CN114079556B - 一种基于空间位置的多址接入方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于空间位置的多址接入方法。包括：获取K个接收信号，所述K个接收信号为K个用户同时发送的信号，所述K个接收信号与所述K个用户一一对应，其中K‑1个接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述K个用户为不同的用户；去除所述K个接收信号中的第一、第三至第K个用户的信号分量，得到K个初始接收信号；去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到K个目标接收信号，所述重叠部分为所述K个接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。利用该方法，能够使得更多用户共享同一无线资源，支持更大规模的用户连接。

Description

一种基于空间位置的多址接入方法
技术领域
本发明实施例涉及通信技术领域，尤其涉及一种基于空间位置的多址接入方法。
背景技术
在现代无线系统中，多址接入(Multiple Access，MA)技术允许两个以上的用户共享同一无线资源，这大大改善了频谱效率。具体来说，一个无线资源被划分为多个部分，每个部分被分配给每个用户。例如，在频域中，一个大频段被分成多个小频段，每个小频段被分配给每个用户。在时域，一个长时隙被划分为多个短时隙，每个短时隙被分配给每个用户。在空间域中，一个大角度的覆盖被分为多个小角度的覆盖，每个小角度的覆盖被分配给每个用户。
现有的MA方案虽然充分的利用了各种域，如频率、时间、编码、空间和功率域，以提高频谱效率，但是随着服务用户数量的迅速增加，相同的无线电频偏必须被不同的用户多次重复使用，现有的MA方案无法满足大规模用户的连接。
发明内容
本发明实施例提供了一种基于空间位置的多址接入方法，能够使得更多用户共享同一无线资源，支持更大规模的用户连接。
第一方面，本发明实施例提供了一种基于空间位置的多址接入方法，包括：
获取K个接收信号，所述K个接收信号为K个用户同时发送的信号，所述K个接收信号与所述K 个用户一一对应，其中K-1个接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述K个用户为不同的用户；
去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三至第K个用户的信号分量，得到K个初始接收信号；
去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到K个目标接收信号，所述重叠部分为所述K个接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。
第二方面，本发明实施例还提供了一种基于空间位置的多址接入装置，包括：
获取模块，用于获取K个接收信号，所述K个接收信号为K个用户同时发送的信号，所述K个接收信号与所述K个用户一一对应，其中K-1个接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述K个用户为不同的用户；
第一去除模块，用于去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三至第K个用户的信号分量，得到K个初始接收信号；
第二去除模块，用于去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到K个目标接收信号，所述重叠部分为所述K个接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。
第三方面，本发明实施例还提供了一种基站，包括：
一个或多个处理器；
存储装置，用于存储一个或多个程序；
所述一个或多个程序被所述一个或多个处理器执行，使得所述一个或多个处理器用于实现本发明任意实施例中所述的基于空间位置的多址接入方法。
第四方面，本发明实施例还提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现如本发明任意实施例所提供的基于空间位置的多址接入方法。
本发明实施例提供了一种基于空间位置的多址接入方法，首先获取K个接收信号，所述K个接收信号为K个用户同时发送的信号，所述K个接收信号与所述K个用户一一对应，其中K-1个接收信号为锚点设备发送的信号，所述K个用户为不同的用户；去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三至第K个用户的信号分量，得到K个初始接收信号；去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到 K个目标接收信号，所述重叠部分为所述K个接收信号中的第一至第K个接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。利用上述技术方案，能够使得更多用户共享同一无线资源，支持更大规模的用户连接。
附图说明
图1为本发明提供的一种LDMA系统场景示意图；
图2为本发明实施例一所提供的一种基于空间位置的多址接入方法的流程示意图；
图3为本发明实施例二所提供的一种基于空间位置的多址方法的流程示意图；
图4a为本发明实施例三提供的一种在加性高斯白噪声信道上基于位置的多址方法的流程示意图；
图4b为本发明实施例三提供的一种在大尺度衰落信道上基于位置的多址方法的流程示意图；
图5为本发明实施例三提供的一种TDMA方法与LDMA-AWGN方法中的时隙分配情况示意图；
图6为本发明实施例三所提供的一种LDMA-AWGN方法的原理示意图；
图7为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法中的距离与信道振幅的关系示意图；
图8为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法中的位置分布示意图；
图9为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第一仿真结果示意图；
图10为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第二仿真结果示意图；
图11为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第三仿真结果示意图；
图12为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第四仿真结果示意图；
图13为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第五仿真结果示意图；
图14为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第六仿真结果示意图；
图15为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第七仿真结果示意图；
图16为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第八仿真结果示意图；
图17为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第九仿真结果示意图；
图18为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第十仿真结果示意图；
图19为本发明实施例四所提供的一种基于空间位置的多址装置的结构示意图；
图20为本发明实施例五所提供的一种基站的结构示意图。
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本发明的实施例。虽然附图中显示了本发明的某些实施例，然而应当理解的是，本发明可以通过各种形式来实现，而且不应该被解释为限于这里阐述的实施例，相反提供这些实施例是为了更加透彻和完整地理解本发明。应当理解的是，本发明的附图及实施例仅用于示例性作用，并非用于限制本发明的保护范围。
应当理解，本发明的方法实施方式中记载的各个步骤可以按照不同的顺序执行，和/或并行执行。此外，方法实施方式可以包括附加的步骤和/或省略执行示出的步骤。本发明的范围在此方面不受限制。
本文使用的术语“包括”及其变形是开放性包括，即“包括但不限于”。术语“基于”是“至少部分地基于”。术语“一个实施例”表示“至少一个实施例”；术语“另一实施例”表示“至少一个另外的实施例”；术语“一些实施例”表示“至少一些实施例”。其他术语的相关定义将在下文描述中给出。
需要注意，本发明中提及的“第一”、“第二”等概念仅用于对不同的装置、模块或单元进行区分，并非用于限定这些装置、模块或单元所执行的功能的顺序或者相互依存关系。
需要注意，本发明中提及的“一个”、“多个”的修饰是示意性而非限制性的，本领域技术人员应当理解，除非在上下文另有明确指出，否则应该理解为“一个或多个”。
本发明实施方式中的多个装置之间所交互的消息或者信息的名称仅用于说明性的目的，而并不是用于对这些消息或信息的范围进行限制。
下面以基于位置的多址(Location-based Division Multiple Access，LDMA)系统模型为例介绍现有的 MA方案，首先介绍LDMA系统模型，图1为本发明提供的一种LDMA系统场景示意图，如图1所示，图1中显示了一个具有两个用户上行链路的LDMA系统场景，其中考虑了四个通信节点：用户1即U1、用户2即U2、基站B以及锚点设备A。U1和U2在A的帮助下通过无线信道同时发送独立的信号给B， A收到信号后可以通过有线传输直接转发给B，此处假设有线传输没有损失，则B和A接收到的信号可以标识为：
yB(t)＝h1,Bx1(t+τ1,B)+h2,Bx2(t+τ2,B)+nB(t),
和
yA(t)＝h1,Ax1(t+τ1,A)+h2,Ax2(t+τ2,A)+nA(t),
其中，x1和x2分别表示U1和U2的信号分量，其发射功率为Pt，此处假设x1和x2的长度相同，长度为 Lm，nA和nB分别表示A和B的接收机噪声，此处将所有的接收机噪声建模为均值为0的复数高斯随机变量，方差为和/>其中，h1,B、h2,B、h1,A和h2,A分别表示U1到B、U2到B、U1到A以及U2到A的信道响应；时延τ可以由发送机和接收机之间的距离d决定，即τ＝d/c，其中c表示光速；d1,B、d2,B、d1,A以及d2,A分别表示U1到B、U2到B、U1到A以及U2到A的距离，τ1,B、τ2,B、τ1,A以及τ2,A是对应的时延。此处假设τ可以得到可靠的估计，并假设τ2,B-τ1,B≠τ2,A-τ1,A。
下面以一个具有两个用户上行链路的时分多址(Time Division MultipleAccess，TDMA)系统为例来说明现有MA方案。每个用户在不同的时隙与基站进行通信，表示为：
yk,B(t)＝hk,Bxk(t+τk,B)+nB(t),
其中，k＝1，2，通过二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)来调制xk(t)，平均误码率为：
其中，Q(·)是Q函数，平均信噪比SNR为Pr是平均接收功率，每个用户的信道容量为：
其中，p(x)，I(x；y)，分别表示输入的分布函数、互信息以及信息熵，对于二进制对称信道BSC，信息熵被定义为：
TDMA的信道容量为：
其中，和/>分别表示x1和x2的解调误码率。
本发明利用位置域来进一步提高现有多址方案的信道容量。基于位置域通过考虑不同的通信信道提出了一种适用于加性高斯白噪声信道以及大尺度衰落信道的基于位置的多址方法。
实施例一
图2为本发明实施例一所提供的一种基于空间位置的多址方法的流程示意图，该方法可适用于大规模用户在同一时隙下进行信号传输的情况，该方法可以由基于空间位置的多址装置来执行，其中该装置可由软件和/或硬件实现，并一般集成在通信节点上，在本实施例中通信节点包括但不限于基站。
如图2所示，本发明实施例一提供的一种基于空间位置的多址方法，是以提取第二个用户信号为例，包括如下步骤：
S110、获取K个接收信号。
K个接收信号为K个用户同时发送的信号，所述K个接收信号与所述K个用户一一对应，其中K-1 个接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述K个用户为不同的用户。
其中，锚点设备为一种终端设备，可以为一种基站设备。其中，K个用户为占用同一无线资源的用户。
在本实施例中，基站可以直接获取一个接收信号，其余的K-1个接收信号由锚点设备接收后通过有线传输转发至基站，于此基站可以收集到K个接收信号。
S120、去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三用户至第K个用户的信号分量，得到 K个初始接收信号。
在本实施例中，需要考虑两种情况，第一种情况为只考虑接收机噪声，即忽略基站与K个用户之间的信道响应、锚点设备与K个用户之间的信道响应；第二种情况为同时考虑接收机噪声和信道响应，采用大尺度衰落信道(Large-Scale Fading channel，LSF)。
在本实施例中，对如何去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三用户至第K个用户的信号分量，得到K个初始接收信号不做详细说明，具体过程可参考实施例二。
S130、去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到K个目标接收信号。
其中，所述重叠部分为所述K个接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。
在本实施例中，将K个初始接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分消除后可以得到K个接收信号对应的残余信号，将对应的残余信号作为对应的目标信号。
此处对得到K个目标接收信号的过程不做详细说明，具体过程可参考实施例二。
本发明实施例一提供的一种基于空间位置的多址方法，首先获取K个接收信号；然后去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三至第K个用户的信号分量；最后去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到K个目标接收信号。利用上述方法，能够使得更多用户共享同一无线资源，支持更大规模的用户连接。
需要说明的是，提取K个用户中其他用户发送的信号的过程与上述过程相同，可以根据上述步骤提取K个用户中除第二用户以外其他用户发送的信号。
实施例二
图3为本发明实施例二所提供的一种基于空间位置的多址方法的流程示意图，该方法可适用于大规模用户在同一时隙下进行信号传输的情况，该方法可以由基于空间位置的多址装置来执行，其中该装置可由软件和/或硬件实现，并一般集成在通信节点上，在本实施例中通信节点包括但不限于基站。
如图2所示，本发明实施例二提供的一种基于空间位置的多址方法是实施例一所述的方法中K＝2的情况，包括如下步骤：
S210、获取第一接收信号以及第二接收信号。
其中，第一接收信号以及第二接收信号均包括第一用户和第二用户同时发送的信号，第二接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，第一用户和第二用户为不同的用户。
在本实施例中，第一接收信号是基站接收到的由第一用户和第二用户在同一时隙发送的信号，第二接收信号是锚点设备接收到的由第一用户和第二用户同时发送的信号。其中，锚点设备为一种终端设备，可以为一种基站设备。其中，第一用户和第二用户为占用同一无线资源的用户。
在本实施例中，基站可以直接获取第一接收信号，第二接收信号由锚点设备接收后通过有线传输转发至基站，于此基站可以收集到第一接收信号和第二接收信号。
S220、去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量，得到第一初始接收信号和第二初始接收信号。
其中，第一初始接收信号为第一接收信号中去除第一用户的信号分量后得到的信号，第二初始接收信号为第二接收信号去除第一用户的信号分量后得到的信号。
在本实施例中，需要考虑两种情况，第一种情况为只考虑接收机噪声，即忽略基站与第一用户之间的信道响应、基站与第二用户之间的信道响应、锚点设备与第一用户之间的信道响应以及锚点与第二用户之间的信道响应，即h1,B＝h2,B＝h1,A＝h2,A＝1，第二种情况为同时考虑信道响应，采用大尺度衰落信道，将接收功率与发射功率比率定义为：
其中，和λ分别表示发射天线和接收天线在LOS方向的场辐射模式的乘积与信号波长，基于公式(1)，设置Pr＝|h|2Pt信道响应为：
进一步的，去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量，得到第一初始接收信号和第二初始接收信号，包括：只考虑接收机噪声时，将所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量的第一个比特对齐；将对齐后的第一接收信号和第二接收信号按照时延对齐后做差，得到初始接收信号；将所述初始接收信号拆分得到第一初始接收信号和第二初始接收信号。
示例性的，忽略信道响应时假设τA＞0和τB＜0，令τA＝τ2,A-τ1,A和τB＝τ2,B-τ1,B。初始接收信号的表达式为：
其中，yB表示第一接收信号，yA表示第二接收信号，x1表示第一接收功率，x2表示第二接收功率；是由一个重叠部分和两个不重叠部分组成，把非重叠部分的长度表示为LNO＝|τA-τB|Rb，其中，|·| 和Rb分别表示绝对值函数和总比特率，重叠部分的长度表示为Lm-LNO。将第一接收信号和第二接收信号分成多个片段，每个片段的长度为LNO，除了最后一段，片段的总数为/>
基于公式(2)，第一接收信号可以从第一比特开始转化为矢量形式，即
其中，x2,i、nB,i和nA,i分别为/>x2(t+τB)、nB(t-τ1,B)以及nA(t-τ1,A)的第ith段。/>的元素是从第((i-1)LNO+1)th到(iLNO)th比特，最后一段的元素是从((L-1)LNO+1)th到(Lm)th比特。
因为x2(t+τA)和x2(t+τB)只在时延上有差别，第二接收信号的x2(t+τA)第ith段为x2,i-1，基于公式(2)，第二接收信号可以从最后一比特开始转化为矢量形式：
其中，x2,i、x2,i-1、n′B,i和n′A,i分别表示/>x2(t+τA)、x2(t+τB)、nB(t-τ1,B)和nA(t-τ1,A)的第ith段。/>的元素是从第(Lm-(i-1)LNO+1)th到(Lm-(i-2)LNO)th比特，最后一段的元素是从(LNO+1)th到 (Lm-(L-2)LNO)th比特。
进一步的，去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量，得到第一初始接收信号和第二初始接收信号，包括：同时考虑信道响应时，对信道进行估计得到信道估计结果，所述信道估计结果与实际值相同，所述信道包括第一用户与基站之间的信道、第二用户与基站之间的信道、第一用户与锚点设备之间的信道以及第二用户与锚点设备之间的信道；将所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量的第一个比特对齐；将所述第一接收信号乘上第一系数得到第一变换信号，并将所述第二接收信号乘上第二系数得到第二变换信号，所述第一系数为所述基站与第一用户之间的信道的倒数，所述第二系数为所述锚点设备与第一用户之间的信道的倒数；将所述第一变换信号与所述第二变换信号做差，得到初始接收信号；将所述初始接收信号进行拆分得到第一初始接收信号和第二初始接收信号。
示例性的，同时考虑信道响应时，估计信道响应和/>假设接收机具有完美的信道估计，即/>第一变换信号的表达式为：
其中，y′B(t)表示第一变换信号，表示第一系数。
第二变换信号的表达式为：
其中，y′A(t)表示第二变换信号，表示第二系数。
将第一变换信号与第二变换信号做差，得到初始接收信号的表达式为：
将第一初始信号分作L段，基于公式(3)，第一始信号可以从第一比特开始转化为矢量形式：
其中，x2,i、x2,i-1、nB,i和nA,i分别表示/>x2(t+τB)、x2(t+τA)、nB(t-τ1,B)和nA(t-τ1,A)的第ith段。/>的元素是从((i-1)LNO+1)th到(iLNO)th比特，最后一段的元素是从((L-1)LNO+1)th到(Lm)th比特。
类似的，基于公式(3)，第二初始信号可以从最后一比特开始转化为矢量形式：
其中，x2,i、x2,i-1n′B,i和n′A,i分别表示/>x2(t+τA)、x2(t+τB)、nB(t-τ1,B)和nA(t-τ1,A)的第ith段。/>的元素是从(Lm-(i-1)LNO+1)th到(Lm-(i-2)LNO)th比特，最后一段是从(LNO+1)th到 (Lm-(L-2)LNO)th比特。
S230、去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第一目标接收信号和第二目标接收信号。
其中，所述重叠部分为所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分
在本实施例中，将第一初始信号和第二初始接收信号中的重叠部分消除后可以得到第一接收信号的残余信号以及第二接收信号的残余信号，将对应的残余信号作为对应的目标信号。
具体的，去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第一目标接收信号和第二目标接收信号，包括：将所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分消除，得到所述第一接收信号的残余信号以及所述第二接收信号的残余信号；将所述第一接收信号的残余信号作为第一目标信号；将所述第二接收信号的残余信号作为第二目标信号。
其中，第一初始接收信号的残余信号可以由对应的多个残余信号片段串联后得到，相应的，第二初始接收信号的残余信号可以由对应的多个残余信号片段串联后得到；第一初始接收信号的残余信号与第二初始接收信号的残余信号的长度相同。
进一步的，所述将所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分消除，得到所述第一接收信号的残余信号以及所述第二接收信号的残余信号，包括：重复的用所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第一接收信号的残余信号；重复的用所述第二初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第二初始接收信号中第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第二接收信号的残余信号。
其中，每次用第二用户的信号分量的非重叠部分消除第二用户的信号分量的重叠部分后，都可以得到一个对应的残余信号片段，将所有残余信号片段进行串联运算后可以得到对应的残余信号。
在本实施例中，对第一初始接收信号和第二初始接收信号进行处理后得到第一初始接收信号的残余信号以及第二初始接收信号的残余信号时，需要考虑两种情况，第一种情况为只考虑接收机噪声时，第二种情况为同时考虑信道响应时。
具体的，所述重复的用所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第一接收信号的残余信号，包括：只考虑接收机噪声时，将所述第一初始接收信号中非重叠部分的某一比特的信号乘上第一信道系数后与所述第一初始接收信号中重叠部分的对应比特信号乘上第二信道系数后对应相加，得到所述第一接收信号的残余信号；同时考虑信道响应时，将所述第一初始接收信号中的某一比特的信号乘上第一信道系数后与所述第一初始接收信号中重叠部分的对应比特信号乘上第二信道系数后对应相加，直到所述第一初始信号中的所有比特的信号相加完成，得到所述第一接收信号的残余信号；
其中，所述第二信道系数为第一用户与基站之间的信道与第二用户与基站之间的信道的第一比值，所述第一信道系数为所述第一比值与第二比值的乘积，所述第二比值为第一乘积与第二乘积的比值，所述第一乘积为第一用户与基站之间的信道和第二用户与锚点设备之间的信道的乘积，所述第二乘积为第二用户与基站之间的信道与第一用户与基站之间的信道的乘积。
示例性的，只考虑接收机噪声时，第一接收信号的残余信号可以通过以下方式得到：
重复用来消除/>中的x2,i-1，即/>从i＝2到i＝L，可以得到一个第一接收信号的残余信号的片段：
将串联起来得到/>其中，||表示串联运算符，/>表示第一接收信号的残余信号，/>的长度为Lm。
示例性的，同时考虑信道响应时，第一接收信号的残余信号可以通过以下方式得到：
重复用来消除/>中的x2,i-1，即/>从i＝2到i＝L，可以得到一个第一接收信号的残余信号的片段：
将串联起来可以得到/>其中，/>表示第一接收信号的残余信号，/>的长度为Lm。
其中，第一信道系数可以用表示，第二信道系数可以用/>表示。
具体的，重复的用所述第二初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第二接收信号的残余信号，包括：只考虑接收机噪声时，将所述第二初始接收信号中非重叠部分的某一比特的信号乘上第一信道系数后与所述第一初始接收信号中重叠部分的对应比特信号乘上第二信道系数后对应相加，将相加后的结果加上负号得到所述第二接收信号的残余信号；同时考虑信道响应时，，将所述第二初始接收信号中的某一比特的信号乘上第三信道系数后与所述第一初始信号中重叠部分的对应比特信号乘上第四信道系数后对应相加，直到所述第一初始信号中的所有比特的信号相加完成，得到所述第一接收信号的残余信号；
其中，所述第三信道系数为第二信道系数的负值，所述第四信道系数为第二信道系数的负值。
示例性的，只考虑接收机噪声时，第二接收信号的残余信号可以通过以下方式得到：
重复用来消除/>的x2,i-1，即/>从i＝2到i＝L，可以得到一个第二接收信号的残余信号的片段：
将串联起来可以得到/>其中，/>表示第二接收信号的残余信号，/>的长度为Lm。
示例性的，同时考虑信道响应时，第二接收信号的残余信号可以通过以下方式得到：
重复用来消除/>的x2,i-1，即/>从i＝2到i＝L，可以得到一个第二接收信号的残余信号的片段：
将串联起来可以得到/>其中，/>表示第二接收信号的残余信号，/>的长度为Lm。
其中，第三信道系数可以用表示，第四信道系数可以用/>表示。
本发明实施例二提供的一种多址方法，首先获取第一接收信号以及第二接收信号，所述第一接收信号以及所述第二接收信号均包括第一用户和第二用户同时发送的信号，所述第二接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述第一用户和第二用户为不同的用户；然后去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量，得到第一初始接收信号和第二初始接收信号；最终去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第一目标接收信号和第二目标接收信号，所述重叠部分为所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。利用上述方法，能够使得更多用户共享同一无线资源，支持更大规模的用户连接。
进一步的，该方法还包括：只考虑接收机噪声时，将所述第一目标接收信号与所述第二目标接收信号的平均值作为第一最终目标接收信号，将所述第三目标接收信号与所述第四目标接收信号的平均值作为第二最终目标接收信号；同时考虑信道响应时，根据所述第一变化信号中第二用户的信号分量对应的幅值以及第二变化信号中第二用户的信号分量对应的幅值确定第一最终目标接收信号。
在本实施例中，针对只考虑接收机噪声的情况，计算第一最终目标接收信号和第二最终目标接收信号的公式为：
/>
将第一最终目标接收信号作为基站接收到的信号，第一最终目标接收信号为仅包括第二用户的信号分量的信号，需要说明的是，还可以将第一接收信号和第二接收信号中的第二用户的信号分量消除，得到的第二最终目标接收信号为仅包括第一用户的信号分量的信号。
同时考虑信道响应时，确定第一最终目标接收信号的方式为：根据第一变化信号中第二用户的信号分量对应的幅值与第二变化信号中第二用户的信号分量对应的幅值的大小关系确定第一最终目标接收信号。类似的，确定第二最终目标接收信号的方式与确定第一最终目标接收信号的方式相同。
具体的，根据所述第一变化信号中第二用户的信号分量对应的幅值以及第二变化信号中第二用户的信号分量对应的幅值确定第一最终目标接收信号，包括：若第一变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值远大于第二变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值，则将所述第一目标接收信号确定为第一最终目标接收信号；若第一变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值远小于第二变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值，则将所述第二目标接收信号确定为第一最终目标接收信号；若第一变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值等于第二变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值，则将第一目标接收信号与所述第二目标接收信号的平均值确定为第一最终目标接收信号。
示例性的，当第一接收信号中x2在均衡后的幅值远大于第二变化信号中的x2，即则表示第一接收信号中x2的解调误码率好于平均x2和第二接收信号中的x2；当第一接收信号中x2在均衡后的幅值远小于第二变化信号中的x2，即/>则表示第二接收信号中x2的解调误码率是最好的；当第一接收信号中x2在均衡后的幅度等于第二接收信号中的x2，即/>则表示平均x2的误码率好于第一接收信号或第二接收信号的x2。类似的，根据上述方式可以确定第二最终目标接收信号，将上述x2替换为x1。
进一步的，所述方法还包括：去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第二用户的信号分量，得到第三初始接收信号和第四初始接收信号；去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第三目标接收信号和第四目标接收信号，所述重叠部分为所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的第一用户的信号分量的重叠部分。
可以理解的是，去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第二用户的信号分量，得到第三初始接收信号和第四初始接收信号的过程与去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量，得到第一初始接收信号和第二初始接收信号的过程类似，此处不做赘述。
类似的，去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第三目标接收信号和第四目标接收信号的过程与去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第一目标接收信号和第二目标接收信号的过程类似，此处不做赘述。
实施例三
实施例三为本发明提供的一种示例实施例，该实施例包括在加性高斯白噪声信道上基于位置的多址 (Location-based Division Multiple Access scheme over an AWGNchannel，LDMA-AWGN)方法，即考虑接收机噪声时的多址方法，以及在大尺度衰落信道上基于位置的多址(Location-based Division Multiple Access scheme over a Large-Scale Fading channel，LDMA-LSF)方法，即考虑信道响应时的多址方法。图4a为本发明实施例三提供的一种在加性高斯白噪声信道上基于位置的多址方法的流程示意图，图4b为本发明实施例三提供的一种在大尺度衰落信道上基于位置的多址方法的流程示意图。
如图4a所示，B表示第一接收信号，A表示第二接收信号，x1表示第一用户发送的信号，x2表示第二用户发送的信号。假设τA＞0和τB＜0，令τA＝τ2,A-τ1,A和τB＝τ2,B-τ1,B，h1,B＝h2,B＝h1,A＝h2,A＝1。得到目标接收信号的过程如下：
步骤1、将A和B中x1的第一个比特对齐。
步骤2、将A和B中的x1消除，并将A和B转化为矢量形式。
步骤3、分别处理和/>
步骤3.1、重复用来消除/>中的x2,i-1，得到多个B的残余信号的片段/>将多个/>进行串联得到B的残余信号
步骤3.2、重复用来消除/>中的x2,i-1，得到多个A的残余信号的片段/>将多个/>进行串联得到A的残余信号/>
步骤4、将B的残余信号与A的残余信号取平均得到目标接收信号。
在本实施例中，通过以下命题以闭合形式推导出LDMA-AWGN方法的平均解调误码率的理论分析。假设是一个整数，并且假设所有节点的噪声一致，即/>并且假设时延估计准确。
命题1：LDMA-AWGN方法中解调误码率B中的x2表示为：
B提取的x1和x2与A提取的x1和x2的解调误码率相同，即
证明：基于和/>第ith段提取自B的x2表示为：
然后
其中，Lerr表示误码长度，类似的
命题2：LDMA-AWGN中x2的平均误码率为：
此外，LDMA-AWGN中x1的平均误码率与x2的平均误码率相同，即
证明：假设是整数，第ith段的/>表示为：
基于和上式，第ith段的x2的平均解调误码率为：
基于上式，x2的平均解调误码率为：
类似的，
为了得到LDMA-AWGN方法的信道容量，比较了TDMA方法与LDMA-AWGN方法的时隙分配情况。图5为本发明实施例三所提供的一种TDMA方法与LDMA-AWGN方法中的时隙分配情况示意图，如图5 所示，LDWA-AWGN方案的时隙长度略长于一个时隙的长度，但明显短于两个时隙的长度，因此将 LDMA-AWGN方案的信道容量定义为：
由于在A和B的接收信号的长度不同，因此将最大长度作为时隙的长度。
推论1：LDMA-AWGN方法x2的平均解调误码率比x2在B或A好，类似的，x1的平均解调误码率最好。
证明过程如下：
基于x2的SNR为：
基于B或A中x2的平均SNR为：
然后，
类似的，
推论2：LDMA-AWGN方法的解调误码率随着L的增加而增加。
证明过程如下：
由图4a的步骤2可知，重叠部分随着L的增加而增加，基于和可以得出结论，噪声方差随着重叠部分长度的增加而增加。
推论3：在给定节点位置的情况下，LDMA-AWGN方法的最大信道容量随着L值的增大而增大。
同时，LDMA-AWGN方案的最大信道容量也高于TDMA方法中的最大信道容量。
证明过程如下：
当接收信噪比足够高时，解调误码率达到0，信道容量达到最大。然后，得到了TDMA和LDMA方案的最大信道容量为：
CPrior,max＝1,
和
因为LNO＝|τA-τB|Rb和CLDMA,max随着L增加而增加，只要残差信号中有重叠部分，即 Lm-LNO＞0，得到/>
推论4：在给定L值的情况下，LDMA-AWGN方法在τAτB＜0情况下的最大信道容量始终高于τAτB≥0 情况下的最大信道容量。
证明过程如下：
图6为本发明实施例三所提供的一种LDMA-AWGN方法的原理示意图，如图6所示，分为τAτB＜0情况以及τAτB≥0情况。
在τAτB＜0情况下，表示LB,1＝|τB|Rb和LA,1＝|τA|Rb，如图6中(a)部分所示，其中，LNO＝LB,1+LA,1。
在τAτB≥0情况下，表示LB,2＝|τB|Rb和LA,2＝|τA|Rb，如图6中(b)部分所示，其中，LNO＝LA,2-LB,2。当LB,1+LA,1＝LA,2-LB,2，如果τAτB≥0，有然后LA,2≥LB,1+LA,1。基于可以得到：
以上所有证明结束。
如图4b所示，B表示第一接收信号，A表示第二接收信号，x1表示第一用户发送的信号，x2表示第 二用户发送的信号。假设τA＞0和τB＜0，在大尺度衰落信道中，设置信道响应为
得到目标接收信号的过程如下：
步骤1、获取A和B，并估计信道响应和/>假设接收器具有完美的信道估计，即/>将A和B中x1的第一个比特对齐。
步骤2、将A和B乘上对应的系数后得到y′A(t)和y′B(t)。
步骤3、将A和B中的x1消除，并将A和B转化为矢量形式。
步骤4、分别处理和/>
步骤4.1、重复用来消除/>中的/>得到多个B的残余信号的片段/>将多个/>进行串联得到B的残余信号/>/>
步骤4.2、重复用来消除/>中的x2,i-1，得到多个A的残余信号的片段/>将多个/>进行串联得到A的残余信号/>
步骤5、将B的残余信号与A的残余信号取平均得到目标接收信号。
在本实施例中，通过以下命题以闭合形式推导出LDMA-LSF方法的平均解调误码率的理论分析。
命题3：LDMA-LSF方法的解调误码率B和A中的x2表示为：
解调误码率B和A中的x1表示为：
命题3的证明方式与命题1的证明过程类似，此处不做赘述，可参考命题1的证明过程。
命题4：LDMA-LSF方法x2和x1的平均解调误码率为：
其中，和/>
命题4的证明过程与命题2的证明过程类似，此处不做赘述，可参考命题2的证明过程。
由于LDMA-LSF和LDMA-AWGN方案之间的唯一区别是信道响应，LDMA-LSF方案的信道容量被定义为LDMA-AWGN方案的信道容量。
推论5：当B中x2在乘上对应的系数后的幅度远大于A中的x2，即LDMA-LSF方法的 B中的x2的解调BER好于平均x2和A中的x2。相反，当/>A中x2的解调BER是最好的。
类似的，当A中x1的解调BER是最好的；当/>B中x1的解调BER是最好的。
证明过程如下：基于公式(4)、(5)和(6)，B和A的平均残留信号中x2的平均SNR为：
和
其中，和/>当/>有/>和/>因此，公式(8)和(10)可以表示为：/>
和
基于公式(9)、(11)以及(12)，可以得到所以当/>B中x2有最好的解调BER。其他结论的证明过程与上述类似，此处不做详细说明。
推论6：当B中x2在乘上相应系数后的幅度等于A中的x2，即平均x2的BER好于B或 A的x2，类似的，平均x1的BER最好。
推论6的证明过程与推论1的证明过程类似，此处不做详细说明，可参考推论1的证明过程。
由于推论5和推论6基于但是/>不仅取决于距离。因此引出如下引理：
引理1：不仅取决于距离，如d1和d2，也取决于距离差，如|d1-d2|。
证明过程如下：
图7为本发明实施例三所提供的一种多址方法中的距离与信道振幅的关系示意图，如图7所示，其中 Gl＝1，λ＝2.4GHz，d1＝8m，d2＝15m，d3＝25m，h1＝12.43×10-4，h2＝6.63×10-4和h3＝3.97×10-4。根据图7可知：当距离为固定值d1时，通道响应的比率随着其他距离的增加而增加，例如当两个距离都改变时，信道响应的比率随着距离非线性变化，例如：|d1-d2|＝7m＜|d2-d3|＝10m，但是/>
推论7：L DMA-LSF方法的解调误码率随L值的增大而增大。
推论7的证明过程与推论2的证明过程类似，此处不对推论7的证明过程做详细说明，可参考推论2 的证明过程。
推论8：LDMA-LSF方法中B的x2的解调误码率或A中的x1随着和/>增加而减少；A中的x2和 B中的x1随着/>和/>增加而减少。
证明过程如下：
固定B，移动A，假设A还在U1和U2的通信范围内，h2,B和h1,B不变，而随着/>和/>增加而减少。假设/>基于公式(7)，可以得到：/>
当足够小，即/>可以得到：
因此，基于公式(13)和(14)，可以得到
将A固定，移动B，假设B还在U1和U2的通信范围内，h2,A和h1,A不变，而随着/>和的增加而增加。如果/>足够大，即/>基于公式(7)，可以得到：
因此，基于公式(13)和(15)，可以得到
需要说明的是，其他条件下的结论也可以用类似的方法证明，这些结论可以用引理1进行解释。
推论9：根据节点的位置，LDMA-LSF方法的最大信道容量随着L值的增大而增大。此外，LDMA-LSF 方法的最大信道容量也高于先验方案。
推论9的证明过程与推论3的证明过程类似，此处不对推论9的证明过程进行详细阐述，可参考推论 3的证明过程。
推论10：在给定L值的情况下，LDMA-LSF方法在τAτB＜0情况下的最大信道容量始终高于τAτB≥0情况下的最大信道容量。
推论10的证明过程与推论4的证明过程类似，此处不对推论10的证明过程进行详细阐述，可参考推论4的证明过程。
本发明实施例三提供的一种基于空间位置的多址方法，能够通过位置域来进一步提高现有多址方案的信道容量，当两个用户在同一时隙发送信号时，两个信号会发生交叠，该方法能够有效的将两个相互交叠的信号分隔开得到两个用户对应的信号。本发明中提供的基于空间位置的多址方法适用于加性高斯白噪声信道以及大尺度衰落信道。
下面通过实验仿真对本发明实施例提供的多址方法进行分析，以例子的形式进行说明。
针对加性高斯白噪声信道，提供以下几例子：
图8为本发明实施例三所提供的一种多址方法中的位置分布示意图，如图8，考虑具有四个节点的 LDMA系统的位置例子。其中，(a)对应d1,B＞d2,B和d1,A＜d2,A；(b)对应d1,B＞d2,B和d1,A＞d2,A。
假设所有节点都分布在同一个正方形平面上，如图8考虑了两个不同位置分布的例子，四个节点的位置被设定为图8中(a)部分所示，考虑一个BPSK系统，并将所有接收机噪声建模为复数高斯模型，假设所有节点的接收机噪声的方差相同。设定的实验参数如下：
Gl＝1，λ＝2.4GHz，L＝9，Pt＝1和Lm＝1600bit。
此处，考虑三种多址方案，包括：TDMA方案、LDMA-AWGN方案以及LDMA-LSF方案。考虑两个性能指标：误码率和信道容量。此处使用最佳误码率来计算信道容量。在先前方案中，假设所有用户只将信号传输到B，由于接收机噪声引入的随机性，因此需要对独立的实验结果取平均值。
图9为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第一仿真结果示意图，如图9所示，在第一个例子中，研究了接收信噪比对LDMA-AWGN方案以及TDMA方案的解调误码率的影响，其中 L＝9。图8中，X1-Sim表示LDMA-AWGN方案中x1的解调误码率下的仿真结果，X2-Sim表示 LDMA-AWGN方案中x2的解调误码率下的仿真结果，X1-Theo表示LDMA-AWGN方案中x1的解调误码率下的理论结果，X2-Theo表示LDMA-AWGN方案中x2的解调误码率下的理论结果，X1-Prior表示 TDMA方案中x1的解调误码率下的结果，X2-Prior表示TDMA方案中x2的解调误码率下的结果。
根据图9可以得到以下结论：第一、LDMA-AWGN方案在解调误码率方面的理论结果与预期的相应仿真结果完全一致，其中，理论结果由命题1和命题2给出；第二、x1的解调误码率与x2的解调误码率相同，因为设定所有节点的接收噪声方差相同；第三、LDMA-AWGN方案的平均解调误码率优于 LDMA-AWGN方案在A或B时的解调误码率，因为平均操作可以平滑噪声；第四、TDMA方案的解调误码率优于LDMA-AWGN方案的解调误码率，因为LDMA-AWGN方案引入了用户间干扰。
图10为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第二仿真结果示意图，如图10所示，在第二个例子中，研究了接收信噪比对LDMA-AWGN和TDMA方案的信道容量的影响，其中L＝9。该例子中的实验条件与图9相同，图10中LDMA-AWGN表示LDMA-AWGN方案，Prior表示TDMA方案。
根据图10可以得到以下结论：第一、随着信噪比的增加，LDMA-AWGN和TMDA方案的信道容量都有所提高，因为解调误码率降低了；第二、当接收到的信噪比较低时，LDMA-AWGN方案的信道容量低于TMDA方案的信道容量，这是因为当接收信噪比低时，LDMA-AWGN方案的解调误码率差于TDMA 方案；第三、LDMA-AWGN方案的最大容量明显高于TDMA方案，因为LDMA-AWGN方案的时隙长度明显短于TDMA方案。
图10为本发明实施例二所提供的一种多址方法的第三仿真结果示意图，如图10所示，在第三个例子中，研究了LDMA-AWGN方案的解调误码率的值，其中U1在B信号的信噪比是15dB。图10中，X1-Sim 表示LDMA-AWGN方案中x1的解调误码率下的仿真结果，X2-Sim表示LDMA-AWGN方案中x2的解调误码率下的仿真结果，X1-Theo表示LDMA-AWGN方案中x1的解调误码率下的理论结果，X2-Theo表示 LDMA-AWGN方案中x2的解调误码率下的理论结果。
根据图11可以得到以下结论：第一、就解调误码率而言，LDMA-AWGN的理论结果与相应仿真结果完全吻合，其中，理论结果由命题1和命题2给出；第二、LDMA-AWGN方案的解调误码率随着L值的增加而增加；第三、LDMA-AWGN方案的平均解调误码率优于B信号和A信号的LDMA-AWGN方案的解调误码率。
图12为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第四仿真结果示意图，如图12所示，在第四个例子中，研究了数值L对LDMA-AWGN和TDMA方案的信道容量的影响，在图12的(a)中，将U1在基站的信噪比设置为15dB；在图12的(b)中，将U1在B信号的信噪比设置为11dB。其他实验条件与图11中的相同。
根据图12可以得到以下结论：第一、TDMA方案的信道容量与L的值无关，因为在TDMA方案中A 信号和B信号没有任何重叠部分；第二、LDMA-AWGN方案的信道容量高于TDMA方案，因为接收的信噪比足够高，LDMA-AWGN方案才能达到最大容量；第三、如图11中(a)所示，当接收的信噪比很高时，LDMA-AWGN方案的信道容量随着L值的增加而提高，这是因为较高的L值对应于较短的时隙长度，从而提高了信道容量；第四、如图11中(b)所示，当接收到的信噪比不够高且L值过大时，LDMA-AWGN 方案的信道容量随着L值的增加而下降，这是因为较高的L值不仅缩短了时隙的长度，而且增加了解调误码率，特别是在低接收信噪比或高L值的情况下。
针对加大尺度衰落信道，提供以下几例子：
图13为本发明实施例二所提供的一种基于空间位置的多址方法的第五仿真结果示意图，如图13所示，在第五个例子中，研究了接收信噪比对LDMA-LSF方案和TDMA方案的解调误码率的影响，其中L＝9。图13中，X1-Sim表示LDMA-LSF方案中x1的解调误码率下的仿真结果，X2-Sim表示LDMA-LSF方案中x2的解调误码率下的仿真结果，X1-Theo表示LDMA-LSF方案中x1的解调误码率下的理论结果， X2-Theo表示LDMA-LSF方案中x2的解调误码率下的理论结果，X1-Prior表示TDMA方案中x1的解调误码率下的结果，X2-Prior表示TDMA方案中x2的解调误码率下的结果。
根据图13可以得到以下结论：第一、LDMA-LSF方案在解调误码率方面的理论结果与相应仿真结果完全一致，其中理论结果由命题3和命题4给出；第二、在所有方案中x2的解调误码率都优于x1，因为U2比U1更接近基站；第三、针对x2，LDMA-LSF方案在B信号中的解调误码率是最好的，LDMA-LSF方案的平均解调误码率是第二好的，而LDMA-LSF方案的解调误码率是最差的，针对x1可以得到同样的结论；第四、TDMA方案的解调误码率比LDMA-LSF方案好，因为LDMA-LSF方案引入了用户间干扰。
图14为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第六仿真结果示意图，如图14所示，在第六个例子中，研究了接收信噪比对LDMA-LSF和先前方案即Prior-LSF方案的信道容量的影响，其中实验条件的设置与图13相同。
根据图14可以得到以下结论：第一、LDMA-LSF和先前方案的容量随着信噪比值的增加而增加，因为解调误码率降低了；第二，在所有的信噪比范围内，LDMA-LSF方案的容量都高于先前方案的容量，因为LDMA-LSF方案的时隙长度明显短于先前方案。
图15为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第七仿真结果示意图，如图15所示，在第七个例子中，研究了不同L值下LDMA-LSF方案的解调误码率。其中，U1在B信号中的信噪比为15 dB。
根据图15可以得到以下结论：第一、LDMA-LSF在解调误码率方面的理论结果与相应仿真结果完全一致，其中理论结果由命题3和命题4给出；第二、LDMA-LSF方案的解调误码率随着值的L增加而增加；第三、LDMA-LSF方案中x2在B接收信号中的解调误码率是最好的，LDMA-LSF方案的平均解调误码率是第二好的，LDMA-LSF方案在A信号中的解调误码率是最差的。
图16为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第八仿真结果示意图，如图16所示，在第八个例子中，研究了不同L值对LDMA-LSF和先行方案的信道容量的影响。其中的实验条件设置与图15相同。
根据图16可以得到以下结论：第一、先前方案的信道容量与L的值无关，因为先前方案中的接收信号中没有任何重叠部分；第二、LDMA-LSF方案的信道容量随着L值的增加而提高，这是因为L的值越大对应的时隙长度越短，从而提高了信道容量；第三、LDMA-LSF方案的信道容量高于先前的方案，因为接收的信噪比足够高，LDMA-LSF方案可以达到最大容量。
图17为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第九仿真结果示意图，如图17所示，在第九个例子中，研究了不同位置对LDMA-LSF和先前方案的解调误码率以及信道容量的影响。其中，L＝9，四个节点的位置被设置为如图8中(b)所示。图17中(a)表示U1在不同基站位置处的信噪比对应的解调误码率，图17中(b)表示U1在不同基站位置处的信噪比对应的信道容量。
根据图17可以得到以下结论：第一、LDMA-LSF方案在解调误码率方面的理论结果与相应仿真结果完全一致，其中理论结果由命题3和命题4给出；第二、LDMA-LSF方案提取的x2平均解调误码率优于在基站或锚点提取x2的解调误码率；第三、由于LDMA-LSF方案引入了用户间干扰，所以先前方案的解调误码率优于LDMA-LSF方案；第四、LDMA-LSF和先前方案的信道容量随着信噪比值的增加而增加，因为解调误码率降低了；第五、当接收到的信噪比很低时，LDMA-LSF方案的信道容量低于先前的方案，因为LDMA-LSF方案的解调误码率比先前的方案差；第六、LDMA-LSF方案的最大信道容量明显高于先前方案，因为LDMA-LSF方案的时隙长度明显短于先前方案。
图18为本发明实施例三所提供的一种基于空间位置的多址方法的第十仿真结果示意图，如图18所示，在第十个例子中，研究了不同位置对LDMA-LSF和先前方案的解调误码率以及信道容量的影响。其中， L＝9，四个节点的位置被设置为如图8中(a)所示。图18中(a)表示U1在不同基站位置处的信噪比对应的解调误码率，图18中(b)表示U1在不同基站位置处的信噪比对应的信道容量。
根据图18可以得到以下结论：第一、LDMA-LSF方案在解调误码率方面的理论结果与应仿真结果完全一致，其中理论结果由命题3和命题4给出；第二、对于提取x2，LDMA-LSF方案在锚点处的解调误码率是最好的，LDMA-LSF方案的平均解调误码率是第二好的，而LDMA-LSF方案在基站处的解调误码率是最差的，对于提取x1可以得到同样的结论；第三、先前方案的解调误码率比LDMA-LSF方案好，因为LDMA-LSF方案引入了一个用户间干扰；第四、LDMA-LSF和先前方案的信道容量都随着信噪比的增加而增加，因为解调误码率降低了；第五、LDMA-LSF方案的最大信道容量明显高于先前方案，因为 LDMA-LSF方案的时隙长度明显短于先前方案。
此处，总结了四种方案之间的差异，表1为本发明实施例三提供的不同方案的结果对比表，如表1 所示，其中，L＝9，表1中的“最大容量”指最大信道容量，“所述的信噪比”指各方案达到最大信道通路的SNR，“到达先前方案的SNR”是各方案达到先前方案的最大信道容量所需的SNR，“信噪比增益”为LDMA方案的“到达先前方案的SNR”与先前方案的“所述的信噪比”之间的差值。需要注意的是，信噪比增益越高，LDMA-AWGN方案就比LDMA方案具有更高的优越性。
表1
由于LSF信道比AWGN信道复杂得多，因此可以根据以下情况设置4个不同位置的通信节点，其中，和/>
案例1：将四个通信节点的位置设置为与图8中(a)相同的位置，即HB/HA＝4。
案例2：将四个通信节点的位置设置为(5m,15m)，其余位置与图8中(a)相同的位置，即HB/HA＝4.24。
案例3：将四个通信节点的位置设置为(0m,15m)，其余位置与图8中(a)相同的位置，即HB/HA＝6.32。
案例4：将四个通信节点的位置设置为与图8中(b)中相同的位置，即HB/HA＝1。
案例5：将四个通信节点的位置设置为与图8中(b)中相同的位置，仅仅是U1与U2的位置交换，即 HA/HB＝4。
根据表1，可以得到以下结论：
1.先验方案的最大信道容量在所有情况下均达到1bps/Hz，且与通信节点的分布无关。这是因为在之前的方案中，每个用户都被分配到一个固定的时间段。
2、LDMA-AWGN方案的最大信道容量与相同情况下的LDMA-LSF方案相似，因为最大信道容量是由时延决定的，而不是由信道响应决定的。
3、由于所提方案的时隙长度明显小于之前的方案，因此所提方案的最大信道容量显著高于之前的方案，这与推论3和推论9相一致。
4、所提方案的最大信道容量在第一个例子、第二个例子、第三个例子和第五个例子中相似，因为L不 变且τAτB＜0；基于图4a，有LNO＝LB,1+LA,1，其中，LB,1＝|τB|Rb和LA,1＝|τA|Rb；当τAτB＜0时，基于公式/>当L＝9，即有1.8＜CLDMA,max＜1.89。 类似的，τAτB＞0在情况4，有1＜CLDMA,max＜1.8。/>
5、第四个例子中，LDMA-LSF方案的最大信道容量小于其他情况，这与推论10的结果一致。
6、在案例1、案例4以及案例5中，由于LDMA-LSF方案的解调误码率比先前方案要低，所以所提方案的所需信噪比比先前方案高，如案例1中的17.15>10.18以及10.38>9.88。但是，在案例2和案例3 中，所提方案的所需信噪比要低于之前的方案的所需信噪比，例如案例2中的7.58<9.88。因为U1更接近于锚点，因而可以具有更好的解调误码率。
7、所提方案的信噪比增益总是正值，这表明所提方案只需要较低的信噪比就可以达到与之前方案相比的最大信道容量，这是因为在所提出的方案中，信噪比的值足以抑制用户间干扰的负面影响。
8、LDMA-LSF方案的SNR增益随着HB/HA增加而增加，因为解调BER随着HB/HA增加而减少，这与推论8的结果一致。
实施例四
图19为本发明实施例四所提供的一种基于空间位置的多址装置的结构示意图，该装置可适用于大规模用户同一时隙下进行信号传输的情况，其中该装置可由软件和/或硬件实现，并一般集成在基站侧。
如图19所示，该装置包括：获取模块210、第一去除模块220以及第二去除模块230。
获取模块210，用于获取K个接收信号，所述K个接收信号为K个用户同时发送的信号，所述K个接收信号与所述K个用户一一对应，其中K-1个接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述K 个用户为不同的用户；
第一去除模块220，用于去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三至第K个用户的信号分量，得到K个初始接收信号；
第二去除模块230，用于去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到K个目标接收信号，所述重叠部分为所述K个接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。
在本实施例中，该装置首先通过获取模块210获取K个接收信号，所述K个接收信号为K个用户同时发送的信号，所述K个接收信号与所述K个用户一一对应，其中K-1个接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述K个用户为不同的用户；然后通过第一去除模块220去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三至第K个用户的信号分量，得到K个初始接收信号；最后通过第二去除模块 230去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到K个目标接收信号，所述重叠部分为所述K个接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。
进一步的，当K＝2时，相应的，所述装置的获取模块210用于获取第一接收信号以及第二接收信号，所述第一接收信号以及所述第二接收信号均包括第一用户和第二用户同时发送的信号，所述第二接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述第一用户和第二用户为不同的用户；第一去除模块220用于：去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量，得到第一初始接收信号和第二初始接收信号；第二去除模块230用于：去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第一目标接收信号和第二目标接收信号，所述重叠部分为所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。
本实施例提供了一种基于空间位置的多址装置，能够使得更多用户共享同一无线资源，支持更大规模的用户连接。
进一步的，所述装置中的第一去除模块220还用于：去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第二用户的信号分量，得到第三初始接收信号和第四初始接收信号；第二去除模块230还用于：去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第三目标接收信号和第四目标接收信号，所述重叠部分为所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的第一用户的信号分量的重叠部分。
进一步的，第一去除模块210具体用于：只考虑接收机噪声时，将所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量的第一个比特对齐；将对齐后的第一接收信号和第二接收信号按照时延对齐后做差，得到初始接收信号；将所述初始接收信号拆分得到第一初始接收信号和第二初始接收信号。
进一步的，第一去除模块210具体用于：同时考虑信道响应时，对信道进行估计得到信道估计结果，所述信道估计结果与实际值相同，所述信道包括第一用户与基站之间的信道、第二用户与基站之间的信道、第一用户与锚点设备之间的信道以及第二用户与锚点设备之间的信道；将所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量的第一个比特对齐；将所述第一接收信号乘上第一系数得到第一变换信号，并将所述第二接收信号乘上第二系数得到第二变换信号，所述第一系数为所述基站与第一用户之间的信道的倒数，所述第二系数为所述锚点设备与第一用户之间的信道的倒数；将所述第一变换信号与所述第二变换信号做差，得到初始接收信号；将所述初始接收信号进行拆分得到第一初始接收信号和第二初始接收信号。
进一步的，去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第一目标接收信号和第二目标接收信号，包括：将所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分消除，得到所述第一接收信号的残余信号以及所述第二接收信号的残余信号；将所述第一接收信号的残余信号作为第一目标信号；将所述第二接收信号的残余信号作为第二目标信号。
进一步的，所述将所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分消除，得到所述第一接收信号的残余信号以及所述第二接收信号的残余信号，包括：重复的用所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第一接收信号的残余信号；重复的用所述第二初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第二初始接收信号中第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第二接收信号的残余信号。
进一步的，所述重复的用所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第一接收信号的残余信号，包括：只考虑接收机噪声时，将所述第一初始接收信号中非重叠部分的某一比特的信号乘上第一信道系数后与所述第一初始接收信号中重叠部分的对应比特信号乘上第二信道系数后对应相加，得到所述第一接收信号的残余信号；同时考虑信道响应时，将所述第一初始接收信号中的某一比特的信号乘上对应的第一信道系数后所述第一初始接收信号中重叠部分的对应比特信号乘上第二信道系数后对应相加，直到所述第一初始信号中的所有比特的信号相加完成，得到所述第一接收信号的残余信号；
其中，所述第二信道系数为第一用户与基站之间的信道与第二用户与基站之间的信道的第一比值，所述第一信道系数为所述第一比值与第二比值的乘积，所述第二比值为第一乘积与第二乘积的比值，所述第一乘积为第一用户与基站之间的信道和第二用户与锚点设备之间的信道的乘积，所述第二乘积为第二用户与基站之间的信道与第一用户与基站之间的信道的乘积。
进一步的，重复的用所述第二初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第二接收信号的残余信号：只考虑接收机噪声时，将所述第二初始接收信号中非重叠部分的某一比特的信号乘上第一信道系数后与所述第一初始接收信号中重叠部分的对应比特信号乘上第二信道系数后对应相加，将相加后的结果加上负号得到所述第二接收信号的残余信号；同时考虑信道响应时，将所述第二初始接收信号中的某一比特的信号乘上第三信道系数后与所述第一初始信号中重叠部分的对应比特信号乘上对应的第四信道系数后相加，直到所述第一初始信号中的所有比特的信号相加完成，得到所述第一接收信号的残余信号；其中，所述第三信道系数为第二信道系数的负值，所述第四信道系数为第二信道系数的负值。
进一步的，所述装置还包括计算模块，计算模块用于：只考虑接收机噪声时，将所述第一目标接收信号与所述第二目标接收信号的平均值作为第一最终目标接收信号，将第三目标接收信号与第四目标接收信号的平均值作为第二最终目标接收信号。
进一步的，将所述第一目标接收信号与所述第二目标接收信号的平均值作为第一最终目标接收信号包括：若第一变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值远大于第二变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值，则将所述第一目标接收信号确定为第一最终目标接收信号；若第一变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值远小于第二变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值，则将所述第二目标接收信号确定为第一最终目标接收信号；若第一变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值等于第二变化信号中的第二用户的信号分量对应的幅值，则将第一目标接收信号与所述第二目标接收信号的平均值确定为第一最终目标接收信号。
上述多址装置可执行本发明任意实施例所提供的基于空间位置的多址方法，具备执行方法相应的功能模块和有益效果。
实施例五
图20为本发明实施例五所提供的一种基站的结构示意图。如图20所示，本发明实施例五提供的基站包括：一个或多个处理器41和存储装置42；该基站中的处理器41可以是一个或多个，图19中以一个处理器41为例；存储装置42用于存储一个或多个程序；所述一个或多个程序被所述一个或多个处理器41 执行，使得所述一个或多个处理器41实现如本发明实施例中任一项所述的基于空间位置的多址方法。
所述基站还可以包括：输入装置43和输出装置44。
基站中的处理器41、存储装置42、输入装置43和输出装置44可以通过总线或其他方式连接，图4 中以通过总线连接为例。
该基站中的存储装置42作为一种计算机可读存储介质，可用于存储一个或多个程序，所述程序可以是软件程序、计算机可执行程序以及模块，如本发明实施例一到三所提供的基于空间位置的多址方法对应的程序指令/模块(例如，附图19所示的多址装置中的模块，包括：获取模块210、第一去除模块220以及第二去除模块230)。处理器41通过运行存储在存储装置42中的软件程序、指令以及模块，从而执行基站的各种功能应用以及数据处理，即实现上述方法实施例中的基于空间位置的多址方法。
存储装置42可包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作系统、至少一个功能所需的应用程序；存储数据区可存储根据基站的使用所创建的数据等。此外，存储装置42可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非易失性存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非易失性固态存储器件。在一些实例中，存储装置42可进一步包括相对于处理器41远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至设备。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
输入装置43可用于接收输入的数字或字符信息，以及产生与基站的用户设置以及功能控制有关的键信号输入。输出装置44可包括显示屏等显示设备。
并且，当上述基站所包括一个或者多个程序被所述一个或者多个处理器41执行时，程序进行如下操作：
获取K个接收信号，所述K个接收信号为K个用户同时发送的信号，所述K个接收信号与所述K 个用户一一对应，其中K-1个接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述K个用户为不同的用户；
去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三至第K个用户的信号分量，得到K个初始接收信号；
去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到K个目标接收信号，所述重叠部分为所述K个接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。
实施例六
本发明实施例六提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时用于执行基于空间位置的多址方法，该方法包括：
获取K个接收信号，所述K个接收信号为K个用户同时发送的信号，所述K个接收信号与所述K 个用户一一对应，其中K-1个接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述K个用户为不同的用户；
去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三至第K个用户的信号分量，得到K个初始接收信号；
去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到K个目标接收信号，所述重叠部分为所述K个接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。
可选的，该程序被处理器执行时还可以用于执行本发明任意实施例所提供的基于空间位置的多址方法。
本发明实施例的计算机存储介质，可以采用一个或多个计算机可读的介质的任意组合。计算机可读介质可以是计算机可读信号介质或者计算机可读存储介质。计算机可读存储介质例如可以是，但不限于，电、磁、光、电磁、红外线、或半导体的系统、装置或器件，或者任意以上的组合。计算机可读存储介质的更具体的例子(非穷举的列表)包括：具有一个或多个导线的电连接、便携式计算机磁盘、硬盘、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、只读存储器(Read Only Memory，ROM)、可擦式可编程只读存储器(ErasableProgrammable Read Only Memory，EPROM)、闪存、光纤、便携式CD-ROM、光存储器件、磁存储器件、或者上述的任意合适的组合。计算机可读存储介质可以是任何包含或存储程序的有形介质，该程序可以被指令执行系统、装置或者器件使用或者与其结合使用。
计算机可读的信号介质可以包括在基带中或者作为载波一部分传播的数据信号，其中承载了计算机可读的程序代码。这种传播的数据信号可以采用多种形式，包括但不限于：电磁信号、光信号或上述的任意合适的组合。计算机可读的信号介质还可以是计算机可读存储介质以外的任何计算机可读介质，该计算机可读介质可以发送、传播或者传输用于由指令执行系统、装置或者器件使用或者与其结合使用的程序。
计算机可读介质上包含的程序代码可以用任何适当的介质传输，包括但不限于：无线、电线、光缆、无线电频率(Radio Frequency，RF)等等，或者上述的任意合适的组合。
可以以一种或多种程序设计语言或其组合来编写用于执行本发明操作的计算机程序代码，所述程序设计语言包括面向对象的程序设计语言，诸如Java、Smalltalk、C++，还包括常规的过程式程序设计语言，诸如“C”语言或类似的程序设计语言。程序代码可以完全地在用户计算机上执行、部分地在用户计算机上执行、作为一个独立的软件包执行、部分在用户计算机上部分在远程计算机上执行、或者完全在远程计算机或服务器上执行。在涉及远程计算机的情形中，远程计算机可以通过任意种类的网络，包括局域网 (LAN)或广域网(WAN)，连接到用户计算机，或者，可以连接到外部计算机(例如利用因特网服务提供商来通过因特网连接)。
注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。

Claims (10)

1.一种基于空间位置的多址接入方法，其特征在于，应用于基站，包括：
获取K个接收信号，所述K个接收信号为K个用户同时发送的信号，所述K个接收信号与所述K个用户一一对应，其中K-1个接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述K个用户为不同的用户，所述K个用户为占用同一无线资源的用户；
去除所述K个接收信号中的第一用户的信号分量、第三至第K个用户的信号分量，得到K个初始接收信号；
去除所述K个初始接收信号中的重叠部分，得到K个目标接收信号，所述重叠部分为所述K个接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当K取值为2时，相应的，所述方法包括：
获取第一接收信号以及第二接收信号，所述第一接收信号以及所述第二接收信号均包括第一用户和第二用户同时发送的信号，所述第二接收信号为锚点设备接收后发送给基站的信号，所述第一用户和第二用户为不同的用户；
去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量，得到第一初始接收信号和第二初始接收信号；
去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第一目标接收信号和第二目标接收信号，所述重叠部分为所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的第二用户的信号分量的重叠部分。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量，得到第一初始接收信号和第二初始接收信号，包括：
只考虑接收机噪声时，将所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量的第一个比特对齐；
将对齐后的第一接收信号和第二接收信号做差，得到初始接收信号；
将所述初始接收信号拆分得到第一初始接收信号和第二初始接收信号。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，去除所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量，得到第一初始接收信号和第二初始接收信号，包括：
同时考虑信道响应时，对信道进行估计得到信道估计结果，所述信道估计结果与实际值相同，所述信道包括第一用户与基站之间的信道、第二用户与基站之间的信道、第一用户与锚点设备之间的信道以及第二用户与锚点设备之间的信道；
将所述第一接收信号和所述第二接收信号中的第一用户的信号分量的第一个比特对齐；
将所述第一接收信号乘上第一系数得到第一变换信号，并将所述第二接收信号乘上第二系数得到第二变换信号，所述第一系数为所述基站与第一用户之间的信道的倒数，所述第二系数为所述锚点设备与第一用户之间的信道的倒数；
将所述第一变换信号与所述第二变换信号做差，得到初始接收信号；
将所述初始接收信号进行拆分得到第一初始接收信号和第二初始接收信号。
5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，去除所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分，得到第一目标接收信号和第二目标接收信号，包括：
将所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分消除，得到所述第一接收信号的残余信号以及所述第二接收信号的残余信号；
将所述第一接收信号的残余信号作为第一目标接收信号；
将所述第二接收信号的残余信号作为第二目标接收信号。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述将所述第一初始接收信号和所述第二初始接收信号中的重叠部分消除，得到所述第一接收信号的残余信号以及所述第二接收信号的残余信号，包括：
重复的用所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第一接收信号的残余信号；
重复的用所述第二初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第二初始接收信号中第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第二接收信号的残余信号。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述重复的用所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第一初始接收信号中第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第一接收信号的残余信号，包括：
只考虑接收机噪声时，将所述第一初始接收信号中非重叠部分的某一比特的信号乘上第一信道系数后与所述第一初始接收信号中重叠部分的对应比特信号乘上第二信道系数后对应相加，得到所述第一接收信号的残余信号；
同时考虑信道响应时，将所述第一初始接收信号中的某一比特的信号乘上第一信道系数后与所述第一初始接收信号中重叠部分的对应比特信号乘上第二信道系数后对应相加，直到所述第一初始接收信号中的所有比特的信号相加完成，得到所述第一接收信号的残余信号；
其中，所述第二信道系数为第一用户与基站之间的信道与第二用户与基站之间的信道的第一比值，所述第一信道系数为所述第一比值与第二比值的乘积，所述第二比值为第一乘积与第二乘积的比值，所述第一乘积为第一用户与基站之间的信道和第二用户与锚点设备之间的信道的乘积，所述第二乘积为第二用户与基站之间的信道与第一用户与基站之间的信道的乘积。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，重复的用所述第二初始接收信号中第二用户的信号分量的非重叠部分消除所述第二用户的信号分量的重叠部分，得到所述第二接收信号的残余信号，包括：
只考虑接收机噪声时，将所述第二初始接收信号中非重叠部分的某一比特的信号乘上第一信道系数后与所述第一初始接收信号中重叠部分的对应比特信号乘上第二信道系数后对应相加，将相加后的结果加上负号得到所述第二接收信号的残余信号；
同时考虑信道响应时，将所述第二初始接收信号中的某一比特的信号乘上第三信道系数后与所述第二初始接收信号中重叠部分的对应比特信号乘上第四信道系数后对应相加，直到所述第二初始接收信号中的所有比特的信号相加完成，得到所述第二接收信号的残余信号；
其中，所述第三信道系数为第二信道系数的负值，所述第四信道系数为第二信道系数的负值。
9.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括：
只考虑接收机噪声时，将所述第一目标接收信号与所述第二目标接收信号的平均值作为第一最终目标接收信号；
同时考虑信道响应时，根据第一变换信号中第二用户的信号分量对应的幅值以及第二变换信号中第二用户的信号分量对应的幅值确定第一最终目标接收信号。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，根据所述第一变换信号中第二用户的信号分量对应的幅值以及第二变换信号中第二用户的信号分量对应的幅值确定第一最终目标接收信号，包括：
若第一变换信号中的第二用户的信号分量对应的幅值远大于第二变换信号中的第二用户的信号分量对应的幅值，则将所述第一目标接收信号确定为第一最终目标接收信号；
若第一变换信号中的第二用户的信号分量对应的幅值远小于第二变换信号中的第二用户的信号分量对应的幅值，则将所述第二目标接收信号确定为第一最终目标接收信号；
若第一变换信号中的第二用户的信号分量对应的幅值等于第二变换信号中的第二用户的信号分量对应的幅值，则将第一目标接收信号与所述第二目标接收信号的平均值确定为第一最终目标接收信号。
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