CN114204795B

CN114204795B - 一种无桥功率因素校正控制电路

Info

Publication number: CN114204795B
Application number: CN202111525380.7A
Authority: CN
Inventors: 毛昭祺; 王纪周; 柯乃泉
Original assignee: Hangzhou Upowertek Power Supply Co ltd
Current assignee: Hangzhou Upowertek Power Supply Co ltd
Priority date: 2021-12-14
Filing date: 2021-12-14
Publication date: 2023-10-13
Anticipated expiration: 2041-12-14
Also published as: CN114204795A

Abstract

本发明涉及一种无桥功率因素校正控制电路，该方案包括输入侧电网的L端连接电感；电感连接分别连接第一二极管和第一开关管；第一二极管分别连接第二二极管和第三开关管的以及第二滤波电容；第二二极管分别连接第二二极管和输入侧电网的N端；第三开关管分别连接第一开关管和第二二极管以及第四开关管；第四开关管分别连接第一开关管和第二开关管，该第四开关管与第二滤波电容连接；功率因素控制电路分别连接第一开关管、第二开关管、所述第三开关管、第四开关管、输入侧电网及第二滤波电容，以使得该功率因素控制电路能够控制各开关管的通断实现功率因素校正；且电路工作在变频临界连续模式。本申请具有实现难度低，损耗低的优点。

Description

一种无桥功率因素校正控制电路

技术领域

本发明涉及电路技术领域，具体涉及一种无桥功率因素校正控制电路。

背景技术

目前随着电网的谐波污染日益严重，必须引入PFC（功率因素校正）电路来降低电网中的谐波污染。而为了提高转换效率，无桥PFC电路被设计出来并逐渐成为研究的热点。相对于传统的PFC电路，无桥PFC电路略掉了前端的整流桥，减少了二极管的通态损耗，提高了转换效率。如图1为现有的一种无桥PFC电路的电路原理图，其设有两个开关管S1和S2和四个续流二极管D1，D2，D3,D4，通过控制电感L1电流，使无桥PFC电路的输入电流的波形跟随输入电压的波形，达到功率因数校正的目的。但是现有的无桥PFC电路存在的问题是，S1和S2需要隔离驱动和隔离供电，实现复杂。另外续流导通时，会流过两个二极管，损耗大。

因此，亟待一种能够降低电路实现难度，降低损耗的无桥功率因素校正控制电路。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术中存在的上述问题，提供了一种无桥功率因素校正控制电路。

为了实现上述发明目的，本发明采用了以下技术方案：一种无桥功率因素校正控制电路包括输入侧电网、第一滤波电容、第二滤波电容、电感、第一二极管、第二二极管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电流互感器、第二电流互感器、第三二极管、第四二极管、采样电阻及功率因素控制电路；所述输入侧电网的L端连接所述电感的第一端；所述电感的第二端连接分别连接所述第一二极管的第一端和所述第一开关管的第一端；所述第一二极管的第二端分别连接所述第二二极管的第二端和所述第三开关管的第一端以及所述第二滤波电容的正极；所述第二二极管的第一端分别连接所述第二开关管的第一端和所述输入侧电网的N端；所述第三开关管的第二端分别连接所述第一电流互感器原边的第二端和所述第二电流互感器原边的第一端以及所述第四开关管的第一端；所述第四开关管的第二端与所述第二滤波电容的负极连接；所述第一电流互感器原边的第一端与所述第一开关管的第二端连接，所述第一电流互感器副边两端分别接地和与所述第三二极管的第一端连接；所述第二电流互感器原边的第二端连接所述第二开关管的第二端，所述第二电流互感器副边两端分别接地和与所述第四二极管的第一端连接；所述第三二极管的第二端分别连接所述第四二极管的第二端和所述采样电阻的第一端；所述采样电阻的第二端接地；所述第一滤波电容第一端连接所述输入侧电网的L端，第二端连接所述输入侧电网的N端；

所述功率因素控制电路分别连接所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管、所述输入侧电网及所述第二滤波电容，以使得该功率因素控制电路能够控制各开关管的通断实现功率因素校正；

且电路工作在变频临界连续模式。

工作原理及有益效果：1、与现有技术相比，与现有技术相比，本申请通过引入第三开关管和第三开关管，配合功率因素控制电路，当第一开关管和第二开关管导通时，电流可以双向流动，此时输入侧电网电压对电感励磁，电流线性上升，而当第一开关管和第二开关管关断后，电流通过第一二极管以及第二开关管和第四开关管的体二极管续流导通或者通过第二二极管D2以及第一开关管和第四开关管的体二极管续流导通，输出电压减去输入电压的差值对电感去磁，电流线性下降，起到了功率因素校正的功能，在此过程中，第一开关管和第二开关管不再需要隔离驱动和隔离供电，因此可以显著降低电路实现难度，而且在续流导通时，电流不再是流过两个二极管，而仅仅只是其中一个，因此可以降低损耗。

进一步地，所述输入侧电网处于正半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管导通，所述第四开关管导通，此时N端电位为0；所述输入侧电网处于正半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管关断，此时N端电位为0。

进一步地，所述输入侧电网处于负半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管导通，所述第三开关管导通，所述输入侧电网的N端电位等于母线电压；所述输入侧电网处于负半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管关断，所述输入侧电网的N端电位等于母线电压。

进一步地，所述第一开关管和所述第四开关管、所述第二开关管和所述第四开关管、所述第三开关管和所述第四开关管均构成半桥桥臂结构。

进一步地，所述功率因素控制电路包括依次连接的第二电阻、运算放大器、乘法器、取绝对值器、第二比较器及RS触发器；所述第二电阻连接所述第二滤波电容；所述乘法器分别与所述输入侧电网和所述第一比较器连接；所述第一比较器的输出端连接非门、第一或门及第二或门的输入端；所述非门的输出端连接第三或门和与门的输入端；所述第二比较器的输入端连接所述采样电阻；所述第一或门的另一个输入端连接同步整流器，该第一或门的输出端连接所述第四开关管；所述RS触发器的G端分别连接所述第二或门、所述第三或门及所述与门的另一个输入端；所述第三或门的输出端连接所述第一开关管；所述第二或门的输出端连接所述第二开关管；所述与门的输出端连接所述第三开关管。

进一步地，所述乘法器将所述输入侧电网的L端与N端的电压差值信号以及所述运算放大器输出的信号相乘得到输出信号，将该输出信号经过所述取绝对值器取得该输出信号的绝对值。

进一步地，所述运算放大器反相端与输出端之间连接有第二电容。

进一步地，所述运算放大器反相端接入第二滤波电容的电压信号，同相端接入参考电压，且该运算放大器采用负反馈控制。

进一步地，当所述输入侧电网处于正半周时，所述第一比较器输出高电平，所述非门后输出低电平，所述与门后输出低电平至所述第三开关管，所述第二或门输出高电平至所述第二开关管，所述第三或门输出GON信号至所述第一开关管，所述第一或门输出高电平至所述第四开关管。

进一步地，当所述输入侧电网处于负半周时，所述第一比较器输出低电平，所述非门后输出高电平，所述与门输出GON信号至所述第三开关管，所述第二或门输出GON信号至所述第二开关管，所述第三或门输出高电平至所述第一开关管，所述第一或门输出所述同步整流器的同步整流信号至所述第四开关管。

附图说明

图1是现有技术的电路示意图；

图2是本发明的电路示意图；

图3是本发明另一种实施方式的电路示意图；

图4是本发明输入侧电网处于正半周时的电路工作波形图；

图5是本发明输入侧电网处于负半周时的电路工作波形图；

图6是本发明功率因素控制电路的电路示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

现有技术的电路如图1所示，图1中包括输入侧电网、第一电感L1、第一滤波电容CX1、第二滤波电容Co、第一二极管D1、第二二极管D2、第五二极管D3、第四二极管D4、第一开关管S1、第二开关管S2，由于第一开关管S1和第二开关管S2相对图1中的电解地是浮动的，因此第一开关管S1和第二开关管S2需要隔离驱动，而启动时第一开关管S1和第二开关管S2没有供电，所以需要隔离供电，整体实现复杂，而且在续流导通期间，正半周续流时第一二极管D1和第四二极管D4导通，负半周第二二极管D2和第五二极管D3导通，二极管相比于Mos导通压降大，损耗大，电流会流过至少两个二极管，如此会造成较大的电路损耗。

因此本申请提出了以下技术方案：

实施例1，

如图2所示，本无桥功率因素校正控制电路包括输入侧电网LN、第一滤波电容CX1、第二滤波电容Co、电感L1、第一二极管D1、第二二极管D2、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一电流互感器CT1、第二电流互感器CT2、第三二极管DT1、第四二极管DT2、采样电阻RT1及功率因素控制电路；其中本申请的电路工作在变频临界连续模式（CRM)。

输入侧电网LN的L端连接电感L1的第一端，N端连接第一滤波电容CX1的第二端和第二二极管D2的第二端；

电感L1的第二端分别连接第一二极管D1的第一端和第一开关管S1的第一端，电感L1的第一端连接输入侧电网LN的L端；

第一二极管D1的第二端分别连接第二二极管D2的第二端和第三开关管S3的第一端以及第二滤波电容Co的正极，第一二极管D1的第一端分别连接电感L1的第二端和第一开关管S1的第一端；

第二二极管D2的第一端分别连接第二开关管S2的第一端和输入侧电网LN的N端，第二二极管D2的第二端分别连接第一二极管D1的第二端、第三开关管S3的第一端以及第二滤波电容Co的正极；

第三开关管S3的第二端分别连接第一电流互感器CT1原边的第二端和第二电流互感器CT2原边的第一端以及第四开关管S4的第一端，第三开关管S3的第一端分别连接实施第一二极管D1的第二端和第二二极管D2的第二端以及第二滤波电容Co的正极；

第四开关管S4的第一端分别连接第一电流互感器CT1原边的第二端和第二电流互感器CT2原边的第一端，该第四开关管S4的第二端与第二滤波电容Co的负极连接并接地；

第一电流互感器CT1原边的第一端与第一开关管S1的第二端连接，第一电流互感器CT1副边的第二端接地，第一端与第三二极管DT1的第一端连接；

第二电流互感器CT2原边的第二端连接第二开关管S2的第二端，第二电流互感器CT2副边的第二端接地，第一端与第四二极管DT2的第一端连接；

第三二极管DT1的第二端分别连接第四二极管DT2的第二端和采样电阻RT₁的第一端；

第四二极管DT2的第二端分别连接第三二极管DT1的第二端和采样电阻RT₁的第一端；

采样电阻RT1的第一端分别连接第三二极管DT1的第二端和第四二极管DT2的第二端，采样电阻RT₁的第二端接地并连接第二电流互感器CT2副边的第二端；

第一滤波电容CX1第一端连接输入侧电网LN的L端，第二端连接输入侧电网LN的N端；

其中，本申请中的第一开关管S1和第二开关管S2作为功率主开关管，构成串联对管结构，当第一开关管S1和第二开关管S2导通时，电流可以双向流动，输入侧电网LN电压对电感L1励磁，电流线性上升。当第一开关管S1和第二开关管S2关断后，电流通过第一二极管D1以及第二开关管S2和第四开关管S4的体二极管续流导通或者通过第二二极管D2以及第一开关管S1和第四开关管S4的体二极管续流导通，输出电压减去输入电压的差值（即输入侧电网L端的电压减去N端的电压）对电感L1去磁，电流线性下降。其基本工作原理同BoostPFC电路。

功率因素控制电路分别获取输入侧电网LN的L端电压和N端电压、第二滤波电容Co的电压或者叫母线电压、采样电阻RT1的电压和电流，且分别连接第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3及第四开关管，能够控制各开关管的通断。

控制逻辑如下：

当输入侧电网LN电压处于正半周，即V_L>V_N时，如果第一开关管S1和第二开关管S2导通，电流从L端流过电感L1，第一开关管S1，第二开关管S2回到N端，N端的电位是浮动的；如果第一开关管S1和第二开关管S2关断，电流从L端流过电感L1，第一二极管D1，第二滤波电容Co，第四开关管S4体二极管，第二开关管S2体二极管回到N端，N端的电位接近为零，第四二极管DT2始终反偏截止，第三二极管DT1仅在第一开关管S1导通期间正偏导通，电流流过采样电阻RT1，功率因素控制电路获得电流信号V_RT1；

当输入侧电网LN电压处于负半周，即V_N>V_L时，如果第一开关管S1和第二开关管S2导通，电流从N端流过第二开关管S2，第一开关管S1，电感L1回到L端，N端的电位是浮动的；如果第一开关管S1和第二开关管S2关断，电流从N端流过第二二极管D2，第二滤波电容Co，第四开关管S4体二极管，第一开关管S1体二极管，电感L1回到L端，N端的电位接近等于母线电压Vo，第三二极管DT1始终反偏截止，第四二极管DT2仅在第二开关管S2导通期间正偏导通，电流流过采样电阻RT1，功率因素控制电路获得电流信号V_RT1；

为了改善EMI，使得输入侧电网N端电平不包含开关噪声，因此需要引入第三开关管S3和第四开关管S4，具体控制方法如下：

当输入侧电网LN电压处于正半周，即V_L>V_N时，在续流期间，N端的电位接近为零。因此在第一开关管S1和第二开关管S2导通期间，同时导通第四开关管S4，则可以强迫N端电位为零。那么输入侧电网LN电压处于正半周时，N端电位始终为零。

而当输入侧电网LN电压处于负半周，即V_N>V_L时，在续流期间，N端的电位接近等于母线电压Vo，即第二滤波电容的电压。因此在第一开关管S1和第二开关管S2导通期间，同时导通第三开关管S3，则可以强迫N端电位等于母线电压Vo。那么输入侧电网LN电压处于负半周时，N端电位始终为母线电压Vo。

如此，经过功率因素控制电路的上述控制过程，使得输入侧电网LN的N端的电位相对于开关周期，可以始终保持恒定，如此可以极大地降低整个电路系统的EMI共模噪声。

而且，图2中，第一开关管S1和第四开关管S4，第二开关管S2和第四开关管S4，第三开关管S3和第四开关管S4均构成半桥桥臂结构，此结构很容易实现高压自举供电和电平转换（Level shift）的驱动，因此无需将开关管隔离驱动和隔离供电，电路实现难度大大降低，在续流导通期间，电流也不会经过两个二极管，可以有效降低电路损耗。

如图3所示，在另一种实施例2中，当本申请的电路还包括：第三三极管D3和第一电容C1，第三二极管D3第一端连接Vcc，第二端连接第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端连接第一开关管S1的第二端。如此，当第四开关管S4导通时，第一开关管S1和第四开关管S4的中点电压V_center等于零，Vcc通过第三二极管D3向第一电容C1供电，Vcc_S1为第一电容C1的电压；当第四开关管S4关断后，V_center电位上升使得第三二极管D3反偏截止，Vcc_S1仍然浮动供电给第一开关管S1、第二开关管S2和第三开关管S3的驱动和控制电路。其中图3中展示了部分电路，剩余电路为图2中的电路部分。

为了改善效率，降低导通损耗。在第一开关管S1，第二开关管S2和第四开关管S4体二极管续流导通期间，使用同步整流控制，相应驱动导通第一开关管S1，第二开关管S2和第四开关管S4的MOS管，降低其导通损耗。具体方法如下：

如图4所示，当输入侧电网LN电压处于正半周，即V_L>V_N时，在续流期间，第二开关管S2和第四开关管S4导通；在励磁期间，第一开关管S1、第二开关管S2和第四开关管S4导通，第一开关管S1作为开关管，第二开关管S2和第四开关管S4可以一直导通。同理，如图5所示，当输入侧电网LN电压处于负半周，即V_N>V_L时，在续流期间，第一开关管S1和第四开关管S4导通；在励磁期间，第一开关管S1、第二开关管S2和第三开关管S3导通，第二开关管S2作为开关管，第一开关管S1可以一直导通，第四开关管S4采用同步整流控制。

其中图4和图5中，Vgs1、Vgs2、Vgs3及Vgs4分别表示S1~S4开关管的驱动、I_LP为电感L1电流，相当于输入电流。

如此，与现有技术相比，不仅是减少了续流导通期间，电流流经二极管的数量，还采用同步整流控制大大降低了控制难度，上述实施例2的控制逻辑同样通过功率因素控制电路实现。

实施例3，

如图6所示，功率因素校正控制电路包括依次连接的第二电阻Rfb、运算放大器Op1、乘法器、取绝对值器、第二比较器Comp2及RS触发器；

第二电阻Rfb的第二端连接第二电容Cfb的第一端和运算放大器Op1的反相端，第二电阻Rfb的第一端连接第二滤波电容Co，获取母线电压信号Vo；

运算放大器Op1的反相端输入母线电压信号Vo，同相端输入参考电压信号Vref，输出端输出V_Comp信号给乘法器，其中，参考电压信号Vref为预设的信号，根据实际需求而定；其中，运算放大器Op1采用负反馈控制，获得稳定的输出电压控制。当输出电压低于设定值时，输出V_Comp增大，进而增大Vm和Vp信号幅度，增大V_RT1的比较基准值，增大电感电流的峰值，进而增大输出电压。反之，当输出电压高于设定值时，输出V_Comp减小，进而减小Vm和Vp信号幅度，减小V_RT1的比较基准值，减小电感电流的峰值，进而减小输出电压。

第二电容Cfb的第一端分别连接第二电阻Rfb的第二端和运算放大器Op1的反相端，第二端连接运算放大器Op1的输出端和乘法器的输入端；

乘法器分别与输入侧电网LN和第一比较器Comp1的输出端连接，可以获取输入侧电网LN的L端电压V_L和N端电压V_N，实际获取的是V_LN，V_LN为输入侧电网LN电压差值，即V_LN=V_L-V_N，以及运算放大器Op1的输出的V_Comp信号，Op1运放负反馈电路输出V_Comp信号，经乘法器电路与V_LN信号相乘得到信号Vm；

取绝对值器的输入端连接乘法器的输出端，输出端连接第二比较器Comp2的同相端，Vm经取绝对值电路输出Vp信号，其值为Vm信号的绝对值，即Vp=|Vm|。数学关系为，当Vm>=0时，Vp=Vm；当Vm<0时，Vp=-Vm。

而，因此V_RT1的峰值V_{RT1_pk}=Vm，推导电感L1电流的峰值得关系式：

；

其中，I_LP为电感L1电流，相当于输入电流，RT₁表示采样电阻RT₁的电阻值，V_irms为输入电网电压有效值。

第一比较器Comp1的同相端接V_LN信号，其反相端接地，第一比较器Comp1的输出端连接非门NON1、第一或门OR1及第二或门OR2的输入端；

非门NON1的输出端连接第三或门OR3和与门ADD1的输入端，P_LN信号经过非门NON1输出N_LN信号；

第二比较器Comp2的同相端连接采样电阻RT₁，第二比较器Comp2的反相端连接取绝对值器，如此第二比较器Comp2可以获取V_RT1信号和Vp信号，当V_RT1高于Vp时，第二比较器Comp2输出高电平，复位RS触发器RS1，RS触发器RS1的G端输出GON信号低电平；

第一或门OR1的一个输入端输入P_LN信号，另一个输入端连接同步整流器SR，该第一或门OR1的输出端连接第四开关管S4，从而实现对第四开关管S4的同步整流控制；

RS触发器RS1的G端分别连接第二或门OR2、第三或门OR3及与门ADD1的另一个输入端，RS触发器RS1的S端输入ZCD信号表征电感L1电流断续，可以来自电感电流检测，也可以来自辅助绕组检测电路。实现手段很多，其非本专利重点，这里不做过多阐述；当电感L1电流断续时，ZCD置高，置位RS触发器RS1，G端输出GON信号高电平；

因为电路工作在临界连续模式，输入侧电网LN的输入电流等于电感L1的平均电流，其值为电感电流峰值的一半，则输入电流为，

；

其中，I_{L1_avg}为平均输入电流也就是输入侧电网LN的输入电流，I_LP为电感L1电流，RT₁表示采样电阻RT₁的电阻值，V_irms为输入电网电压有效值。

可见，输入电流正比于输入电压，其跟踪输入电压，表现为正弦波，从而实现好的功率因素校正控制。

第三或门OR3输入GON信号和N_LN信号，第三或门OR3的输出端连接第一开关管S1，第三或门OR3输出GON信号至Vgs1；

第二或门OR3输入GON信号和P_LN信号，第二或门OR2的输出端连接第二开关管S2，第二或门OR2输出高电平至Vgs2；

与门ADD1输入GON信号和N_LN信号，与门ADD1的输出端连接第三开关管S3，与门AND1输出低电平至VgS3；

具体第一比较器Comp1的控制逻辑如下：

当V_L>V_N时，第一比较器Comp1输出P_LN为高电平，经过非门NON1输出N_LN为低电平；与门AND1输出低电平至VgS3，第二或门OR2输出高电平至Vgs2，第三或门OR3输出GON信号至Vgs1，第一或门OR1输出高电平至Vgs4；

当V_L<V_N时，第一比较器Comp1输出P_LN为低电平，经过非门NON1输出N_LN为高电平，与门AND1输出GON至VgS3，第二或门OR2输出GON至Vgs2，第三或门OR3输出高电平至Vgs1，第一或门OR1输出同步整流SR信号至Vgs4，开关管第四开关管S4工作在续流同步整流模式。

上述的V_L为输入侧电网LN的L端电压，V_N为输入侧电网LN的N端电压。

综上，本申请的电路通过对第三开关管S3和第四开关管S4的控制，可以实现高压自举供电和Level shift驱动，以及大幅改善EMI。同时通过对开关管进行同步整流控制可以改善效率。电路实现简单，元器件少，易于实现。

本发明未详述部分为现有技术，故本发明未对其进行详述。

可以理解的是，术语“一”应理解为“至少一”或“一个或多个”，即在一个实施例中，一个元件的数量可以为一个，而在另外的实施例中，该元件的数量可以为多个，术语“一”不能理解为对数量的限制。

尽管本文较多地使用了专业术语，但并不排除使用其他术语的可能性。使用这些术语仅仅是为了更方便地描述和解释本发明的本质；把它们解释成任何一种附加的限制都是与本发明精神相违背的。

本发明不局限于上述最佳实施方式，任何人在本发明的启示下都可得出其他各种形式的产品，但不论在其形状或结构上做任何变化，凡是具有与本申请相同或相近似的技术方案，均落在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种无桥功率因素校正控制电路，其特征在于，包括输入侧电网、第一滤波电容、第二滤波电容、电感、第一二极管、第二二极管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电流互感器、第二电流互感器、第三二极管、第四二极管、采样电阻及功率因素控制电路；所述输入侧电网的L端连接所述电感的第一端；所述电感的第二端分别连接所述第一二极管的第一端和所述第一开关管的第一端；所述第一二极管的第二端分别连接所述第二二极管的第二端和所述第三开关管的第一端以及所述第二滤波电容的正极；所述第二二极管的第一端分别连接所述第二开关管的第一端和所述输入侧电网的N端；所述第三开关管的第二端分别连接所述第一电流互感器原边的第二端和所述第二电流互感器原边的第一端以及所述第四开关管的第一端；所述第四开关管的第二端与所述第二滤波电容的负极连接；所述第一电流互感器原边的第一端与所述第一开关管的第二端连接，所述第一电流互感器副边两端分别接地和与所述第三二极管的第一端连接；所述第二电流互感器原边的第二端连接所述第二开关管的第二端，所述第二电流互感器副边两端分别接地和与所述第四二极管的第一端连接；所述第三二极管的第二端分别连接所述第四二极管的第二端和所述采样电阻的第一端；所述采样电阻的第二端接地；所述第一滤波电容第一端连接所述输入侧电网的L端，第二端连接所述输入侧电网的N端；

且电路工作在变频临界连续模式。

2.根据权利要求1所述的一种无桥功率因素校正控制电路，其特征在于，所述输入侧电网处于正半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管导通，所述第四开关管导通，此时N端电位为0；所述输入侧电网处于正半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管关断，此时N端电位为0。

3.根据权利要求2所述的一种无桥功率因素校正控制电路，其特征在于，所述输入侧电网处于负半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管导通，所述第三开关管导通，所述输入侧电网的N端电位等于母线电压；所述输入侧电网处于负半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管关断，所述输入侧电网的N端电位等于母线电压。

4.根据权利要求1所述的一种无桥功率因素校正控制电路，其特征在于，所述第一开关管和所述第四开关管、所述第二开关管和所述第四开关管、所述第三开关管和所述第四开关管均构成半桥桥臂结构。

5.根据权利要求1-4任意一项所述的一种无桥功率因素校正控制电路，其特征在于，所述功率因素控制电路包括依次连接的第二电阻、运算放大器、乘法器、取绝对值器、第二比较器及RS触发器；所述第二电阻连接所述第二滤波电容；所述乘法器分别与所述输入侧电网和所述第一比较器连接；所述第一比较器的输出端连接非门、第一或门及第二或门的输入端；所述非门的输出端连接第三或门和与门的输入端；所述第二比较器的输入端连接所述采样电阻；所述第一或门的另一个输入端连接同步整流器，该第一或门的输出端连接所述第四开关管；所述RS触发器的G端分别连接所述第二或门、所述第三或门及所述与门的另一个输入端；所述第三或门的输出端连接所述第一开关管；所述第二或门的输出端连接所述第二开关管；所述与门的输出端连接所述第三开关管。

6.根据权利要求5所述的一种无桥功率因素校正控制电路，其特征在于，所述乘法器将所述输入侧电网的L端与N端的电压差值信号以及所述运算放大器输出的信号相乘得到输出信号，将该输出信号经过所述取绝对值器取得该输出信号的绝对值。

7.根据权利要求6所述的一种无桥功率因素校正控制电路，其特征在于，所述运算放大器反相端与输出端之间连接有第二电容。

8.根据权利要求6所述的一种无桥功率因素校正控制电路，其特征在于，所述运算放大器反相端接入第二滤波电容的电压信号，同相端接入参考电压，且该运算放大器采用负反馈控制。

9.根据权利要求5所述的一种无桥功率因素校正控制电路，其特征在于，当所述输入侧电网处于正半周时，所述第一比较器输出高电平，所述非门后输出低电平，所述与门后输出低电平至所述第三开关管，所述第二或门输出高电平至所述第二开关管，所述第三或门输出GON信号至所述第一开关管，所述第一或门输出高电平至所述第四开关管。

10.根据权利要求9所述的一种无桥功率因素校正控制电路，其特征在于，当所述输入侧电网处于负半周时，所述第一比较器输出低电平，所述非门后输出高电平，所述与门输出GON信号至所述第三开关管，所述第二或门输出GON信号至所述第二开关管，所述第三或门输出高电平至所述第一开关管，所述第一或门输出所述同步整流器的同步整流信号至所述第四开关管。