CN114094954A - 一种高平坦度的级间匹配电路 - Google Patents

一种高平坦度的级间匹配电路 Download PDF

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邹滕浩
闫娜
朱伟强
韩婷婷
田密
李志坚
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Abstract

本发明属于微电子技术领域，具体为一种高平坦度级间匹配电路。本发明级间匹配电路包括变压器、输出等效并联RC电路、输入等效串联RC电路；其中，前一级输出端等效为并联RC结构，初级回路为并联谐振网络，后一级输入端等效为串联RC结构，次级回路为串联谐振网络；通过宽带的无源级间匹配电路，补偿晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，从而实现整个电路模块宽带的幅频响应曲线。本发明通过非对称的匹配电路设计，弥补晶体管本身不平坦的幅频响应曲线，实现高平坦度的电路设计。

Description

一种高平坦度的级间匹配电路
技术领域
本发明属于微电子技术领域，具体涉及高平坦度级间匹配电路。
背景技术
近几年来，现代无线通信技术的迅速发展极大地改变了人们的生活。目前支持2G/3G/4G移动通信网络(GSM/WCDMA/LTE)、无线局域网(Wireless Local Area Network,WLAN)等应用的智能手机和笔记本早已成为人们日常生活的标准配置。5G时代的到来更加便携了人们的生活。为了使人们的生活更加方便快捷，物联网也正蓬勃发展中。物联网(Internetof Things,IoT)是指通过各种信息传感器、射频识别技术、全球定位系统、红外感应器、激光扫描器等各种装置与技术，实时采集任何需要监控、连接、互动的物体或过程，采集其声、光、热、电、力学、化学、生物、位置等各种需要的信息，通过各类可能的网络接入，实现物与物、物与人的泛在连接，实现对物品和过程的智能化感知、识别和管理。
物联网的应用场景主要包括智能家居、智能公共设施、智能工农业以及智能个人等，而物联网实现通信的功能离不开射频/毫米波收发机。射频/毫米波收发机位于无线通信终端的最前端，其结构和性能直接影响着整个通信系统。为了满足物联网宽带通信的功能，射频/毫米波收发机也需要具备宽带收发的功能。
由于晶体管本身的幅频特性响应曲线是随着频率的增大幅值降低，为满足宽带收发设计，射频/毫米波收发机中宽带实现需要特殊的拓扑设计。常见的宽带实现的方法有三个设计角度，一个为有源晶体管拓扑本身出发，采用共栅结构或共源结构采用栅漏电阻负反馈设计，如图1(a)(b)所示，来实现宽带的增益；另一个为无源匹配网络设计，通过采用宽带无源匹配网络补偿的方法，来实现宽带，如图1(c)所示；还有一个为有源和无源同时出发设计，通过采用多级模块多谐振频点来是实现宽带设计，如图1(d)所示。
当一个电路模块需要高的增益或其他需求时，电路需要多级级联设计才能达到所需要的指标。对于多级级联模块的宽带设计，常见的方法即多谐振点来实现宽带增益，让每个匹配网络谐振在不同的频点上，多个匹配网络叠加，最终增益为一个宽带且平坦的增益，然而这种方法需要的电路级联数比较多，由于输入匹配网络和输出匹配网络需要考虑输入匹配和输出匹配的问题，因此这种拓扑结构至少需要3级级联才能实现宽带设计。当电路仅有2级级联、一个级间匹配网络时，这种拓扑结构并不适合。本发明为解决这个技术问题采用了从无源匹配网络设计角度出发的设计思路，设计了一个高平坦度的宽带级间匹配网络，通过宽带的无源级间匹配网络，补偿晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，从而实现整个电路模块宽带的幅频响应曲线。
发明内容
本发明的目的在于提供一种在高平坦度的级间匹配电路，以解决晶体管本身在射频/毫米波频段宽带上由于电容的存在，幅频响应曲线随频率升高而下降的趋势，无法实现宽带电路问题。
本发明提供的高平坦度的级间匹配电路，包括输出等效并联RC电路(由电阻R1、电容C1表示)110、变压器120、输入等效串联RC电路(由电阻R2、电容C2表示)130；其中，输出等效并联RC电路110为前一级的输出等效电路，用并联RC结构表示；变压器120用于实现阻抗变换；输入等效串联RC电路130为后一级等效电路，用串联RC结构表示。
其中，级间匹配电路通过非对称并串联变压器实现，即前一级输出端等效110为并联RC结构，初级回路为并联谐振网络，后一级输入端等效130为串联RC结构，次级回路为串联谐振网络。
本发明可通过宽带的无源级间匹配电路，补偿晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，从而实现整个电路模块宽带的幅频响应曲线。具体说明如下：
本发明中，初级回路(L1)和次级回路(L2)为非对称并串联回路，两回路谐振频点相同，但回路的Q值不同。
变压器120初级回路的电感感值根据前一级输出等效并联RC电路110中的电阻阻值、电容容值和所设计的频带宽带决定；变压器120的耦合系数k，同样根据前一级输出等效并联RC电路110中的电阻阻值、电容容值和所设计的频带宽带获取；变压器次级回路的感值根据初级回路谐振频点和输入等效串联RC电路130中等效电容容值选取，初级回路和次级回路谐振在相同频点下，即：
L1C1＝L2C2， (1)
次级回路中输入等效串联RC电路130的等效电阻阻值根据初级回路的Q值和次级回路的Q值之间比值决定，即：
Figure BDA0003346083650000021
其中，Q1和Q2分别为初级回路和次级回路的Q值。调整Qpercent，即调整输入等效串联RC电路130的等效电阻阻值。当Qpercent＝1时，级间匹配网络的Z21曲线为图3所示，级间匹配网络可以达到一个宽带且平坦的增益曲线。然而由于晶体管本身具有幅频响应曲线随频率上升而下降的趋势，因此采用Qpercent＝1这种设计思路设计出来的整体电路仍然是不平坦的且窄带的，如图6中Qpercent＝1的曲线所示。
初级回路和次级回路的Qpercent≠1。调整初级回路和次级回路的Qpercent，当Qpercent从1整到0.25，Z21曲线如图4所示，随着Qpercent的降低，回路Z21的曲线变为随频率升高而上升的曲线，因此，合理选取Qpercent，即可以弥补晶体管本身幅频响应曲线随频率上升而下降的趋势，从而实现整体电路宽且平坦的增益，如图6中Qpercent＝0.1的曲线所示。
进一步地，级间匹配电路可以采用片内变压器实现，也可以采用片外变压器实现。
进一步地，高平坦的级间匹配电路设计方法，可以应用在射频电路中，也可以应用在毫米波电路中，可以应用在发射机的PA中，也可以应用接收机的LNA中，还可以应用在其他多级级联的电路中，包括但不限于列举的应用，其他应用都可以。
进一步地，高平坦的级间匹配电路设计方法，可以在CMOS工艺下实现，也可以在BiCMOS工艺下实现，还可以在GeSi工艺下实现，也可以在GaAs工艺下实现，包括但不限于列举的工艺，其他工艺都可以。
本发明通过一种高平坦的级间匹配电路设计方法，采用从无源匹配网络设计角度出发的设计思路，设计了一个高平坦度的宽带级间匹配网络，通过Q不对称初次级回路的变压器，补偿晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，从而实现整个电路模块宽带的幅频响应曲线。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：
传统的多级级联模块的宽带设计，常见的方法为多谐振点来实现宽带增益，让每个匹配网络谐振在不同的频点上，多个匹配网络叠加，最终增益为一个宽带且平坦的增益，然而这种方法需要的电路级联数比较多，由于输入匹配和输出匹配的问题，这种拓扑结构至少需要3级级联才能实现宽带设计。当电路仅有2级级联、一个级间匹配网络时，这种拓扑结构并不适合。而本发明采用的高平坦度的宽带级间匹配网络，适用于两级级联放大器，通过宽带的无源级间匹配网络，补偿晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，从而实现整个电路模块宽带的幅频响应曲线。
附图说明
图1：宽带电路实现方法。
图2：一种高平坦度的级间匹配电路结构图示。
图3：Qpercent＝1时的级间匹配电路Z21(dBohm)曲线。
图4：不同Qpercent的级间匹配电路Z21(dBohm)曲线。
图5：本发明基于LNA的一种实施方法示意图。
图6：整体电路Z21(dBohm)曲线。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明提出了一种高平坦度级间匹配电路设计方法。通过Q不对称初次级回路的变压器，补偿晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，实现整个电路模块宽带的幅频响应曲线。
如图2所示，本发明的一种高平坦度的级间匹配电路，包括：输出等效并联RC电路110、变压器120、输入等效串联RC电路130；其中输出等效并联RC电路110为前一级的输出等效电路，用并联RC结构表示；变压器120用于实现阻抗变换；输入等效串联RC电路130为后一级等效电路，用串联RC结构表示。为补偿晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，级间匹配网络采用Q不对称的初次级回路，产生一个随频率上升幅频响应曲线上升的级间匹配网络，合理的选取Qpercent，即可令整体电路在真个宽带内达到平坦的增益曲线。
由上可知，本发明通过一种高平坦的级间匹配电路设计方法，采用从无源匹配网络设计角度出发的设计思路，设计了一个高平坦度的宽带级间匹配网络，通过Q不对称初次级回路的变压器，补偿晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，从而实现整个电路模块宽带的幅频响应曲线。
如图5所示，为本发明基于LNA的高平坦度级间匹配电路的具体实施举例，其为应用在射频/毫米波接收机上的LNA上。输入匹配网络210(第一共源NMOS晶体管M1及第一源极负反馈电感Ls1)为输出等效并联RC电路110的具体实现方式，其中，第一共源NMOS管M1的栅端与输入匹配网路的电感Lg相连，用于信号的输入；第一共源NMOS管M1的源端与第一源极负反馈电感Ls1相连，产生一个等效的输入阻抗实部，用于输入匹配；第一共源NMOS管M1的漏端与级间匹配变压器120相连，用于信号的输出和宽带级间匹配。输入匹配网络中并联电感L1和电容C1想并联，一端与信号输入端相连，用于输入匹配，另一端与地相连；栅电感Lg用于输入匹配，将信号输入端与第一共源NMOS管M1的栅端串联起来，形成信号通路。从第一共源NMOS管M1漏端往RFin端看去的阻抗可以在宽带内等效成一个并联的RC电路，即输出等效110中的R1和C1。
级间匹配变压器220为变压器120的具体实现方式，其中，初级电感Ld1一端与第一共源NMOS管M1漏端相连，用于实现信号的传输，另一端与电源VDD相连，用于将直流电压传输到第一共源NMOS管M1漏端，提供第一共源NMOS管M1的正确工作状态；次级电感Lg2一端与第二共源NMOS管M2栅端相连，用于实现信号的传输，另一端与偏置电压Vg相连，提供给第二共源NMOS管M1直流偏置电压，使之工作在正确的偏置点。变压器采用Q不对称初次级回路设计，初级回路的谐振频点等于次级回路的谐振频点，级间匹配变压器120初级回路的电感感值根据从第一共源NMOS管M1漏端往RFin端看去的等效并联RC电路的电阻阻值、电容容值和所设计的频带宽带决定；级间匹配变压器120的耦合系数k，根据同样根据从第一共源NMOS管M1漏端往RFin端看去的等效并联RC电路的电阻阻值、电容容值和所设计的频带宽带获取；级间匹配变压器220次级回路的感值根据初级回路谐振频点和从第二共源NMOS管M2栅端往RFout端看去的等效串联RLC电路选取，初级回路和次级回路谐振在相同频点下。
输出匹配网络230(第二共源NMOS管M2及第二源极负反馈电感Ls2)为第二级输入等效串联RC电路130的具体实现方式。其中，第二共源NMOS管M2的栅端与级间匹配变压器次级电感Lg2相连，实现信号的输入；第二共源NMOS管M2的源端与第二源极负反馈电感Ls2相连，用于产生第二级输入阻抗的实部，实现宽带级间匹配；第二共源NMOS管M2的漏端与输出匹配网络的并联输出电感Ld2和输出电容Cout相连，用于实现信号的输出；输出匹配网络的输出电感Ld2串联第二共源NMOS管M2的漏端和电源电压VDD，用于给第二共源NMOS管M2提供正确的工作直流电源；输出匹配网络的输出电容Cout一端与第二共源NMOS管M2的漏端相连，另一端与信号输出端RFout相连，用于将信号输出的同时提供隔直流的作用。从第二共源NMOS管M2栅端往RFout端看去的阻抗可以在宽带内等效成一个串联的RLC电路，其中C由第二共源NMOS管M2栅源之间寄生电容Cgs2决定，R由第二共源NMOS管M2的栅源之间寄生电容Cgs2、跨导gm和第二源极负反馈电感Ls2决定，即：
C2＝Cgs2
R2＝gmLs2/Cgs2
此外还有一个等效出来的电感Ls2。当第二共源NMOS管M2的尺寸和偏置固定后，调整第二负反馈电感Ls2即调整等效电阻R2。图5的电路最终可以等效成图2所示。初级回路和次级回路谐振在相同频点下，即：
L1C1＝L2C2
次级回路中输入等效串联RC电路(130)的等效电阻阻值根据初级回路的Q值和次级回路的Q值之间比值决定，即
Figure BDA0003346083650000061
其中，Q1和Q2分别为初级回路和次级回路的Q值。调整Qpercent，即调整输入等效串联RC电路(130)的等效电阻阻值，也即第二共源NMOS管M2的第二负反馈电感Ls2。
本发明的高平坦度级间匹配网络中，由于晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，即使单独级间匹配网络能够实现平坦的增益，即Qpercent＝1的情况下，整体电路的增益仍然是不平坦且窄带的，如图6中Qpercent＝1的曲线所示。为达到整体电路具有平坦且宽带的Z21，调整Qpercent，选取合适的值，即可使整体电路的增益有平坦且宽带的曲线。本具体实施方法中，选取了Qpercent＝0.1，整体电路的Z21如图6中Qpercent＝0.1的曲线所示，达到了一个平坦且宽带的增益曲线，增益纹波小于0.5dB。
整个基于LNA的高平坦度级间匹配电路设计方法工作流程如下：
如何5所示，信号从RFin端输入，经过一个宽带输入匹配网络，产生一个宽带的输入匹配，输出到第一共源NMOS晶体管M1的栅端，经过信号的放大后从第一共源晶体管M1的漏端输出的级间匹配网络，此时由于晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，信号的幅频响应曲线是随着频率的升高而下降的。经过输入匹配网路和第一共源NOMS管M1调制后的信号经过一个Q不对称级间匹配变压器，由于Q不对称级间匹配变压器的幅频响应曲线在频带内是随着频率的上升而上升的趋势，因此该信号经过输入匹配网络、第一共源NOMS管M1和级间匹配变压器的调制后产生一个频带内随着频率的上升而上升趋势的幅频响应曲线。调制后的信号通过级间匹配网络的次级电感Lg2输出到第二共源NMOS管M2的栅端，信号被第二共源NMOS管M2放大和调制，经过输出匹配网络到输出端RFout，由于第二共源NMOS管M2具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，信号经过第二共源NMOS管M2和输出匹配网络的调制，产生宽带平坦的幅频响应曲线。因此合适的设计Q不对称级间匹配变压器，可以实现高平坦度的级间匹配电路，在整个电路上实现宽且平坦的幅频响应曲线。
综上所述，本发明提出了一种高平坦度的级间匹配电路设计方法，采用的非对称并串联谐振级间匹配电路设计方法，通过非对称的宽带无源匹配电路弥补晶体管本身不平坦的幅频响应曲线，在整个电路模块中达到宽带的幅频响应曲线，实现高平坦度的电路设计。
最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (4)

1.一种高平坦度的级间匹配电路，其特征在于，包括变压器(120)、输出等效并联RC电路(110)、输入等效串联RC电路(130)；其中，输出等效并联RC电路(110)为前一级的输出等效电路；变压器(120用于实现阻抗变换；输入等效串联RC电路(130)为后一级等效电路；其中：
前一级输出端等效(110)为并联RC结构，初级回路为并联谐振网络，后一级输入端等效(130)为串联RC结构，次级回路为串联谐振网络；
通过宽带的无源级间匹配电路，补偿晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，从而实现整个电路模块宽带的幅频响应曲线。
2.根据权利要求1所述的高平坦度的级间匹配电路，其特征在于，所述补偿晶体管本身具有的幅频响应曲线增益随频率下降的趋势，具体方式如下：
初级回路(L1)和次级回路(L2)为非对称并串联回路，两回路谐振频点相同，但回路的Q值不同；
变压器(120)初级回路的电感值根据前一级输出等效并联RC电路(110)中的电阻阻值、电容容值和所设计的频带宽带决定；变压器(120)的耦合系数k，同样根据前一级输出等效并联RC电路(110)中的电阻阻值、电容容值和所设计的频带宽带获取；变压器次级回路的感值根据初级回路谐振频点和输入等效串联RC电路(130)中等效电容容值选取；初级回路和次级回路谐振在相同频点下，即：
L1C1＝L2C2， (1)
次级回路中输入等效串联RC电路(130)的等效电阻阻值根据初级回路的Q值和次级回路的Q值之间比值决定，即：
Figure FDA0003346083640000011
其中，Q1和Q2分别为初级回路和次级回路的Q值；
调整初级回路和次级回路的Qpercent，当Qpercent从1整到0.25，随着Qpercent的降低，回路Z21的曲线变为随频率升高而上升的曲线，于是合理选取Qpercent，即可弥补晶体管本身幅频响应曲线随频率上升而下降的趋势，从而实现整体电路宽且平坦的增益。
3.根据权利要求2所述的高平坦度的级间匹配电路，其特征在于，级间匹配电路采用片内变压器实现，或者采用片外变压器实现。
4.根据权利要求2所述的高平坦度的级间匹配电路，其特征在于，对应于射频/毫米波接收机，所述输出等效并联RC电路(110)即为LNA上的输入匹配网络(210)，包括第一共源NMOS晶体管M1及第一源极负反馈电感Ls1，第一共源NMOS管M1的栅端与输入匹配网路的电感Lg相连，用于信号的输入；第一共源NMOS管M1的源端与第一源极负反馈电感Ls1相连，产生一个等效的输入阻抗实部，用于输入匹配；第一共源NMOS管M1的漏端与级间匹配变压器120相连，用于信号的输出和宽带级间匹配；输入匹配网络中并联电感L1和电容C1想并联，一端与信号输入端相连，用于输入匹配，另一端与地相连；栅电感Lg用于输入匹配，将信号输入端与第一共源NMOS管M1的栅端串联起来，形成信号通路；从第一共源NMOS管M1漏端往RFin端看去的阻抗在宽带内等效成一个并联的RC电路，即输出等效(110)中的R1和C1；
所述变压器(120)即为LNA上的级间匹配变压器(220)为变压器(120)；其中，初级电感Ld1一端与第一共源NMOS管M1漏端相连，用于实现信号的传输，另一端与电源VDD相连，用于将直流电压传输到第一共源NMOS管M1漏端，提供第一共源NMOS管M1的正确工作状态；次级电感Lg2一端与第二共源NMOS管M2栅端相连，用于实现信号的传输，另一端与偏置电压Vg相连，提供给第二共源NMOS管M1直流偏置电压，使之工作在正确的偏置点；变压器采用Q不对称初次级回路设计，初级回路的谐振频点等于次级回路的谐振频点，级间匹配变压器220初级回路的电感感值根据从第一共源NMOS管M1漏端往RFin端看去的等效并联RC电路的电阻阻值、电容容值和所设计的频带宽带决定；级间匹配变压器120的耦合系数k，根据同样根据从第一共源NMOS管M1漏端往RFin端看去的等效并联RC电路的电阻阻值、电容容值和所设计的频带宽带获取；级间匹配变压器220次级回路的感值根据初级回路谐振频点和从第二共源NMOS管M2栅端往RFout端看去的等效串联RLC电路选取，初级回路和次级回路谐振在相同频点下；
所述第二级输入等效串联RC电路(130)即为LNA上的输出匹配网络(230)，包括第二共源NMOS管M2及第二源极负反馈电感Ls2；第二共源NMOS管M2的栅端与级间匹配变压器次级电感Lg2相连，实现信号的输入；第二共源NMOS管M2的源端与第二源极负反馈电感Ls2相连，用于产生第二级输入阻抗的实部，实现宽带级间匹配；第二共源NMOS管M2的漏端与输出匹配网络的并联输出电感Ld2和输出电容Cout相连，用于实现信号的输出；输出匹配网络的输出电感Ld2串联第二共源NMOS管M2的漏端和电源电压VDD，用于给第二共源NMOS管M2提供正确的工作直流电源；输出匹配网络的输出电容Cout一端与第二共源NMOS管M2的漏端相连，另一端与信号输出端RFout相连，用于将信号输出的同时提供隔直流的作用；从第二共源NMOS管M2栅端往RFout端看去的阻抗可以在宽带内等效成一个串联的RLC电路，其中C由第二共源NMOS管M2栅源之间寄生电容Cgs2决定，R由第二共源NMOS管M2的栅源之间寄生电容Cgs2、跨导gm和第二源极负反馈电感Ls2决定，即：
C2＝Cgs2
R2＝gmLs2/Cgs2
此外还有一个等效出来的电感Ls2；当第二共源NMOS管M2的尺寸和偏置固定后，调整第二负反馈电感Ls2即调整等效电阻R2；初级回路和次级回路谐振在相同频点下，即：
L1C1＝L2C2
次级回路中输入等效串联RC电路(130)的等效电阻阻值根据初级回路的Q值和次级回路的Q值之间比值决定，即
Figure FDA0003346083640000031
其中，Q1和Q2分别为初级回路和次级回路的Q值；调整Qpercent，即调整输入等效串联RC电路(130)的等效电阻阻值，也即第二共源NMOS管M2的第二负反馈电感Ls2。
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