CN114221527B - 交直流能量转换控制电路及高频医疗设备 - Google Patents

Abstract

一种交直流能量转换控制电路及高频医疗设备，属于高频电子电路技术领域，通过电源管理电路将所述输入电压转换为供电电压；高频驱动电路对所述供电电压进行调制，以输出高频信号；检测电路对高频信号进行采样，以输出第一采样信号；控制电路根据所述第一采样信号控制电源管理电路将所述输入电压转换为所述供电电压，根据第一采样信号控制对所述供电电压进行调制；故高频信号的供电电压和调制的控制信号均经过反馈调节后生成，在满足大电流和高频应用的同时，既可调节高频信号的功率，又提高高频信号的精度。

Description

交直流能量转换控制电路及高频医疗设备

技术领域

本申请属于高频电子电路技术领域，尤其涉及一种交直流能量转换控制电路及高频医疗设备。

背景技术

相关的交直流能量转换控制电路主要是采用变压器初次级线圈匝数比和利用单纯分立元件搭建的升压开关电路来实现高频信号转换，又或者是利用集成芯片替代分立元件实现简化电路，降低成本。但是以上的交直流能量转换控制电路在实际使用过程中存在以下三个方面的问题：

1、采用调整变压器初次级线圈匝数比的技术方案存在大电流容易磁芯饱和，转换效率低下，特别是输出开关信号频率过高时输出严重失真的问题。

2、单纯分立元件搭建的升压开关电路难以线性调节输出功率，同时存在过流或过压击穿场效应管等问题。

3、单纯利用集成芯片方案难以准确采样输出功率，也无法实时监控输出状态，高频信号精度差。

因此亟待提出一种交直流能量转换控制电路，既可调节高频信号的功率，又提高高频信号的精度，且可应用于在高频以及大电流电路。

发明内容

本申请的目的在于提供一种交直流能量转换控制电路及高频医疗设备，旨在解决相关的交直流能量转换控制电路无法在满足大电流和高频应用的同时，既可调节高频信号的功率，又提高高频信号的精度的问题。

本申请实施例提供了一种交直流能量转换控制电路，包括：

电源管理电路，配置为接入输入电压，并将所述输入电压转换为供电电压；

高频驱动电路，与所述电源管理电路连接，配置为对所述供电电压进行调制，以输出高频信号；

检测电路，与所述高频驱动电路连接，配置为对所述高频信号进行采样，以输出第一采样信号；

控制电路，与所述电源管理电路、所述高频驱动电路以及所述检测电路连接，配置为根据所述第一采样信号控制所述电源管理电路将所述输入电压转换为所述供电电压，根据所述第一采样信号控制所述高频驱动电路对所述供电电压进行调制。

在其中一个实施例中，所述控制电路具体配置为根据所述第一采样信号的幅值输出模拟信号，并根据所述第一采样信号的频率输出脉冲宽度调制（Pulse WidthModulation，PWM）信号；

所述电源管理电路具体配置为根据所述模拟信号将所述输入电压转换为所述供电电压；

所述高频驱动电路具体配置为根据所述PWM信号对所述供电电压进行调制，以输出所述高频信号。

在其中一个实施例中，还包括：

放大隔离电路，连接在所述控制电路和所述电源管理电路之间，配置为对所述模拟信号进行放大和隔离；

所述电源管理电路具体配置为根据放大和隔离后的所述模拟信号将所述输入电压转换为所述供电电压。

在其中一个实施例中，还包括连接在所述控制电路和所述高频驱动电路之间的电平转换电路和高频放大电路；

所述电平转换电路，连接在所述控制电路和所述高频放大电路之间，配置为对所述PWM信号进行电平转换；

所述高频放大电路，连接在所述电平转换电路和所述高频驱动电路之间，配置为对电平转换后的所述PWM信号进行放大；

所述高频驱动电路具体配置为根据放大后的所述PWM信号对所述供电电压进行调制，以输出所述高频信号。

在其中一个实施例中，还包括连接在所述电源管理电路和所述高频驱动电路之间的第一滤波电路；

所述第一滤波电路配置为对所述供电电压进行滤波；

所述高频驱动电路具体配置为对滤波后的所述供电电压进行调制，以输出所述高频信号。

在其中一个实施例中，所述检测电路包括：

互感电路，与所述高频驱动电路连接，配置为对所述高频信号进行电压转换，以输出第二采样信号；

钳位保护电路，与所述互感电路连接，配置为所述第二采样信号进行钳位保护；

整流电路，与所述钳位保护电路连接，配置为对钳位保护后的所述第二采样信号进行整流，以输出第三采样信号；

第二滤波电路，与所述整流电路连接，配置为对所述第三采样信号进行分压和滤波；

采样放大电路，与所述第二滤波电路和所述控制电路连接，配置为对分压和滤波后的第三采样信号进行放大，以输出所述第一采样信号。

在其中一个实施例中，所述控制电路包括微处理器；

所述微处理器的第一通用输入输出端作为所述控制电路的模拟信号输出端，与所述电源管理电路连接，以输出所述模拟信号；

所述微处理器的第二通用输入输出端作为所述控制电路的第一采样信号输入端，与所述检测电路连接，以接入所述第一采样信号；

所述微处理器的第三通用输入输出端和所述微处理器的第四通用输入输出端共同作为所述控制电路的PWM信号输出端，与所述高频驱动电路连接，以输出所述PWM信号。

在其中一个实施例中，所述电源管理电路包括运算放大器、第一电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻以及第八电阻；

所述运算放大器的正相输入端与所述第一电阻的第一端连接，所述运算放大器的反相输入端-与所述第二电阻的第一端和所述第八电阻的第一端连接，所述运算放大器的使能端与所述第三电阻的第一端连接；

所述第一电阻的第二端作为所述电源管理电路的模拟信号输入端，与所述控制电路连接，以接入所述模拟信号；

所述运算放大器的正极电源端和所述第一电容的第一端共同作为所述电源管理电路的输入电压输入端，以接入所述输入电压；

所述运算放大器的输出端和所述第八电阻的第二端共同作为所述电源管理电路的供电电压输出端，与所述高频驱动电路连接，以输出所述供电电压；

所述第三电阻的第二端作为所述电源管理电路的使能信号输入端，与所述控制电路连接，以接入使能信号；

所述运算放大器的负极电源端、所述第二电阻的第二端以及所述第一电容的第一端共接于电源地。

在其中一个实施例中，所述高频驱动电路包括场效应管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电感、第二电容、第三电容以及第四电阻；

所述第一二极管的正极、所述第二二极管的负极、所述第二电容、所述第三二极管的负极以及所述第四二极管的正极共同作为所述高频驱动电路的供电电压输入端，与所述电源管理电路连接，以接入所述供电电压；

所述第四二极管的负极与所述第一电感的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述第三电容的第一端连接；

所述第三电容的第二端和场效应管的漏极共同作为所述高频驱动电路的高频信号输出端，以输出所述高频信号；

所述场效应管的栅极与所述第四电阻的第一端连接；

所述第四电阻的第二端作为所述高频驱动电路的PWM信号输入端，与所述控制电路连接，以接入所述PWM信号；

所述场效应管的源极、所述第二二极管的正极、所述第三二极管的正极以及所述第二电容的第二端共接于电源地；所述第一二极管的负极接入所述输入电压。

本发明实施例还提供一种高频医疗设备，所述高频医疗设备包括上述的交直流能量转换控制电路。

本发明实施例与现有技术相比存在的有益效果是：由于控制电路根据第一采样信号控制电源管理电路将所述输入电压转换为所述供电电压，根据第一采样信号控制对所述供电电压进行调制；故高频信号的供电电压和调制的控制信号均经过反馈调节后生成，在满足大电流和高频应用的同时，既可调节高频信号的功率，又提高高频信号的精度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术发明，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请一实施例提供的交直流能量转换控制电路的一种结构示意图；

图2为本申请一实施例提供的交直流能量转换控制电路的另一种结构示意图；

图3为本申请一实施例提供的交直流能量转换控制电路的另一种结构示意图；

图4为本申请一实施例提供的交直流能量转换控制电路的另一种结构示意图；

图5为本申请一实施例提供的交直流能量转换控制电路中检测电路的一种结构示意图；

图6为本申请一实施例提供的交直流能量转换控制电路的一种部分示例电路原理图；

图7为本申请一实施例提供的交直流能量转换控制电路中高频大功率的NMOS管工作示意图。

具体实施方式

为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

需要说明的是，当元件被称为“固定于”或“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者间接在该另一个元件上。当一个元件被称为是“连接于”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或间接连接至该另一个元件上。

需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

图1示出了本申请较佳实施例提供的交直流能量转换控制电路的结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

上述交直流能量转换控制电路14包括电源管理电路11、高频驱动电路12、检测电路13以及控制电路14。

电源管理电路11，配置为接入输入电压，并将输入电压转换为供电电压。

高频驱动电路12，与电源管理电路11连接，配置为对供电电压进行调制，以输出高频信号。

检测电路13，与高频驱动电路12连接，配置为对高频信号进行采样，以输出第一采样信号。

控制电路14，与电源管理电路11、高频驱动电路12以及检测电路13连接，配置为根据第一采样信号控制电源管理电路11将输入电压转换为供电电压，根据第一采样信号控制高频驱动电路12对供电电压进行调制。

输入电压可以由适配器外接的直流电源或者220V交流转直流的开关电源模块提供。电源管理电路11可以为基于运放芯片搭建的线性电源调节模块，单电源可以实现5-50V电压调节范围，连续电流可调节范围为0-3A。控制电路14可以为基于STM32中M0系列的低成本高频输出功率可调节驱动系统控制器。高频驱动电路12可以为基于高频大功率的N型金属-氧化物-半导体（N-Metal-Oxide-Semiconductor，NMOS）组成的高频升压电路，主要作用是将电源管理电路11输出的功率信号（供电电压）与PWM信号进行叠加调制，使得输出高频信号。

具体实施中，控制电路14具体配置为根据第一采样信号的幅值输出模拟信号，并根据第一采样信号的频率输出PWM信号；电源管理电路11具体配置为根据模拟信号将输入电压转换为供电电压；高频驱动电路12具体配置为根据PWM信号对供电电压进行调制，以输出高频信号。

需要说明是的，电源管理电路11接入输入电压，并将输入电压转换为供电电压；高频驱动电路12对供电电压进行调制，以输出高频信号；检测电路13对高频信号进行采样，以输出第一采样信号；控制电路14根据第一采样信号的幅值输出模拟信号，并根据第一采样信号的频率输出PWM信号；电源管理电路11再根据模拟信号将输入电压转换为反馈调节后的供电电压；高频驱动电路12再根据PWM信号对反馈调节后的供电电压进行调制，以输出反馈调节后的高频信号；从而建立高频信号的反馈调节路径。

由于建立了高频信号的反馈调节路径，且该反馈路径包括幅值的反馈路径和频率的反馈路径，故高频信号的幅值和频率均经过反馈调节后生成，精度较高且可调节。

如图2所示，上述交直流能量转换控制电路14还包括放大隔离电路15。

放大隔离电路15，连接在控制电路14和电源管理电路11之间，配置为对模拟信号进行放大和隔离。

电源管理电路11具体配置为根据放大和隔离后的模拟信号将输入电压转换为供电电压。

由于对模拟信号进行了放大，故实现了控制电路14和电源管理电路11之间的电压匹配；由于对模拟信号进行了隔离，故实现了防止了外部信号的干扰，提高了高频信号的精度。

作为示例而非限定，放大隔离电路15可以包括放大组件和隔离组件，隔离组件可以为基于光耦搭建的线性比例电路模块，实现数模信号良好的电气隔离。

如图3所示，上述交直流能量转换控制电路14还包括连接在控制电路14和高频驱动电路12之间的电平转换电路16和高频放大电路17。

电平转换电路16，连接在控制电路14和高频放大电路17之间，配置为对PWM信号进行电平转换。

高频放大电路17，连接在电平转换电路16和高频驱动电路12之间，配置为对电平转换后的PWM信号进行放大。

高频驱动电路12具体配置为根据放大后的PWM信号对供电电压进行调制，以输出高频信号。

由于对PWM信号进行了电平转换和放大，故实现了控制电路14和高频放大电路17之间的电平匹配。

作为示例而非限定，高频放大电路17可以为基于石英晶体振荡电路和信号驱动电路组成；其中，石英晶体振荡电路为无源晶体谐振器和匹配电容组成；信号驱动电路为全桥MOS开关电路组成。

如图4所示，上述交直流能量转换控制电路14还包括连接在电源管理电路11和高频驱动电路12之间的第一滤波电路18。

第一滤波电路18配置为对供电电压进行滤波。其中，第一滤波电路18可以为RC滤波电路。RC滤波电路可以为电阻和电容组成的一阶低通滤波器。

高频驱动电路12具体配置为对滤波后的供电电压进行调制，以输出高频信号。

通过对供电电压进行滤波，提高了供电电压的稳定性，从而提高了高频信号的幅值的稳定性。

如图5所示，检测电路13包括互感电路131、钳位保护电路132、整流电路133、第二滤波电路134以及采样放大电路135。

互感电路131，与高频驱动电路12连接，配置为对高频信号进行电压转换，以输出第二采样信号。

钳位保护电路132，与互感电路131连接，配置为第二采样信号进行钳位保护。

整流电路133，与钳位保护电路132连接，配置为对钳位保护后的第二采样信号进行整流，以输出第三采样信号。

第二滤波电路134，与整流电路133连接，配置为对第三采样信号进行分压和滤波。其中，第二滤波电路134可以为Π型滤波电路。Π型滤波电路主要由电阻和电容组成，用于滤除第三采样信号中的交流成分。

采样放大电路135，与第二滤波电路134和控制电路14连接，配置为对滤波后的第三采样信号进行放大，以输出第一采样信号。

通过钳位电路防止了互感电路131输出的尖峰信号的影响，通过整流电路133和第二滤波电路134得到稳定的第三采样信号，并通过采样放大电路135使得输出的第一采样信号适配控制电路14的电压；从而完成对高频信号的有效采样。

图6示出了本发明实施例提供的交直流能量转换控制电路14的一种部分示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

控制电路14包括微处理器U1。

微处理器U1的第一通用输入输出端PA4作为控制电路14的模拟信号输出端，与电源管理电路11连接，以输出模拟信号；微处理器U1的第二通用输入输出端PC2作为控制电路14的第一采样信号输入端，与检测电路13连接，以接入第一采样信号；微处理器U1的第三通用输入输出端PB6和微处理器U1的第四通用输入输出端PB7共同作为控制电路14的PWM信号输出端，与高频驱动电路12连接，以输出PWM信号。

电源管理电路11包括运算放大器U2、第一电容C1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3以及第八电阻R8。

运算放大器U2的正相输入端+与第一电阻R1的第一端连接，运算放大器U2的反相输入端-与第二电阻R2的第一端和第八电阻R8的第一端连接，运算放大器U2的使能端E/S与第三电阻R3的第一端连接；第一电阻R1的第二端作为电源管理电路11的模拟信号输入端，与控制电路14连接，以接入模拟信号；运算放大器U2的正极电源端V+和第一电容C1的第一端共同作为电源管理电路11的输入电压输入端，以接入输入电压；运算放大器U2的输出端Vout和第八电阻R8的第二端共同作为电源管理电路11的供电电压输出端，与高频驱动电路12连接，以输出供电电压VPP；第三电阻R3的第二端作为电源管理电路11的使能信号输入端，与控制电路14连接，以接入使能信号；运算放大器U2的负极电源端V-、第二电阻R2的第二端以及第一电容C1的第一端共接于电源地。

供电电压的线性调节，主要是通过电阻R8和R2组成比例关系，即电阻R8和R2采集来自于运算放大器U2的输出端Vout电压，并在运算放大器U2的反相输入端形成电阻分压即Vout*R8/(R8+R2)，此电压也作为电源管理电路11的反馈输入。同时电阻R8和R2构成比例关系将同相输入端的VIN通过一定比例放大而输出，即具体的关系式为Vout=VIN*（1+R8/R2）。

高频驱动电路12包括场效应管M1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一电感L1、第二电容C2、第三电容C3以及第四电阻R4。

第一二极管D1的正极、第二二极管D2的负极、第二电容C2、第三二极管D3的负极以及第四二极管D4的正极共同作为高频驱动电路12的供电电压输入端，与电源管理电路11连接，以接入供电电压；第四二极管D4的负极与第一电感L1的第一端连接，第一电感L1的第二端与第三电容C3的第一端连接；第三电容C3的第二端和场效应管M1的漏极共同作为高频驱动电路12的高频信号输出端，以输出高频信号；场效应管M1的栅极与第四电阻R4的第一端连接；第四电阻R4的第二端作为高频驱动电路12的PWM信号输入端，与控制电路14连接，以接入PWM信号；场效应管M1的源极、第二二极管D2的正极、第三二极管D3的正极以及第二电容C2的第二端共接于电源地；第一二极管D1的负极接入输入电压。

场效应管M1为高频大功率的NMOS管。

NMOS管的主要工作过程为，当NMOS管的栅极输入端输入高电平时，栅源结电压即VGS形成并开始对栅源结电容即Cgs充电而上升，其电流充电方向为图7中71栅源结充电方向所示，当到达维持电压Vth后，NMOS开始导电；随后栅漏结电压即VGD形成并开始对栅漏结电容即Cgd充电而上升，其电流充电方向为图7中72-栅漏结充电方向所示；此时NMOS管漏源间形成导通电流为图7中73-漏源导通方向。

当NMOS的栅极输入端输入低电平时，栅源结电压形成负向电压而无法形成充电，使得NMOS管漏源间无法形成导通电流。

为了保证NMOS管的导通过程中避免瞬间米勒振荡而导致NMOS管被击穿，因此要求高频大功率的NMOS管的关键参数如反向体恢复二极管时间(Trr)要小于输出高频信号翻转时间(即输出波形开关频率的倒数)；要求高频大功率NMOS管的关键参数如Vds大于3倍的电源管理电路11(2)的最大输出电压；要求高频大功率NMOS管的关键参数Id导通电流参数大于2倍的电源管理电路11(2)的输出电流。

电感的关键参数如导通电流为高频驱动电路12输出电流的2倍。

更进一步地说，的环形绕线电感，为防止磁芯饱和，要求其中环形绕线电感的关键参数如导通电流为高频升压电路模块输出电流的2倍。

互感电路131包括变压器T1；变压器T1的原边的第一端作为互感电路131的高频信号输入端，与高频驱动电路12连接，以接入高频信号；变压器T1的副边的第一端和变压器T1的副边的第二端共同作为互感电路131的第二采样信号输出端，与钳位保护电路132连接，以输出第二采样信号；变压器T1的原边的第二端与电源地连接。变压器可以为1:100比例的电流互感器。

钳位保护电路132包括稳压管Z1、第五二极管D5以及第六二极管D6；第五二极管D5的阴极、第六二极管D6的阳极以及稳压管Z1的阴极共同作为钳位保护电路132的第二采样信号输入端，与互感电路131连接，以接入第二采样信号；第六二极管D6的阴极和稳压管Z1的阴极共同作为钳位保护电路132的钳位保护后的第二采样信号输出端，与整流电路133连接，以输出钳位保护后的第二采样信号；第五二极管D5的阳极和稳压管Z1的正极连接。

钳位保护电路132利用二极管和稳压管结合的方式，实现一个信号周期内正电压对时间的积分与负电压对实现的积分相等，特别重要的是，其中稳压管Z1在负电压阶段实现续流作用，达到钳位电压的目的。当电流互感器产生感应回路电流时，将在第六电阻R6产生压降记为U0；当电流互感器没有感应回路电流时，电流互感器为感应器件，具有电流不能突变原理，反向经过第六电阻R6并产生压降记为-U0；此时在电流互感器一个周期内有正负电压，当交变的感应电压在一个周期内正负变化占空比D＞0.5时，那么电流互感器将不满足感性器件充电与放电的平衡关系，将会造成磁芯饱和，带来变压器的发热，甚至烧毁等后果。更具体地说，当电流互感器没有感应回路电流时，需要稳压管提供一个钳位电压实现续流作用，从而保证了电流互感器的充放电平衡，同时也作为第二滤波电路134提供稳定的峰值电流信号。

整流电路133包括整流桥DB1、第五电阻R5、第六电阻R6以及第四电容C4；整流桥DB1的第一交流输入端~1和整流桥DB1的第二交流输入端~2共同作为整流电路133的钳位保护后的第二采样信号输入端，与钳位保护电路132连接，以接入钳位保护后的第二采样信号；整流桥DB1的正极直流输出端+与第五电阻R5的第一端连接，整流桥DB1的负极直流输出端-与电源地连接。

第五电阻R5的第二端、第四电容C4的第一端以及第六电阻R6的第一端共同作为整流电路133的第三采样信号输出端，与第二滤波电路134连接，以输出第三采样信号。

第二滤波电路134为Π型滤波电路，主要由电阻和电容组成（包括第六电容C6、第七电容C7以及第九电阻R9），用于滤除第三采样信号中的交流成分。当输入信号后，经过第六电容C6会将信号大部分交流成分滤波；经过第六电容C6滤除后的电压，再加载到由第九电阻R9和第七电容C7的滤波电路中，第七电容C7将会进一步对信号中残留的交流成分进行滤除；当经过电容第六电容C6和第七电容C7滤除交流信号后，剩下的直流信号输出至采样放大电路135。

更具体的说，对直流信号而言，由于第七电容C7具有隔直作用，直流成分不能通过第七电容C7而只能经过第九电阻R9，所以第九电阻R9和第七电容C7对直流信号不会分压衰减；对交流信号而言，因为第七电容C7的容值较高，容抗较小，所以第九电阻R9和第七电容C7组成的分压电路对交流信号有较大的衰减作用，达到了很好的滤波效果。

更具体的说，因为流过第九电阻R9是直流信号，会在第九电阻R9上产生较大的直流压降，使得输出信号较小，因此此处选择的第九电阻R9不能过大，需要根据控制模块（4）的AD采集电压范围进行合理调节。

更具体的说，第六电容C6是Π型滤波电路的第一节滤波电容，加大它的容量会导致电路启动时间过长即对第六电容C6充电时间过长，因为第六电容C6不能过大，要根据检测电路13的采集信号的频率进行合理调节。

第一滤波电路18包括第七电阻R7和第五电容C5。第一滤波电路18主要作用是当供电电压有尖峰脉冲时，能够及时吸收并泄放到地回路，保证输入到高频驱动电路12的驱动电压为稳定的信号，避免尖峰脉冲引起高频驱动电路12的场效应管误开关动作。

该交直流能量转换控制电路14的一种部分示例电路结构具有以下优点：

1、简洁化、灵活性。该部分示例电路结构实现了集成芯片和分立元件有机组合，省去了一些外围器件，控制电路14板面积较小，达到整体元件布局简洁，同时又保留了分立元件灵活调试参数的功能。

2、效率高、难损坏。该部分示例电路结构可以根据PWM信号的频率来匹配高频驱动电路12中的高频大功率NMOS管的反向体恢复二极管时间、最大导通电流和栅源电压等参数，将导通热损耗降到最低，同时让NMOS管在反复开关工作中也不易损坏。

3、智能化、易监测。该部分示例电路结构集成微处理器，实现软件实时监测控制，输出功率实时反馈并检测，可以配合高频医疗设备，实现数字化智能实时监测控制。

4、成本低，性价比高。该部分示例电路结构采用集成芯片和分立元件的有机组合，利用低成本微处理器即可实现线性控制输出，特别是采用国产的高频大功率NMOS管搭建的升压电路模块，使得驱动系统成本很低。

5、精度高、易处理。该部分示例电路结构利用了电流互感器（变压器T1）实现采样高频输出信号，与控制模块输出的模拟电压的值形成比例关系，实现输出精准化；同时利用对应滤波电路，让控制模块对采样信号处理更容易、及时。

以下结合工作原理对图6所示的作进一步说明：

运算放大器U2的正相输入端接入放大和隔离后的模拟信号，运算放大器U2的正极电源端V+接入输入电压，运算放大器U2根据放大和隔离后的模拟信号将输入电压转换为供电电压并从运算放大器U2的输出端Vout输出。供电电压经第五电容C5和第七电阻R7滤波，滤波后的供电电压经第四二极管D4输入至第一电感L1的第一端；场效应管M1的栅极接入放大后的PWM信号，由第一电感L1、第三电容C3和场效应管M1根据放大后的PWM信号对滤波后的供电电压进行调制，以输出高频信号。

其中，变压器T1对高频信号进行电压转换，以输出第二采样信号；稳压管Z1对第二采样信号进行钳位保护；整流器DB1对钳位保护后的第二采样信号进行整流，以经过第五电阻R5输出第三采样信号；由第六电容C6、第七电容C7以及第九电阻R9组成的Π型滤波电路对第三采样信号进行分压和滤波；采样放大电路135对分压和滤波后的第三采样信号进行放大，以输出第一采样信号。采样信号输入至微处理器U1的第二通用输入输出端PC2，微处理器U1根据第一采样信号的幅值从微处理器U1的第一通用输入输出端PA4输出模拟信号，并根据第一采样信号的频率从微处理器U1的第三通用输入输出端PB6和微处理器U1的第四通用输入输出端PB7输出PWM信号。放大隔离电路15对模拟信号进行放大和隔离以得到放大和隔离后的模拟信号。电平转换电路16对PWM信号进行电平转换；高频放大电路17对电平转换后的PWM信号进行放大以得到放大后的PWM信号。

本发明实施例还提供一种高频医疗设备，该高频医疗设备包括上述的交直流能量转换控制电路。

本发明实施例通过电源管理电路将所述输入电压转换为供电电压；高频驱动电路对所述供电电压进行调制，以输出高频信号；检测电路对高频信号进行采样，以输出第一采样信号；控制电路根据第一采样信号控制电源管理电路将所述输入电压转换为所述供电电压，根据第一采样信号控制对所述供电电压进行调制；故高频信号的供电电压和调制的控制信号均经过反馈调节后生成，在满足大电流和高频应用的同时，既可调节高频信号的功率，又提高高频信号的精度。

以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种交直流能量转换控制电路，其特征在于，包括：

电源管理电路，配置为接入输入电压，并将所述输入电压转换为供电电压；

高频驱动电路，与所述电源管理电路连接，配置为对所述供电电压进行调制，以输出高频信号；

检测电路，与所述高频驱动电路连接，配置为对所述高频信号进行采样，以输出第一采样信号；

控制电路，与所述电源管理电路、所述高频驱动电路以及所述检测电路连接，配置为根据所述第一采样信号控制所述电源管理电路将所述输入电压转换为所述供电电压，根据所述第一采样信号控制所述高频驱动电路对所述供电电压进行调制；

所述控制电路具体配置为根据所述第一采样信号的幅值输出模拟信号，并根据所述第一采样信号的频率输出PWM信号；

所述电源管理电路具体配置为根据所述模拟信号将所述输入电压转换为所述供电电压；

所述高频驱动电路具体配置为根据所述PWM信号对所述供电电压进行调制，以输出所述高频信号；

所述高频驱动电路包括场效应管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电感、第二电容、第三电容以及第四电阻；

所述第一二极管的正极、所述第二二极管的负极、所述第二电容、所述第三二极管的负极以及所述第四二极管的正极共同作为所述高频驱动电路的供电电压输入端，与所述电源管理电路连接，以接入所述供电电压；

所述第四二极管的负极与所述第一电感的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述第三电容的第一端连接；

所述第三电容的第二端和场效应管的漏极共同作为所述高频驱动电路的高频信号输出端，以输出所述高频信号；

所述场效应管的栅极与所述第四电阻的第一端连接；

所述第四电阻的第二端作为所述高频驱动电路的PWM信号输入端，与所述控制电路连接，以接入所述PWM信号；

所述场效应管的源极、所述第二二极管的正极、所述第三二极管的正极以及所述第二电容的第二端共接于电源地；所述第一二极管的负极接入所述输入电压。

2.如权利要求1所述的交直流能量转换控制电路，其特征在于，还包括：

放大隔离电路，连接在所述控制电路和所述电源管理电路之间，配置为对所述模拟信号进行放大和隔离；

所述电源管理电路具体配置为根据放大和隔离后的所述模拟信号将所述输入电压转换为所述供电电压。

3.如权利要求1所述的交直流能量转换控制电路，其特征在于，还包括连接在所述控制电路和所述高频驱动电路之间的电平转换电路和高频放大电路；

所述电平转换电路，连接在所述控制电路和所述高频放大电路之间，配置为对所述PWM信号进行电平转换；

所述高频放大电路，连接在所述电平转换电路和所述高频驱动电路之间，配置为对电平转换后的所述PWM信号进行放大；

所述高频驱动电路具体配置为根据放大后的所述PWM信号对所述供电电压进行调制，以输出所述高频信号。

4.如权利要求1所述的交直流能量转换控制电路，其特征在于，还包括连接在所述电源管理电路和所述高频驱动电路之间的第一滤波电路；

所述第一滤波电路配置为对所述供电电压进行滤波；

所述高频驱动电路具体配置为对滤波后的所述供电电压进行调制，以输出所述高频信号。

5.如权利要求1所述的交直流能量转换控制电路，其特征在于，所述检测电路包括：

互感电路，与所述高频驱动电路连接，配置为对所述高频信号进行电压转换，以输出第二采样信号；

钳位保护电路，与所述互感电路连接，配置为所述第二采样信号进行钳位保护；

整流电路，与所述钳位保护电路连接，配置为对钳位保护后的所述第二采样信号进行整流，以输出第三采样信号；

第二滤波电路，与所述整流电路连接，配置为对所述第三采样信号进行分压和滤波；

采样放大电路，与所述第二滤波电路和所述控制电路连接，配置为对分压和滤波后的第三采样信号进行放大，以输出所述第一采样信号。

6.如权利要求1至5任意一项所述的交直流能量转换控制电路，其特征在于，所述控制电路包括微处理器；

所述微处理器的第一通用输入输出端作为所述控制电路的模拟信号输出端，与所述电源管理电路连接，以输出所述模拟信号；

所述微处理器的第二通用输入输出端作为所述控制电路的第一采样信号输入端，与所述检测电路连接，以接入所述第一采样信号；

所述微处理器的第三通用输入输出端和所述微处理器的第四通用输入输出端共同作为所述控制电路的PWM信号输出端，与所述高频驱动电路连接，以输出所述PWM信号。

7.如权利要求1至5任意一项所述的交直流能量转换控制电路，其特征在于，所述电源管理电路包括运算放大器、第一电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻以及第八电阻；

所述运算放大器的正相输入端与所述第一电阻的第一端连接，所述运算放大器的反相输入端-与所述第二电阻的第一端和所述第八电阻的第一端连接，所述运算放大器的使能端与所述第三电阻的第一端连接；

所述第一电阻的第二端作为所述电源管理电路的模拟信号输入端，与所述控制电路连接，以接入所述模拟信号；

所述运算放大器的正极电源端和所述第一电容的第一端共同作为所述电源管理电路的输入电压输入端，以接入所述输入电压；

所述运算放大器的输出端和所述第八电阻的第二端共同作为所述电源管理电路的供电电压输出端，与所述高频驱动电路连接，以输出所述供电电压；

所述第三电阻的第二端作为所述电源管理电路的使能信号输入端，与所述控制电路连接，以接入使能信号；

所述运算放大器的负极电源端、所述第二电阻的第二端以及所述第一电容的第一端共接于电源地。

8.一种高频医疗设备，其特征在于，所述高频医疗设备包括如权利要求1至7任意一项所述的交直流能量转换控制电路。

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