所有大城市地区的移动通信和数据交换。可以预期，正显露头角的个人通信网(PCN)将拥有比当前的模拟或数字蜂窝移动无线电技术更宽广的通信能力。在新出现的蜂窝系统中，高业务量容量和低功耗是两个重要问题。

当前，蜂窝无线电电话通信系统中的信道接入，是用频分多址(FDMA)和时分多址(TDMA)的方法实现的。在FDMA方式的系统中，系统容量受可用的频率(分频带)的数目限制；而TDMA系统的容量则受传送信号的每一帧的时隙数目限制。

相反，码分多址(CDMA)允许信号在频率和时间两域上重迭。因此，各CDMA信号共用同一频谱。在时域或频域中，许多个接入信号就呈现为相互在其上面。CDMA方式的通信系统模型示于图4中，要传送的第K个用户的数据流{b_k(n)}，如话音或数据，由该用户的特定信号S_K(t)进行调制。每一信号S_K(t)相应于一个独特的扩展码CK。将许多个扩谱信号调制一个射频(RF)载波，并通过该射频载波传送出去。在接收机中，将复合信号r(t)进行解调，并与一个选定的扩展码CK做相关运算。通过该用户特定扩展码的相关性，对相应的数据信号进行分离和译码。

CDMA技术有许多优点，预计CDMA方式的系统容量要比现有模拟FDMA系统高几倍。此外，CDMA可以抑制多径干扰和衰落。还有，扰码格式的CDMA信号使窃听或跟踪电话十分困难且代价昂贵，使用户通信更为安全保密，免受欺骗。

常规的CDMA系统是多用户干扰受限的系统，而上述的TDMA和FDMA系统则主要是频带受限的系统。因此，在CDMA的实际实施中，容量直接与信号/干扰(S/I)比有关，而信号/干扰比是多用户干扰的量度，是由其它重叠信号引起的。所以，有待解决的问题是，如何进一步增大系统容量又仍能保持合理的S/I比，以便能够有效而准确地进行信号译码。

常规的码分多址的蜂窝和微蜂窝无线系统采用长扩展码，即，其周期比数据符号持续时间长得多的序列采用复杂有效的卷积码来减缓多用户干扰的作用，并借助于功率控制方法来弥补“近-远问题”。然而，随着固定带宽的系统中同时传输的数目增加，或是随着不同用户信号的相对功率电平变得根本不同(近-远问题)，可以观测到高性能的恶化。这些系统对多用户干扰和“近-远问题”的敏感性会大大减小整个系统的容量。“近-远问题”对于异步的上行链路即从移动台(MS)至基站(BS)的通信更为严重，在这种情况下，不同用户的信号抵达基站时具有不同的功率电平。相反，在同步的下行链路上，从基站至移动台，多用户干扰主要是由于相邻基站的同时传输引起的。

下面对与本发明有关的某些常规CDMA系统、特别是其中的接收机进行描述。关于常规异步CDMA系统的性能所受的各种限制，M.B.Pursley在“相位编码扩频多路通信的性能评估-第一部分：系统分析”一文中已做过讨论(IEEETransactions on Communications，Vol.COM-25，PP.795-799，Aug，1977)。

关于由一组匹配滤波器后接执行联合最大似然序列估计(MLSE)的维特比检波器组成的最优接收机，S.Verdú在“异步高斯多址信道的最小误码概率”一文中已经讨论过(IEEE Transactions on Information Theory，Vol.IT-32，PP.85-96，Jan，1986.)。

R.Lupas和S.Verdu在“同步码分多址信道的线性多用户检测器”一文中介绍了同步或异步CDMA系统的次优线性多用户去相关检测器(IEEETransactions on Information Theory，Vol.IT-35，PP.123-136，Jan.1989)。这些次优检测器实质上是零强制(ZF)多输入/多输出线性均衡器，即采用ZF判定准则使多用户干扰最小的多输入/多输出线性滤波器。它们也称作ZF多用户均衡器。业已表明，去相关检测器是抑制近-远效率的。此外，R.Lupas和S.Verdú在上述文章中指出，去相关检测器或多用户ZF均衡器需要知道各用户扩展码的情况，但不需要清楚地知道相对地接收信号的功率。

常规的多元判决反馈均衡器(MDFE)在A.Duel-Hallen的“用于多输入/多输出信道和具有循环平稳输入序列的PAM系统的均衡器”一文中业已披露(IEEEJournal on Selected Areas in Communications Vol.10，No.3，pp.630-639，Apr，1992)。这种多元判决反馈均衡器需要知道各用户的扩展码。C.A.Belfiore和J.H.Park在“判决反馈均衡”一文中提出了一种噪声预测判决反馈均衡(Jr.，Proc.IEEE，Vol.67，No.8，pp.1143-1156，Aug.1979)，然而，后者的结构是仅对单变元情况导出的，其含义是，仅选了一个用户的、受到符号间干扰(ISI)和附加噪声恶化的数据，这样一种结构是不适合CDMA系统的。

在M.Abdulrahman、D.D.Falconer和A.U.H.sheikh的“扩频多址系统中抑制干扰的均衡”一文中，已经讨论过对CDMA系统中的自适应分数码片间隔判决反馈均衡器(DFE)的使用(Conference Records IEEE VTC 92，Vol.1，(Denver，CO)，pp.1-4，May 1992)。已经证明，装入MS接收机的单输入/单输出自适应DFE能够减小多用户干扰的作用，能够实现组合多径分量的RAKE(RAKE为McGraw-Hill Bool Company 1993年出版的、J.G.Proakis所著“Digital Communications”一书中所描述的一种接收机的编码名称)，还证明不需要清楚地知道干扰的扩展码的情况。DFE的反馈部分采用来自单个用户的过/后判决，因而不能够进一步补偿多用户干扰。在这样一种结构配置下，反馈部分仅仅消除了ISI(符号间干扰)。

另一种CDMA系统的建议是基于用户序列中干扰信号检测和相减的技术，也叫作干扰抵消(IC)。这种CDMA系统的建议披露于M.Ewerbring、G.Larsson和P.Teder的“利用干扰抵消的CDMA”一文(CEC DeliverableR2020/PKI/RI/DS/I/OO5/b1(W.Granzow，ed.)，pp.141-163，1992)。然而这种CDMA系统建议的许多特性包含一个事实：知道用户的扩展码是重要的条件。

在题为“码分多址通信系统的接收机中减小多址干扰的方法和装置”的美国专利5136612中公开了另一种CDMA方式。按照这一美国专利通过减小多址接入干扰(也叫作多用户干扰)的作用，增大了信道容量。CDMA无线电传输的接收通过许多级，并在第一级之后估算出多址干扰。而后从所收到的原始信号中减去多址干扰，最后对已减小了多址干扰的信号完成所要信号的检测。

从题为“CDMA相减解调”的美国专利5218619号中可以了解一种稍有不同的方法。根据这种方法，对于所收到的信息信号，即复合信号，在每个信息信号成功地译码之后，重新进行编码，之后从复合信号中去除。通过以最强至最弱信号强度的顺序对复合信号进行译码，使CDMA的解调得到增强。后两个美国专利的共同原理示于图1，该图表示CDMA接收机的示意图。如该图所示，复合信号r(t)被送到去扩展器(DS)10，在去扩展器10中，在发送机端所使用的扩展码，被用来对各个信息信号进行译码。之后这些信息信号送到判决量化器(Q)11。检测后的信号被分类为一些很可能正确的信号和一些很可能不正确的信号，而后重复进行检测。从译码的数据信号(n)中将那些很可能是正确的信号反馈到扩展电路(S)12，在扩展电路(S)12中，用相应的扩展码重新对反馈来的信号进行编码。从所收到的原始信号r(t)中减去重新产生的扩展波形，以去除多用户干扰的部分。从而，对那些初始时曾分类为不正确的输出信号，在第二级中重新进行检测。

在A.Duel-Hallen的文章中所述的结构的基础概念示于图2A。它包括多输入/多输出前向滤波器17和多输入/多输出反馈滤波器14。在判决量化器13的输出端提供的检测数据向量n)＝(₁(n)，…_k(n)，表示所有K个用户的判决，该数据向量信号由多输入/多输出反馈滤波器(FBF)14进行滤波，并从该反馈滤波器反馈到量化器的输入端，以减小多用户干扰。

M.Abdulrahman等人所描述的系统的基本概念示于图2B。将所检测出的某一特定用户的数据符号_k(n)，即判决量化器15的输出端的符号，经由单输入/单输出反馈滤波器16进行反馈。应当注意，反馈部分只能减小ISI，而非多用户干扰。

“近-远”问题和多用户干扰仍是向大容量发展的主要障碍。

发明概述

本发明的一个目的是提供一种新颖的结构和方法，用以减缓由于CDMA系统中的同时传输引起的干扰作用，而无需清楚地知道不同用户扩展码的情况。

本发明的另一个目的是提供新颖的结构和方法，用于在不需要知道不同用户相对的接收功率电平的条件下，减小多用户干扰，即提供一种对“近-远问题”不敏感的结构和方法。

通过利用如权利要求1和12那样的减小多用户干扰的良好方法，已实现了上述目的。

按照本发明的多变元噪声预测判决反馈均衡器(MNP-DFE)具有如下优点：

1.使多变元预测器系数的导出与前向多用户均衡器系统的导出被去除关联。

2.多变元预测器能够对于任一组线性滤波器(自适应的或固定的，例如固定的去扩展器)的输出进行运算。

3.MNP-DFE可以容易地与软判决卷积编码组合。

4.在MMSE(最小均方误差准则)条件下优化的MNP-DFE的前向线性多用户均衡器和多变元预测器适合于藉使用LMS算法的简单自适应实施。前向线性多用户均衡器和多变元预测器从而分别地更新。

5.MNP-DFE结构的前向线性多用户均衡器可以以一组去扩展器后接KxK矩阵、T-间隔均衡器的方式来实现，或是以一组K分数码片间隔均衡器的方式实现，其中K为同时传送的用户数目。

下面参照以下附图详细描述本发明：

图1表示本技术领域公知的一种CDMA接收机的示意方框图。

图2A表示由Duel-Hallen所描述的另一种CDMA系统的示意方框图。

图2B表示由M.Abdulrahman等所描述的另一种CDMA系统的示意方框图。

图3表示一种蜂窝通信系统。

图4表示一种DS/CDMA(直接序列码分多址)通信系统。

图5表示一种等效的离散时间多输入/多输出模型。

图6表示一种MMSE多用户线性均衡器。

图7表示用户1的一种均衡器/检测器结构。

图8表示按照本发明的一种多变元噪声预测判决反馈均衡器的示意方框图。

图9表示按照本发明的另一种多变元噪声预测判决反馈均衡器的示意方框图。

图10A、B表示按照本发明的、设计用于二个用户的一种MNP-DFE的示意方框图。

图11表示按照本发明的一种CDMA红外线网络的示意方框图。

b_k(n)：第K个用户时间n点的数据符号。

{b_k(n)}：第K个用户的离散时间数据符号序列。

b(n)：K×1数据符号向量，即(n)＝₁(n)，…_K(n))。

{b(n)}：离散时间数据符号向量序列。

S_K(t)：第K个用户的符号差波形。

：相应于符号差波形S_K(t)的第K个用户的扩展码。

W_K：第K个用户的衰减电平。

y_k(n)：第K个用户在时间n时的匹配滤波器输出。

{y_k(n)}：第K个用户的离散时间匹配滤波器输出序列。

y(n)：K×1匹配滤波器输出向量，即y(n)＝y₁(n)，…y_K(n))。

{y(n)}：离散时间匹配滤波器输出向量序列。

r_kl(i)：矩阵R(i)的第KI个元素，i＝-1，0，1。

Rη(i)：向量η(n)的自相关矩阵。

Sη(D)：离散时间向量η(n)的谱。

S(D)：等效多输入/多输出信道输出的转移函数矩阵。

C(D)：多输入/多输出均衡器的转移函数矩阵。

P(D)：多输入/多输出(多变元)预测器的转移函数矩阵。

Se(D)：离散时间预测误差向量e(n)的谱。

一般描述

通信系统模型：

由网孔21和22、基站(BS)15-17和移动台18-20组成的一个蜂窝通信系统示于图3。如图所示，两个基站与一个共同的无线电网络控制器23相连接，而第三BS17由非共同运行的运行者进行运行(未示出)。对于CDMA系统，网孔之间的分离主要用各扩展码和距离实现，同时在某种程度上依靠频率和时间来实现。然而，网孔间的隔离并不很理想，并引起网孔内和网孔间的干扰。此外，现有的在同一地理区域的合作运行或非合作运行使多用户干扰变坏。

网孔间的干扰可以由以下情况引起：

·由各非合作运行者引起多用户干扰，例如由BS17对BS16和BS20的干扰(如果BS17属于非合作运行者)；

·由各合作运行者蜂窝系统间出现的多用户干扰；

·由同一蜂窝系统的不同网孔间造成的多用户干扰，例如在MS19和BS16之间的干扰。即使MS19和BS16希望建立通信，例如在某种方式越区切换到新的网孔期间，当BS16检测来自MS20的信号时，来自MS19的信号可能造成对BS16的干扰。

网孔内可能引起的干扰来自：

·某些蜂窝系统的一个网孔内，例如在BS15处的多用户干扰，例如，BS15须检测从MS18来的信号，而该信号受到从MS19来的信号而造成恶化；BS15也必须检测从MS19来的信号，该信号受到来自MS18的信号而造成的恶化。

图4表示直接序列CDMA(DS/CDMA)通信系统模型总的方框图。在这种模型中，通用加性白高斯噪声(AWGN)信道由同步或异步用户(1，2，…，K)共用，其各用户的发射功率受到不同的衰减。在不失一般性的条件下，已将各衰减电平W₁，W₂…，W_K与相应的数据符号b₁(n)，…b_k(n)合并在一起。此外，已假定在接收机一侧有去扩展电路40，44，45。这种去扩展电路包括一个去扩展器40和积分与转储单元44，45。每个用户的发射机基本上由扩展和调制单元41组成。对于位于移动台(MS)的发射机，各延时单元42代表在各不同MS用户间传送时的相对延时(τ₁，…τ_K)。求和单元43则指示当通过物理媒介传送时信号的叠加过程。另一方面，如果发射机位于基站(BS)，则在不同用户之间没有相对延时，并可以取消相应的单元42。在这种情况下，求和单元43为BS发射机的一部分。

第K个用户的数据序列{b_K(n)}可用D变换表示： $b_k\left(D\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{b}_k\left(n\right)D^n-----\left(1\right)$

式中，K＝1，2，…K；n为整数。以向量记号为：

      b(n)＝(b₁(n)，b₂(n)，....b_K(n))                (2)

表示数据序列向量，b(D)为相应的D变换。各符号以速率1/T进行发送，互不相关，并具有单位平均能量。相应于每个用户的符号差波形为： $s_k\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k^i{p}_c(t-{\mathrm{iT}}_c)1\≤k\≤K,---\left(3\right)$

式中，Pc(t)为码片脉冲形状，N＝T/Tc为扩展因子， 为第K个用户的扩展码。

通常，BS或MS终端的发射机的扩展功能通过发送数据序列{b_K(n)}与符号差波形S_K(t)相乘来实现。扩展器41(和去扩展器40)的另一种实现方案是使扩散码为一个滤波器的脉冲冲击响应。所以，被发送的扩展信号就是与相乘运算相反的卷积运算的结果。这后一种方法的优点在于，它考虑到比一个符号周期长(或短)的扩展码，同时保持接收机上所装多用户均衡器的时间不变特性。为使记号简单起见，在下面的阐述中已假定了如图4所示的通过相乘的扩展。

在存在具有方差σ²的加性白高斯噪声η(t)(AWGN)条件下，接收机服从K用户信号的叠加r(n)，即： $r\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k{b}_k\left(n\right)s_k(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)+\mathrm{\η}\left(t\right)---\left(4\right)$

式中：W² _K表示第K用户接收到的功率，O≤τ₁≤τ₂…τ_K≤T代表相对时间延迟。

在匹配滤波(藉助于40、44和45)和在取样器45取样之后，便得到充分的统计集合，其中

            y(n)＝(y₁(n)，y₂(n)，...，y_K(n))，       (5)

和 $y_k\left(n\right)=\∫r\left(t\right)s_k(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)\mathrm{dt}1\≤k\≤K---\left(6\right)$

表示第K个匹配滤波器的输出。以向量记号表示，匹配滤波器的输出可以写为：

y(n)＝R(1)Wb(n－1)＋R(0)Wb(n)＋R(-1)Wb(n＋1)＋η(n)     (7)

(参见上述S.Verdu的文章“异步高斯多址信道的误差的最小概率”)，因此，重要的系统参数可以用K×K互相关矩阵R(i)，i＝-1，0，1和对角矩阵W＝diag(W₁，W₂，…W_K)来表示。R(i)的第Kl个元素由下式计算： $r_{\mathrm{kl}}\left(i\right)={\∫s}_k(t-{\mathrm{\τ}}_k)s_l(t+\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l)\mathrm{dt}1\≤k,l\≤K.---\left(8\right)$

应当指出，R(0)是对称的，R(1)是对角线元素为零的上部三角形。此外，R(-1)＝R(1)^T，其中T表示复数共轭转置。

还可以表明，在匹配滤波器40、44输出端的噪声向量的自相关矩阵可以由下式输出：

R_η(i)＝E{η(n＋i)η(n)^T}＝σ²R(i)，    i＝-1，0，1.   (9)

式(7)和(9)得出CDMA系统的一种等效离散时间多输入/多输出模型。图5表示这种模型的方框图。可以证明，等效信道50的转移函数矩阵可由下式给出：

    S(D)＝R(1)D＋R(0)＋R(-1)D^-1                 (10)

类似地，离散时间噪声向量η(D)可以由下式给出： $s_{\mathrm{\η}}\left(D\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{R}_{\mathrm{\η}}\left(i\right)D^i={\mathrm{\σ}}^{2}S\left(D\right)----\left(11\right)$

式(7)和(9)或等效的(10)和(11)将K个异步或同步CDMA的用户的联合检测问题变换为从呈现加性色向量噪声的多输入/多输出离散时间信道出现的估计向量序列的问题。根据同样的公式，也使多用户干扰的判决性特性及其对短扩展码的自相关和互相关特性的依赖关系十分清楚。因此，原则上可以应用针对具有符号间干扰(ISI)和串话的多输入/多输出信道上的复用信号所开发的一些均衡技术来解决CDMA系统中的类似问题(参见已提到的A.Duel-Hallen文章“用于多输入/多输出信道和具有循环平稳输入序列的PAM系统的均衡器”IEEEJ.Select.Areas Commun.，Vol.10，No.3.pp.630-639，Apr.1992及其中的参考文献)。

MMSE线性多用户均衡：

如果把匹配滤波器输出{y(n)}的进一步处理限制为线性，则我们面临线性接收机结构，这种结构的形式为一个K×K网络，T间隔，无限长横截均衡器，后接一组K个无记忆检测器。令C(D)表示该K×K均衡器转移矩阵。均方误差准则为：

        E{|x(n)-Wb(n)|²}，                  (12)

式中，X(n)表示多用户均衡器60的输出，如图6所示。应用正交性原理，便可得到这种给出MMSE的多用户均衡器60的转移矩阵C(D)。也就是说，选择C(D)使得

    E{(x(n＋i)－Wb(n＋i))y(n)^T}＝0   i    (13)

式(13)导出R_x，y(i)＝R_wb，y(i)，或等效地使用D域中的交叉谱，S_x，y(D)＝S_wb，y(D)。因此，

       C(D)(S(D)W²＋σ²l)S(D)＝W²S(D)，        (14)

式中L表示K×K单位矩阵。所以，根据MMSE标准，多用户均衡器60的转移矩阵C(D)为：

  C(D)＝W²(S(D)W²＋σ²1)^-1    (15)

按照本发明，第一用户的一个均衡器/检测器结构示于图7。在这种情况下，转移函数C₁₁(D)…C_1K(D)为转移矩阵C(D)的第一行的各元素。第一行的三个单元61示意地示于图7。令η′(D)＝X(D)-W_b(D)表示在多用户均衡器60的输出端的噪声和残余干扰向量的D变换。则有：

     η′(D)＝(C(D)S(D)－1)Wb(D)＋C(D)η(D)，    (16)

而它的谱由下式给出：

S_η′(D)＝(C(D)S(D)－1)W²(C(D^-1)S(D^-1)－1)^T＋σ²C(D)S(D)C(D^-1)^T，(17)

式中，第一项表示残余干扰的谱，第二项表示输出噪声的谱。利用矩阵反演引理，可以证明：

             S_η′(D)＝σ²C(D)    (18)

因此，第K个用户的MMSE可以通过对矩阵Sη′(D)的第KK个对角线元素在单位圆上简单地积分来计算，即： $E\left\{{\left|{\mathrm{\η}\′}_k\left(n\right)\right|}^2\right\}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}{\∫}_{-\mathrm{\π}}^{\mathrm{\π}}{\left({\mathrm{\σ}}^2{W}^2{(S\left(e^{\mathrm{j\ω}}\right)W^2+{\mathrm{\σ}}^{2}l)}^{-1}\right)}_{\mathrm{kk}}\mathrm{d\ω}.---\left(19\right)$

相反，对于ZF多用户均衡器，不同用户的相对功率电平清楚地呈现在MMSE均衡器的转移矩阵C(D)中。它们对MMSE的作用已通过数字计算进行研究。业已发现，无限长MMSE多用户均衡器对不同用户的功率电平几乎是不敏感的。这一结果表明本发明的MMSE多用户线性均衡器60抑制固有的“近-远”效应。

MMSE多变元噪声预测判决反馈均衡器：通过多变元预测能够进一步减小在线性多用户均衡器输出端的噪声和残余干扰向量η′(D)的MSE。这种想法是要使用一种多变元预测器，该预测器对向量η′(D)的作用如同一个白噪声的多输入/多输出滤波器。这种安排推动了如图8所示的多变元噪声预测判决反馈均衡器结构。正如前面一节所确定的那样，它包括前向ZF或MMSE线性多用户均衡器80，后接多变元预测器81。本节描述这种方法的基本原理。令P(D)表示一般的多变元预测器K×K转移矩阵，即： $P\left(D\right)=P\left(0\right)+P\left(1\right)D+P\left(2\right)D^2+...=\underset{i=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}P\left(i\right)D^i,---\left(20\right)$

式中，P(O)为具有零对角线元素的F部对角线矩阵。还令 表示多变元预测器输出矩阵。于是 。应当注意，预测器输出向量

的第i个分量不仅取决于过去的向量η′(n-1)，η′(n-2)，…，而且取决于当前值η′_i+1(n)，…η′_K(n)。所以，按照本发明的多变元预测过程可以视为既利用了过去信息又利用了用户次序。无记忆检测器82的输入端的误差向量e(D)可以表示为： $e\left(D\right)=z\left(D\right)-Wb\left(D\right)=x\left(D\right)-\widetilde{\mathrm{\η}}\left(D\right)-Wb\left(D\right)=\mathrm{\η}\′\left(D\right)-\widetilde{\mathrm{\η}}\left(D\right)--\left(21\right)$

因而

    e(D)＝η′(D)－P(D)η′(D)    (22)

为多变元预测误差。广义平稳随机过程的倒置谱矩阵{η′(D)}允许进行以下的因子分解：

        S_η′(D)^-1＝H(D^-1)^TH(D)    (23)

式中，H(D)＝H(0)＋H(1)D＋H(2)²…，H(0)为下部三角形满秩矩阵。等效地有：

      S_η′(D)^-1＝H′(D^-1)^T(H^d(0))²H′(D)          (24)

式中，H^d(0)为一个对角线矩阵，其元素为H(0)的对角线元素，并且H′(D)＝H^d(0)^-1H(D)。利用式(22)可以得到：

      S_e(D)＝(1－P(D))S_η′(D)(1－P(D^-1))^T     (25)

所以，预测器81的转移矩阵可由下式给出：

       P(D)＝1－H^d(0)^-1H(D)，             (26)

而预测误差谱矩阵为：

      S_e(D)＝H^d(0)^-2    (27)

因此，第K个无记忆检测器、即第K个用户的MMSE为式(27)中对角线矩阵的第KK对角线元素。常规多用户DFE和噪声预测多用户DFE在性能上的等效可被建立如下。定义： $F\left(D\right)=(1-P\left(D\right))C\left(D\right)=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}{H}^d{\left(0\right)}^{-1}H{\left(D^{-1}\right)}^{-T}---\left(28\right)$

和

    B(D)＝P(D)＝1－H^d(0)^-1H(D)                  (29)

现在可以容易地看出，F(D)和B(D)为转移矩阵，它规定了一种MDFE的前向和反馈部分(见上面引用的IEEE J.Select.Areas中A.Duel-Hallen的文章)。所以无限长MNP-DFE和无限长MDFE具有相同的性能。但从实现的观点来看，两种方法是不同的。

图9表示多变元预测器结构的基本原理。信号向量x(D)的多用户干扰部分藉使用判决向量(D)被进行分离，所述多用户干扰部分的分离用提取干扰信号83的方法来实现。以时间和用户次序工作的多变元预测器产生一个输出向量

，该输出向量 在MMSE意义上尽可能接近多用户干扰向量η′(D)。从输入向量x(D)减去多变元预测器输出 导致均衡器82输入端的多用户干扰最小。

CDMA系统设计考虑：

在下面一节中，对本发明CDMA系统一些基本方面进行讨论。在实际应用中，MMSE多用户线性均衡器和多变元预测器均为有限长度。对于有限长度和已知互相关矩阵，多用户均衡器的系数可以通过简单地解算一组线性方程来得到。在多用户噪声预测判决反馈均衡器的情况下，其解算首先由得到前向线性多用户均衡器系数开始。多变元预测器的各系数则是一组广义正规方程的解。自适应均衡器具有动态地收敛于适定系数的特性，而不必明显地解算一组方程：

应当指出，均衡器(和本发明的最优实施例)的实现不依赖于发送到基站和从基站发出是异步或是同步传输。同步传输会改善扩展码的正交性特性，并对多用户均衡器的性能也稍有改善。

按照本发明，线性MMSE多用户均衡器可以实现为K×K、T间隔均衡器的网络，或一组K分数码片间隔均衡器。在后者情况下，不需要明显地分别执行去扩展功能。分数码片间隔均衡器具有综合去扩展和均衡这两种功能的特性。各MMSE均衡器的实际优点在于，它们适合于简单的自适应的实现。因此，对于衰落信道和不知道互相关函数的情况，可以应用标准的自适应算法。自适应算法能够工作在参考指向或判决指向方式。在信道相对于符号速率变化很慢的环境条件下，均衡器跟踪变化会更为容易。在快速变化的环境条件下，诸如信道探测一类的附加技术也许是必要的。然而，应当指出，多用户均衡器不颠倒信道频率响应，而是颠倒由不同扩展码所形成的相关矩阵的频谱。因此，在这种情况下，在快衰落频率选择性信道上，多用户均衡器的跟踪问题一般应比常规的单输入/单输出均衡器的跟踪问题容易。

本发明的多用户噪声预测判决反馈均衡器的一个主要优点在于，前向线性多用户均衡器的自适应与多变元预测器的自适应不相关连，因此，多变元预测器总是可以断开或接通而不影响系统的正常工作。例如，如果观测到在快衰落情况下由于反馈引起的高差错传播，则希望完全断开多变元预测的工作。另一方面，在严重的阴影暗区情况下，对于相对具有大功率的用户应用部分的多变元噪声预测，能够大大改善弱功率用户的性能，否则这些弱功率用户会有很高的误码率。

在一个特定的网孔中，基站(BS)通常知道所有用户(MS)的扩展码，并能为十分复杂的接收机提供执行联合多用户均衡/检测的方法。因此，本发明的多用户噪声预测判决反馈均衡是一种在基站进行联合均衡/检测的有前途的方法。如有必要，知道扩展码情况可以用来帮助均衡器快速收敛和/或重新训练。这一点可以通过简单地用相应的已知扩展码预置的前向多用户均衡器的系数来实现，或是通过使用知道的扩展码情况、时延、功率和多径等来计算多用户线性均衡器系统的值的方法予以实现。

在基站(BS)处的多径接收可以通过RAKE接收机与后接用户噪声预测判决反馈均衡器的去扩展器相组合的方法来实现。

在联合均衡/检测接收机的分数码片间隔实现的情况下，多径接收由前向分数码片间隔多用户均衡器固有地自动地完成。而后，该多用户均衡器在自适应于MMSE解法的意义上自动地给出各多径分量的最优组合。对于卷积编码的数据，根据判决反馈的维持比解码器的路径存储器的可靠延时判决问题，可以通过审慎地选取交错器/去交错器对的参数予以有效地解决。

图10A和B表示K＝3的同时传播用户的联合均衡/检测的一种多变元噪声预测判决反馈均衡器(MNP-DFE)结构的实施例。前向部分90包括一组K＝3的分数码片间隔均衡器。所述的前向部分90的九个延时单元92提供Tc/q的延时。多用户均衡器的各系数以Tc/q时间段相间隔，其中q为整数的比。多变元反馈预测器(见图10B)由一组K²＝9个FIR(有限脉冲响应)T间隔滤波器91组成。每个所述的T间隔滤波器包括提供延时T的两个时延单元93。这些图还示出了误差信号e_1i(n)和e_2i(n)，i＝1，2，3，两误差信号可以分别地用来更新前向多用户线性均衡器系数和多变元反馈预测器系数。

MNP-DEF的一个重要特点在于，它不仅允许时间上的干扰预测和相减，还允许用户次序上的干扰预测和相减。应当指出，在同步CDMA系统中，干扰预测仅发生在用户次序上。在这种情况下，反馈多变元预测器由K(K-1)/2个单抽头滤波器组成。如果假定滤波器组91中只出现最右边的一列系数，则这也是异步CDMA系统的情形(见图10A、10B)。

除了时间0的系数之外，本发明MNP-DFE的所有系数都是以常规方式，即利用LMS算法一类的方法进行自适应的。在图10、10B中，对于用户次序上1，2而后3的检测，示出了时间0的系数如何不同的例子。在这种情况下，只有适应的时间0的系数才是预测的系数P₂₁、P₃₁和P₃₂，标号为0的系数总是为0，而标号为0m的系数是当前为0，并且仅对这一特定的检测次序而言。然而，最后的非零的数值被存储在别的地方，以便当检测到用户的次序上的适当变化时，能够把它们恢复。确定用户次序可以基于各用户之间的各种准则的估计，诸如收到的信号功率，或是滤波器组91输出端的均方误差(MSES)。在任何情况下，所确定的用户次序很可能会由于诸如衰减或噪声一类的信道损伤而改变。用户次序的改变，通过保存正确的预测系数和装入相应于新的用户次序的一组新预测系数来予以实现。

本发明也可以应用于CDMA红外线网络。一种CDMA方式的IR系统示于图11。移动台110装备有扩展电路111和光电子传输单元112。在基站，在由光电子接收机113进行光检波之后并由去扩展器40完成去扩展之后，各不同用户的信号由MNP-DFE115进行处理，以便减小多用户干扰。

Claims (13)

1.一种用于减小输入信号x(D)的多用户干扰的装置，所述装置或为接收机的一部分，或与接收机相连接，并且包括：多变元预测器(81)和判决量化器(82)，所述多变元预测器(81)对由抽取干扰信号的装置(83)提供的干扰信号η′(D)进行操作，所述干扰信号η′(D)是从所述输入信号x(D)和从在所述判决均衡器(82)的输出端上的输出信号(D)中得到的，所述多变元预测器(81)将它的输出信号

馈送入所述输入信号x(D)。

2.权利要求1的装置，其特征在于，还包括一个前向滤波器矩阵(80)，用于使它们输入端上的第一干扰减小。

3.权利要求1的装置，其特征在于，还包括一组分数码片间隔滤波器组(90)，用于使它的输入端上的第一干扰减小。

4.权利要求1的装置，其特征在于，所述用于生成干扰信号的装置(83)从所述输入信号x(D)中减去所述输出信号(D)。

5.权利要求1的装置，其特征在于，所述预测器包括K×KT间隔滤波器网络(91)。

6.权利要求5的装置，其特征在于，所述预测器包括用于从所述输入信号x(D)减去在所述K×KT间隔滤波器网络(91)输出端提供的多变元预测器输出信号

的装置。

7.权利要求2的装置，其特征在于，所述矩阵的每一前向滤波器(80)或是

一种零强迫(ZF)线性均衡器，或是

一种最小均方误差(MMSE)线性均衡器。

8.权利要求1的装置，其特征在于，所述量化器(82)是一种用于对卷积编码数据进行译码的维特比译码器。

9.上述任一权利要求的装置，其特征在于，包括用于确定预测误差e(D)的装置，该误差e(D)用以更新所述预测器的预测系数。

10.一种CDMA通信系统，其特征在于，基站(BS)和/或移动台(MS)包括按照上述任一权利要求的装置。

11.按照权利要求10的CDMA通信系统，其特征在于，还装备有发送和接收TDMA或FDMA方式的业务。

12.一种用于减小输入信号x(D)的多用户干扰的方法，包括步骤：

·藉使用判决量化器(82)的输出信号(D)，从所述输入信号x(D)中提取干扰信号η′(D)。

·以所述分离的干扰信号η′(D)作为输入信号，生成多变元预测器输出信号，及

·通过从所述输入信号x(D)减去所述多变元预测器输出信号 以减小所述输入信号x(D)的噪声和残余干扰信号。

13.权利要求12的方法，其特征在于，在所述提取干扰信号η′(D)之前进行第一干扰减小步骤。

Images