CN114070078A

CN114070078A - 集成电路和电源电路

Info

Publication number: CN114070078A
Application number: CN202110569950.6A
Authority: CN
Inventors: 丸山宏志; 菅原敬人
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2020-07-30
Filing date: 2021-05-25
Publication date: 2022-02-18
Also published as: US20220038009A1; JP2022025944A; US11411499B2

Abstract

本发明提供一种即使在电源电压较高的情况下也能安全地驱动功率晶体管的集成电路。集成电路包括施加有与交流电压相对应的整流电压的电感器和控制流过所述电感器的电感器电流的功率晶体管，集成电路驱动根据所述交流电压产生目标电平的输出电压的电源电路的所述功率晶体管，所述集成电路包括施加有根据所述电感器电流的变化而产生并且用于使所述集成电路动作的电源电压的第一端子；连接有所述功率晶体管的控制电极的第二端子；第一驱动电路，在第一期间内经由所述第二端子驱动所述功率晶体管以导通所述功率晶体管；以及第二驱动电路，在包括所述第一期间的至少一部分的第二期间经由所述第二端子驱动所述功率晶体管以导通所述功率晶体管，并且第二驱动电路的驱动能力比所述第一驱动电路要小。

Description

集成电路和电源电路

技术领域

本发明涉及集成电路及电源电路。

背景技术

存在一种为了控制流过AC-DC转换器的变压器的电感器电流而驱动功率晶体管的集成电路。(例如，专利文献1)

现有技术文献

专利文献

专利文献1：美国专利第7554367号说明书

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，在上述的集成电路中，存在以由根据电感器电流的变化产生的电压所产生的电源电压进行动作的集成电路。此外，例如，当功率晶体管是NMOS晶体管时，电源电压用作导通功率晶体管时的栅极电压。然而，电源电压有时随着电源电压偏离功率晶体管的栅极电压的额定值而上升。在这种情况下，需要使用功率晶体管的栅极电压的额定值较高的功率晶体管，但成本变高。

此外，当电源电压变高时，需要耐受电源电压上升的高耐压晶体管。但是，在标准的制造工艺中没有准备高耐压晶体管。因此，需要通过特殊的制造工艺来制造集成电路，集成电路的制造成本变高。

本发明是鉴于上述那样的现有问题而完成的，其目的在于，提供一种即使在电源电压较高的情况下也能安全地驱动功率晶体管的集成电路。

解决技术问题所采用的技术方案

用于解决上述的技术问题的本发明所涉及的集成电路的方式是：一种集成电路，包括施加有与交流电压相对应的整流电压的电感器和控制流过所述电感器的电感器电流的功率晶体管，该集成电路驱动根据所述交流电压产生目标电平的输出电压的电源电路的所述功率晶体管，包括第一端子，该第一端子被施加有根据所述电感器电流的变化而产生并且用于使所述集成电路进行动作的电源电压；第二端子，该第二端子连接有所述功率晶体管的控制电极；第一驱动电路，该第一驱动电路为了使所述功率晶体管导通而在第一期间内经由所述第二端子驱动所述功率晶体管；以及第二驱动电路，该第二驱动电路为了使所述功率晶体管导通而在包含所述第一期间的至少一部分的第二期间经由所述第二端子驱动所述功率晶体管，并且该第二驱动电路的驱动能力比所述第一驱动电路要小。

用于解决上述的技术问题的本发明所涉及的电源电路的方式是：一种电源电路，该电源电路根据交流电压产生直流电压，包括：电感器，该电感器被施加有与所述交流电压相对应的整流电压；功率晶体管，该功率晶体管控制所述电感器中流过的电感器电流；以及对所述功率晶体管进行驱动的集成电路，所述集成电路包括：第一端子，该第一端子被施加有根据所述电感器电流的变化而产生并且使所述集成电路进行动作的电源电压；第二端子，该第二端子连接有所述功率晶体管的控制电极；第一驱动电路，该第一驱动电路为了使所述功率晶体管导通而在第一期间内经由所述第二端子驱动所述功率晶体管；以及第二驱动电路，该第二驱动电路为了使所述功率晶体管导通而在包含所述第一期间的至少一部分的第二期间经由所述第二端子驱动所述功率晶体管，并且该第二驱动电路的驱动能力比所述第一驱动电路要小。

发明效果

能提供一种即使在电源电压较高的情况下也能安全地驱动功率晶体管的集成电路。

附图说明

图1是示出AC-DC转换器10的一例的图。

图2是示出开关控制IC22的一例的图。

图3是示出AC-DC转换器10在连续动作时的动作的一例的图。

图4是示出AC-DC转换器10在非连续动作时的动作的一例的图。

图5是示出驱动电路60的一例的图。

图6是示出第一驱动电路71的一例的图。

图7是示出在各状态下由调整电路81输出的控制信号D0～D3的逻辑电平的图。

图8是示出第二驱动电路72的一例的图。

图9是示出当电压Vdr低于下限电平时的开关控制IC22的动作的一例的图。

图10是示出当使电压Vdr为下限电平以上时的开关控制IC22的动作的一例的图。

图11是示出当电压Vdr高于上限电平时的开关控制IC22的动作的一例的图。

图12是示出当使电压Vdr为上限电平以下时的开关控制IC22的动作的一例的图。

图13是示出当信号en为“L”时的开关控制IC22的动作的一例的图。

具体实施方式

根据本说明书及附图的记载，至少以下事项变得明确。

＝＝＝＝＝本实施方式＝＝＝＝＝

<<<AC-DC转换器10的概要>>>

图1是示出本发明的一个实施方式即AC-DC转换器10的结构的一例的图。AC-DC转换器10是根据商用电源的交流电压Vac产生目标电平的输出电压Vout的反激方式的电源电路。

AC-DC转换器10构成为包含全波整流电路20、电容器21、31、33、41、开关控制IC22、功率晶体管23、变压器24、电阻25、27、28、二极管26、30、40、光电晶体管32、恒定电压电路42和发光二极管43。

全波整流电路20对输入的交流电压Vac进行全波整流并输出，电容器21对来自全波整流电路20的输出进行滤波以产生电压Vrec。

开关控制IC22是控制功率晶体管23的开关以使输出电压Vout的电平成为目标电平的集成电路。

开关控制IC22基于在变压器24的初级线圈L1中流动的电流和输出电压Vout来驱动功率晶体管23。另外，本实施方式中，电阻25、27和二极管26连接在开关控制IC22的端子OUT和功率晶体管23的栅极电极之间。

然而，端子OUT和功率晶体管23也可以直接连接。这里，电阻25、27和二极管26是对功率晶体管23的栅极电压的上升沿或下降沿的斜率进行控制的元件。

另外，本实施方式中，“连接”包含直接连接和经由电路元件间接连接。另外，开关控制IC22的详细情况在后面描述。

功率晶体管23例如是用于控制AC-DC转换器10的负载11的功率的NMOS晶体管。另外，在本实施方式中，功率晶体管23设为MOS(Metal Oxide Semiconductor：金属氧化物半导体)晶体管，但不限于此。功率晶体管23只要是能够控制功率的晶体管，则可以是双极晶体管等其他开关元件。

电阻28是设置在功率晶体管23的源极电极和接地之间的电阻，用于检测流过变压器24的初级线圈L1和功率晶体管23的电流。另外，电阻28产生电压Vcs，该电压Vcs表示流过初级线圈L1的电流的电流值。

变压器24包括初级线圈L1、次级线圈L2和辅助线圈L3，初级线圈L1和辅助线圈L3与次级线圈L2之间绝缘。在变压器24中，根据初级线圈L1两端的电压变化，在次级线圈L2和辅助线圈L3中的每一个的两端分别产生电压。

本实施方式的初级线圈L1中，在一端施加电压Vrec，另一端与功率晶体管23的漏极电极连接。因此，当功率晶体管23的驱动开始时，在次级线圈L2和辅助线圈L3中的每一个的两端分别产生电压。

另外，二极管30对来自变压器24的辅助线圈L3的电流进行整流，并提供给电容器31。因此，当功率晶体管23的驱动开始时，电容器31被来自二极管30的电流充电。

另外，虽然省略了详细情况，但是开关控制IC22基于电压Vrec而起动，并且在起动之后，基于被充电到电容器31的电压Vcc(以下，设为电源电压Vcc)来进行动作。

二极管40对来自变压器24的次级线圈L2的电流进行整流，并提供给电容器41。电容器41通过来自二极管40的电流进行充电，因此在电容器41的端子间产生输出电压Vout。另外，在本实施方式中，初级线圈L1和次级线圈L2的匝数、极性被确定为使得当功率晶体管23导通的时间变长时输出电压Vout变高。

恒定电压电路42为生成恒定的直流电压的电路，例如使用分路调节器来构成。

发光二极管43为发出具有与输出电压Vout和恒定电压电路42的输出之间的差相对应的强度的光的元件，并且与后述的光电晶体管32一起构成光耦合器。在本实施方式中，当输出电压Vout的电平变高时，来自发光二极管43的光的强度变强。

光电晶体管32接收来自发光二极管43的光，并且光的强度越大，流过越大的灌电流I1。

电容器33是用于在流过灌电流I1时使在开关控制IC22的端子FB处产生的电压Vfb稳定的元件。

另外，初级线圈L1相当于“电感器”，电压Vrec相当于“整流电压”。

<<<开关控制IC22的结构>>>

图2是示出开关控制IC22的一例的图。开关控制IC22是控制功率晶体管23的驱动的集成电路，具有端子VCC、FB、CS、OUT。另外，为了方便起见，省略了端子GND。

端子VCC是施加有电源电压Vcc的端子，该电源电压Vcc根据流过线圈L1的电感器电流的变化，由来自线圈L3的电流产生。

端子FB是产生与光电晶体管32的灌电流I1相对应的电压Vfb的端子。

端子CS是施加有通过当功率晶体管23导通时电感器电流IL流过电阻28而产生的电压Vcs的端子。

端子OUT是输出驱动功率晶体管23的电压Vdr的端子，并经由电阻25、27和二极管26连接功率晶体管23的栅极电极。

此外，开关控制IC22构成为包含分压电路50、58、61、比较器51、59、内部电源52、电阻53、使能电路54、PWM振荡器55、单触发电路56、SR触发器57和驱动电路60。

分压电路50是将电源电压Vcc分压为例如1/10从而产生电压Vcc_div的电路。

比较器51是将电压Vcc_div与基准电压VREF0进行比较并且输出复位信号rst的电路。这里，基准电压VREF0是用于判断电源电压Vcc是否上升到开关控制IC22的动作电压的电压。即，当复位信号rst变为高电平(以下称为“H”电平)时，开关控制IC22开始动作。

具体地，当比较器51输出“H”电平的信号rst时，开关控制IC22的各个电路进行动作，并且当比较器51输出低电平(以下称为“L”电平)的信号rst时，开关控制IC22的各个电路复位。

内部电源52是根据电源电压Vcc生成内部电压Vdd的电路。另外，背部电压Vdd被提供给后面描述的控制电路70和第二驱动电路72等。此外，在端子FB处产生的电压Vfb是通过光电晶体管32的灌电流I1流过连接在内部电压Vdd和端子FB之间的电阻53从而产生的电压。

另外，当输出电压Vout变得高于目标电平时，发光二极管43发出强度更强的光，并且光电晶体管32的灌电流I1变大。结果，流过电阻53的电流增大，因而，电压Vfb降低。相反，当输出电压Vout变得低于目标电平时，流过电阻53的电流减少，并且电压Vfb上升。

使能电路54是基于信号IN下降时的电压Vcc_div生成控制后面叙述的驱动电路60的动作的信号en的电路。而且，使能电路54构成为包含比较器62、逆变器63、D触发器64和传输门65、66。

比较器62是将电压Vcc_div与基准电压ref进行比较的电路。另外，基准电路ref是基于信号en选择的基准电压VREF1和VREF2中的任一个。

逆变器63是将后述的信号IN反转并作为D触发器64的时钟进行输出的元件。

D触发器64在时钟的上升沿获取比较器62的输出，并将其作为Q输出进行输出。另外，D触发器64的Q输出变为信号en。

传输门65、66是用于基于信号en输出基准电压VREF1和VREF2中的任一个作为基准电压ref的电路。具体地说，当信号en为“L”电平时，输出基准电压VREF1作为基准电压ref，当信号en为“H”电平时，输出基准电压VREF2作为基准电压ref。

因此，在电压Vcc_div高于基准电压VREF1并且信号en为“H”电平之后，若信号IN的下降沿的电压Vcc_div低于基准电压VREF2，则使能电路54输出“L”电平的信号en。

另一方面，在电压Vcc_div低于基准电压VREF2并且信号en为“L”电平之后，若信号IN的下降沿的电压Vcc_div超过基准电压VREF1，则使能电路54输出“H”电平的信号en。在除此以外的情况下，使能电路54将信号en维持在与先前相同的逻辑电平。

PWM振荡器55是输出信号Vpwm的电路，该信号Vpwm是具有与电压Vfb对应的开关频率的PWM波形。

单触发电路56是在信号Vpwm的上升沿产生单触发脉冲Vs的电路。

在SR触发器57中，单触发脉冲Vs被输入到置位输入端，复位信号Vr被输入到复位输入端，并且产生信号IN。因此，当单触发脉冲Vs变为“H”电平时，SR触发器57产生“H”电平的信号IN，并且当复位信号Vr变为“H”电平时，SR触发器57产生“L”电平的信号IN。

分压电路58是对在端子FB中产生的电压Vfb进行分压从而产生电压Vfb_div的电路。

比较器59是将来自端子CS的电压Vcs与电压Vfb_div进行比较并生成复位信号Vr的电路。具体地，当电压Vcs低于电压Vfb_div时，比较器59输出“L”电平的复位信号Vr，并且当电压Vcs高于电压Vfb_div时，比较器59输出“H”电平的复位信号Vr。

当复位信号rst变为“H”电平时，驱动电路60进行动作，并根据信号IN输出用于驱动功率晶体管23的电压Vdr。

具体地说，当信号en为“H”电平时，驱动电路60根据“H”电平的信号IN将电压Vdr箝位到规定电平并输出，并且当信号en为“L”电平时，驱动电路60根据“H”电平的信号IN输出电源电压Vcc的电压电平的电压Vdr。

另一方面，当信号IN为“L”电平时，驱动电路60输出接地电平的电压Vdr。另外，驱动电路60的详细情况将在后文中阐述。

分压电路61是将电压Vdr分压为例如1/10从而产生电压Vdr_div的电路。另外，分压电路61将电压Vdr_div输出到后述的控制电路70和第二驱动电路72。

此外，开关控制电路22进行动作以使AC-DC转换器10输出目标电平的输出电压Vout。以下，说明功率晶体管23的开关频率根据与输出电压Vout对应的电压Vfb成比例地变化的情况。

首先，当输出电压Vout超过目标电平时，电压Vfb下降，并且PWM振荡器55输出具有更低开关频率的信号Vpwm。结果，开关控制IC22在更短的期间导通功率晶体管23，AC-DC转换器10使输出电压Vout降低到目标电平。

接着，当输出电压Vout低于目标电平时，电压Vfb上升，并且PWM振荡器55输出具有更高开关频率的信号Vpwm。结果，开关控制IC22在更长的期间导通功率晶体管23，并且AC-DC转换器10使输出电压Vout上升到目标电平。

另外，端子VCC相当于“第一端子”，端子OUT相当于“第二端子”，比较器62相当于“第二判定电路”。

以下，说明当AC-DC转换器10连续动作或非连续动作时的开关控制电路22的动作。

<<<连续动作时的AC-DC转换器10的动作>>>

图3是示出当开关控制IC22使AC-DC转换器10连续动作时的开关控制IC22的动作的图。另外，将从时刻t0到t2的期间设为第N个期间，将从时刻t2到t4的期间设为第N+1个期间，并且将从时刻t4到t6的期间设为第N+2个期间。下面，首先说明第N个期间。

在时刻t0，PWM振荡器55输出具有与电压Vfb对应的开关频率的信号Vpwm。单触发电路56在信号Vpwm的上升沿输出“H”电平的单触发脉冲即信号Vs。

当输入“H”电平的单触发脉冲即信号Vs时，SR触发器57输出“H”电平的信号IN。由此，驱动电路60使信号Vdr的电压电平上升，并导通功率晶体管23。

当信号Vdr的电压电平上升并且功率晶体管23导通时，由于AC-DC转换器10连续动作，流过初级侧线圈L1的电感器电流IL1具有正偏移地增加。因此，由流过电阻28的电感器电流IL1产生的电压Vcs与电感器电流IL1相同地具有正偏移地增加。

另一方面，由于次级线圈L2以相反的极性电磁耦合，并且二极管40截止，所以当功率晶体管23导通时，流过次级侧线圈L2的电感器电流IL2不流动，能量储存在变压器24中。

当电压Vcs在时刻t1超过电压Vfb_div时，比较器59输出“H”电平的信号Vr。因此，SR触发器57输出“L”电平的信号IN，驱动电路60降低信号Vdr的电压电平，并使功率晶体管23截止。

当信号Vdr的电压电平降低并且功率晶体管23截止时，电感器电流IL1急剧减少。因此，储存在变压器24中的能量经由二极管40从次级侧线圈L2输出。此时，电感器电流IL2在以一定的比例减少的同时流动。此外，在时间t2的瞬间，电感器电流IL2尚未变为0，并且当功率晶体管23导通并且电感器电流IL1开始流动时，电感器电流IL2变为0。

此外，在从时刻t2到t6，重复从时刻t0到t2的动作。因此，AC-DC转换器10在连续动作时，当功率晶体管23导通时，在电感器电流IL1不变为零的情况下进行动作。在连续动作时，电感器电流IL1和电感器电流IL2中的任一个在从时间t0到时间t6中的任何瞬间都在流动。

<<<非连续动作时的AC-DC转换器10的动作>>>

图4是示出当开关控制IC22使AC-DC转换器10进行非连续动作时的开关控制IC22的动作的图。另外，将从时刻t10到t12的期间设为第N个期间，将从时刻t12到t14的期间设为第N+1个期间，并且将从时刻t14到t16的期间设为第N+2个期间。以下，首先说明第N个期间。

当输入“H”电平的单触发脉冲即信号Vs时，SR触发器57输出“H”电平的信号IN。因此，驱动电路60使信号Vdr的电压电平上升，并导通功率晶体管23。

当信号Vdr的电压电平上升并且功率晶体管23导通时，由于AC-DC转换器10进行非连续动作，流过初级侧线圈L1的电感器电流IL1不具有正偏移地增加。即，当AC-DC转换器10非连续动作时，电感器电流IL1从断流状态(即，零)开始增加。因此，由流过电阻28的电感器电流IL1产生的电压Vcs与电感器电流IL1同样地具有正偏移地增加。即，电压Vcs也从零增加。

另一方面，由于次级侧线圈L2以相反的极性电磁耦合，并且二极管40截止，所以当功率晶体管23导通时，流过次级侧线圈L2的电感器电流IL2不流动，能量储存在变压器24中。

当电压Vcs在时刻t11超过电压Vfb_div时，比较器59输出“H”电平的信号Vr。因此，SR触发器57输出“L”电平的信号IN，驱动电路60降低信号Vdr的电压电平，并使功率晶体管23截止。

当信号Vdr的电压电平降低并且功率晶体管23截止时，电感器电流IL1急剧减少。因此，储存在变压器24中的能量经由二极管40从次级侧线圈L2输出。另外，当功率晶体管23在时刻t12再次与时刻t10时同样地导通时，AC-DC转换器10非连续动作，因此，电感器电流IL2不流动。电感器电流IL2在时刻t11的时刻产生，然后以一定的比例减少，并且在时刻t11到时刻t12之间的某个时刻变为零。

此外，在从时刻t12到t17，重复从时刻t10到t12的动作。因此，AC-DC转换器10在非连续动作时，当功率晶体管23导通时，进行动作使得电感器电流IL1变为零。在非连续动作时，存在像从时刻t11到时刻t12的期间、从时刻t13到时刻t14的期间、以及从时刻t15到时刻t16的期间那样，电感器电流IL1和电感器电流IL2中的哪个都不流动的期间。

<<<驱动电路60的结构>>>

图5是示出驱动电路60的一例的图。驱动电路60构成为包含控制电路70、第一驱动电路71和第二驱动电路72。

控制电路70是用于决定使第一驱动电路71驱动功率晶体管23的期间的电路。此外，控制电路70输出信号D0～D3，从而控制第一驱动电路71。

第一驱动电路71是基于来自控制电路70的信号D0等以电压驱动功率晶体管23的电压驱动电路。

第二驱动电路72是电流驱动电路，通过基于电压Vdr_div和信号en、IN来向开关控制IC22的端子OUT供应电流或从端子OUT汲取电流，从而以电流驱动功率晶体管23。另外，在后文中对控制电路70、第一驱动电路71和第二驱动电路72的详细情况进行描述。

<<<控制电路70的结构>>>

此外，控制电路70构成为包含判定电路80和调整电路81，并且基于电压Vdr_div、信号IN和复位信号rst来输出信号D0～D3。

此外，控制电路70基于电压Vdr_div来输出信号D0等并控制第一驱动电路71，使得电压Vdr落在后述的规定范围内。

判定电路80为判定电压Vdr是否在规定范围内(即，电压Vdr_div是否在基准电压VREF2(例如1.4V)和基准电压VREF3(例如1.5V)之间)的电路。

具体地，若在计时器92(后述)输出时钟信号trd的上升沿三次的期间，电压Vdr_div连续超过基准电压VREF3，则判定电路80将“L”电平的信号Sup和“H”电平的信号Sdown输出到后述的调整电路81。此外，若在计时器92输出时钟信号trd的上升沿三次的期间，电压Vdr_div连续低于基准电压VREF2，则判定电路80将“H”电平的信号Sup和“L”电平的信号Sdown输出到调整电路81。在除此以外的情况下，判定电路80输出“L”电平的信号Sup、Sdown。

判定电路80构成为包含比较器90、91、计时器92、逻辑电路93而构成，控制后述的调整电路81生成的信号。

比较器90是用于判断电压Vdr_div是否高于基准电压VREF2的电路，比较器91是用于判断电压Vdr_div是否高于基准电压VREF3的电路。

计时器92是输出用于使判定电路80进行动作的时钟信号trd的电路。当信号IN变为“H”电平时，计时器92在规定时间ta之后输出“H”电平的时钟信号trd，并且当信号IN变为“L”电平时，计时器92输出“L”电平的时钟信号trd。另外，规定时间ta短于信号IN是“H”电平的期间。

逻辑电路93在来自计时器92的时钟信号trd的上升沿保持比较器90和91的输出。当电压Vdr_div在时钟信号trd三次上升的期间内连续低于基准电压VREF2时，逻辑电路93输出“H”电平的信号Sup和“L”电平的信号Sdown。另一方面，当电压Vdr_div在时钟信号trd三次上升的期间内连续高于基准电压VREF3时，逻辑电路93输出“L”电平的信号Sup和“H”电平的信号Sdown。此外，在时钟信号trd三次上升的期间内电压Vdr_div低于基准电压VREF2或高于基准电压VREF3的状态不连续的情况下，逻辑电路93输出“L”电平的信号Sup、Sdown。

此外，调整电路81基于信号Sup、Sdown和信号en输出用于控制第一驱动电路71的信号D0～D3。

此外，当信号Sup变为“H”电平时，调整电路81延长使第一驱动电路71通过电压驱动功率晶体管23的电压驱动期间，并且当信号Sdown变为“H”电平时，调整电路81缩短电压驱动期间。此外，当信号Sup、Sdown是“L”电平时，调整电路81维持电压驱动期间。

具体地说，调整电路81根据电压驱动期间的长短来调整输出“H”电平的控制信号D0～D2的期间。在后文中描述第一驱动电路71的结构/动作。此外，判定电路80相当于“第一判定电路”，并且信号Sup、Sdown相当于“判定结果”。

<<<第一驱动电路71的结构/动作和调整电路81的动作>>>

图6是示出第一驱动电路71的一例的图。若在使能电路54输出“H”电平的信号en时判定电路80输出“H”电平信号Sup，则调整电路81延长控制信号D0～D2变为“H”电平的期间。另一方面，若在使能电路54输出“H”电平的信号en时判定电路80输出“H”电平的信号Sdown，则调整电路81缩短控制信号D0～D2变为“H”电平的期间。另外，控制信号D0～D2中的任一个变为“H”电平的期间相当于电压驱动期间。

此外，若使能电路54输出“H”电平的信号en并且SR触发器57输出“H”电平的信号IN，则调整电路81向第一驱动电路71输出控制信号D0等，使得依次转换到状态1、状态2、状态3和非驱动状态这四个状态。在各个状态下的控制信号D0～D3的逻辑电平如图7所示，在下面进行说明。

如图7所示，在状态1下，调整电路81将控制信号D0～D2设为“H”电平，并将控制信号D3设为“L”电平。在状态2下，调整电路81将控制信号D0设为“L”电平，将控制信号D1～D2设为“H”电平，并将控制信号D3设为“L”电平。在状态3下，调整电路81将控制信号D0～D1设为“L”电平，将控制信号D2设为“H”电平，并将控制信号D3设为“L”电平。在非驱动状态下，调整电路81将控制信号D0～D2设为“L”电平，并将控制信号D3设为“L”电平。

另一方面，如图7所示，当使能电路54输出“L”电平的信号en并且SR触发器57输出“H”电平的信号IN时，调整电路81向第一驱动电路71输出控制信号D0等，以使得依次转换到状态4和状态5这两个状态。关于各个状态下的控制信号D0等的逻辑电平，状态4时的控制信号D0等的逻辑电平与状态1相同，状态5时的控制信号D0等的逻辑电平与状态3相同。

此外，当SR触发器57输出“L”电平的信号IN时，如图7所示，控制信号D0～D3的逻辑电平为“L”电平，而控制信号D3的逻辑电平为“H”电平，而与信号en的逻辑电平无关。

第一驱动电路71是用于电压驱动功率晶体管23的电路，并且构成为包含电平移位电路100、电压输出电路101以及输出电路102。

电平移位电路100是将以电压Vdd进行动作的控制信号D0转换为以电源电压Vcc进行动作的信号Vn0的电路。电平移位电路100构成为包含NMOS晶体管110、113、PMOS晶体管111、112、电阻115、117以及齐纳二极管114和116。

此外，换句话说，电平移位电路100输出具有控制信号D0的逻辑电平的信号Vn0。具体地，电平移位电路100是如下的电路：当控制电路70输出“H”电平的控制信号D0时，电平移位电路100输出“H”电平的信号Vn0，并且当控制电路70输出“L”电平的控制信号D0时，电平移位电路100输出“L”电平的信号Vn0。

电压输出电路101是用于基于控制信号D0～D2和信号Vn0来控制输出电路102的PMOS晶体管130(后述)的栅极电压Vg的电路。电压输出电路101构成为包含第一可变电阻121、NMOS晶体管122和第二可变电阻123。另外，第一可变电阻121、NMOS晶体管122和第二可变电阻123相当于“分压电路”。

第一可变电阻121是根据信号Vn0改变电阻值的电路，第二可变电阻123是根据控制信号D0～D1改变电阻值并限制流过齐纳二极管132(后述)的电流的电路。而且，第二可变电阻123在控制信号D2为“H”电平的状态1～状态3下，经由NMOS晶体管122连接到第一可变电阻。另外，NMOS晶体管122相当于“第二晶体管”。

具体地，第一可变电阻121和第二可变电阻123产生PMOS晶体管130的栅极电压Vg，以使得在状态1的情况下使PMOS晶体管130的栅极电压Vg最小，从而使PMOS晶体管130的驱动能力最大。然后，随着从状态2转移到状态3，使栅极电压Vg上升，减小PMOS晶体管130的驱动能力。而且，在非驱动状态下，将电压Vcc即栅极电压Vg施加到PMOS晶体管130，从而停止通过PMOS晶体管130对端子OUT的驱动。另外，状态4、5的情况与状态1、3的情况相同。

输出电路102是施加栅极电压Vg的PMOS晶体管130对端子OUT进行电压驱动的电路，构成为包含PMOS晶体管130、NMOS晶体管131和齐纳二极管132。

<<<当信号IN为“H”电平并且信号en为“H”电平时的第一驱动电路71的动作>>>

当信号IN为“H”电平并且信号en为“H”电平时，第一驱动电路71进行动作以经历状态1、2、3和非驱动状态这四个状态。

根据上述结构，当使能电路54输出“H”电平的信号en时，第一驱动电路71使PMOS晶体管130根据从状态1到非驱动状态的状态转变相对应的栅极电压Vg的上升，阶段性地降低驱动能力，并阶段性地使导通电阻上升。这里，“驱动能力”是PMOS晶体管130能够向端子OUT输出多少电流的能力。

具体地，在状态1下，第一驱动电路71向PMOS晶体管130施加最小栅极电压Vg，向PMOS晶体管130提供最大驱动能力，并使PMOS晶体管130的导通电阻最小。

然后，在状态2下，第一驱动电路71向PMOS晶体管130施加比状态1时的栅极电压要高的栅极电压Vg，向PMOS晶体管130施加比状态1时的驱动能力要小的驱动能力，并且使PMOS晶体管130的导通电阻比状态1时的导通电阻要大。

另外，在状态3下，第一驱动电路71向PMOS晶体管130施加比状态2时的栅极电压要高的栅极电压Vg，向PMOS晶体管130施加比状态2时的驱动能力要小的驱动能力，并且使PMOS晶体管130的导通电阻比状态2时的导通电阻要大。

最后，第一驱动电路71在非驱动状态下向PMOS晶体管130施加电源电压Vcc即栅极电压Vg，使PMOS晶体管130截止，并使PMOS晶体管130的导通电阻最大。

具体地，在下面说明从状态1到非驱动状态的每个状态下第一驱动电路71的动作，并且说明栅极电压Vg如何变化。

<<<<状态1时的第一驱动电路的动作>>>>

在状态1下，控制电路70将控制信号D0～D2设为“H”电平，并且将控制信号D3设为“L”电平。

因此，当控制电路70输出“H”电平的控制信号D0时，状态1下的电平移位电路100进行动作以使得NMOS晶体管110导通，并且节点N1的逻辑电平变为“L”电平。然后，PMOS晶体管111导通，节点N0变为“H”电平。结果，PMOS晶体管112截止，并且电平移位电路100输出“H”电平的信号Vn0。

此外，齐纳二极管114连接在PMOS晶体管111的栅极/源极之间作为箝位元件。齐纳二极管114是用于保护PMOS晶体管111的电路，以使得当PMOS晶体管111导通时，在PMOS晶体管111的栅极/源极之间不会施加过大的电压。

然而，当PMOS晶体管111导通时，将电源电压Vcc和具有降低后的电位的节点N1之间的电位差施加到齐纳二极管114的两端。结果，流过齐纳二极管114的电流增加，由齐纳二极管114箝位的电压变得过大，并且PMOS晶体管111的栅极/源极电压可能超过PMOS晶体管111的耐压。

此外，为了抑制超过PMOS晶体管111的耐压，流过齐纳二极管114的电流被电阻值Rs限制。

当电平移位电路100输出“H”电平的信号Vn0时，第一可变电阻121使PMOS晶体管130的栅极电压Vg上升到电压Vcc。然而，由于通过“H”电平的控制信号D2从而使NMOS晶体管122导通，所以第二可变电阻123连接到第一可变电阻121。因此，通过第一可变电阻121、第二可变电阻123和齐纳二极管132，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变为基于电压Vcc产生的最小电压。

此时，当第二可变电阻123的电阻值设为R2a时，由于“H”电平的信号D2(即，5V的信号D2)被输入到NMOS晶体管122的栅极电极，所以NMOS晶体管122的源极电极的电位变为5V-Vgs。这里，Vgs是NMOS晶体管122的栅极/源极间电压。

即使电源电压Vcc改变，NMOS晶体管122的源极电极的电位也不改变。因此，流过NMOS晶体管122的电流Ids122a同样地不改变，并且电流Ids122a成为用于将PMOS晶体管130的栅极电极下拉的电流。此外，电源电压Vcc与PMOS晶体管130的栅极电极之间的阻抗是齐纳二极管132的电阻值和电阻值R1a(将第一可变电阻121的电阻值设为R1a)的并联连接的组合值。

因此，PMOS晶体管130的栅极电压Vg具有以下关系式。

Vg＝Vcc－(Vz+Rz×Ids122a)/(1+Rz/R1a)··· (1)

这里，Vz是齐纳二极管132的电流开始流动时的电压，Rz是齐纳二极管132的动作电阻，并且电流Ids122a是在状态1的情况下的PMOS晶体管130的栅极电极的下拉电流(即，NMOS晶体管122的漏极/源极间电流)。

输出电路102将电压输出电路101所输出的栅极电压Vg施加到PMOS晶体管130，从而产生电压Vdr。另外，因为控制信号D3为“L”电平，所以NMOS晶体管131截止。

<<<<状态2时的第一驱动电路的动作>>>>

在状态2下，控制电路70将控制信号D0设为“L”电平，将控制信号D1～D2设为“H”电平，并且将控制信号D3设为“L”电平。

因此，当控制电路70输出“L”电平的控制信号D0时，状态2下的电平移位电路100导通NMOS晶体管113，并且进行动作以使节点N1的逻辑电平变为“L”电平。与上述的状态1下的电平移位电路100的动作同样地，PMOS晶体管112导通，并且电平移位电路100输出“L”电平的信号Vn0。

当控制电路70在状态2下并且控制信号D0为“L”电平时，流过齐纳二极管116的电流被电阻值Rs限制。

当电平移位电路100输出“L”电平的信号Vn0时，第一可变电阻121使PMOS晶体管130的栅极电压Vg上升至电压Vcc。然而，由于通过“H”电平的控制信号D2从而使NMOS晶体管122导通，所以第二可变电阻123连接到第一可变电阻121。因此，通过第一可变电阻121、第二可变电阻123和齐纳二极管132，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变为基于电压Vcc产生的电压。在这种情况下的栅极电压Vg高于状态1的情况下的栅极电压Vg。

此时，由于齐纳二极管132和第一可变电阻121(第一可变电阻121的电阻值为R1b)并联连接，所以电压Vcc与PMOS晶体管130的栅极电极之间的阻抗成为它们的组合值。电阻值R1b小于电阻值R1a。

第二可变电阻123的电阻值为R2b，此时的电流Ids122b小于电流Ids122a。另外，电阻值R2b大于电阻值R2a。

这里，电流Ids122b变为(5V-Vgs2)/R2b。由于流过NMOS晶体管122的电流Ids122b小于状态1时的电流Ids122a，所以电压Vgs2稍小于状态1下的Vgs。

因此，PMOS晶体管130的栅极电压Vg具有以下关系式。

Vg＝Vcc－(Vz+Rz×Ids122b)/(1+Rz/R1b)··· (2)

这里，Vz是齐纳二极管132的电流开始流动的电压，Rz是电流流过齐纳二极管132时的动作电阻。此外，电流Ids 151b是在状态2时的PMOS晶体管130的栅极电极的下拉电流(即，NMOS晶体管122的漏极/源极间电流)。

输出电路102将由电压输出电路101输出的栅极电压Vg施加到PMOS晶体管130，从而产生电压Vdr。另外，由于控制信号D3为“L”电平，所以NMOS晶体管131截止。

<<<<状态3时的第一驱动电路的动作>>>>

在状态3下，控制电路70将控制信号D0～D1设为“L”电平，将控制信号D2设为“H”电平，并将控制信号D3设为“L”电平。

因此，当控制电路70输出“L”电平的控制信号D0时，状态3下的电平移位电路100与状态2同样地输出“L”电平的信号Vn0。

当电平移位电路100输出“L”电平的信号Vn0时，第一可变电阻121使PMOS晶体管130的栅极电压Vg上升到电压Vcc。然而，由于通过“H”电平的控制信号D2从而使NMOS晶体管122导通，所以第二可变电阻123连接到第一可变电阻121。因此，通过第一可变电阻121、第二可变电阻123和齐纳二极管132，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变为基于电压Vcc产生的电压。在这种情况下的栅极电压Vg高于状态2的情况下的栅极电压Vg。

此时，第二可变电阻123的电阻值变为R2c，此时的PMOS晶体管130的栅极电极的下拉电流Ids122c变为比Ids122b更小的值。另外，电阻值R2c大于电阻值R2b。

这里，电流Ids122c变为(5V-Vgs3)/R2c。由于流过NMOS晶体管122的电流Ids122c小于状态2时的电流Ids122b，所以电压Vgs3稍小于状态2下的Vgs2。

因此，PMOS晶体管130的栅极电压Vg具有以下关系式。

Vg＝Vcc－(Vz+Rz×Ids122c)/(1+Rz/R1b)··· (3a)

这里，Vz是齐纳二极管132的电流开始流动的电压，Rz是电流在齐纳二极管132中流动时的动作电阻。此外，电流Ids122c是在状态3时的PMOS晶体管130的栅极电极的下拉电流(即，NMOS晶体管122的漏极/源极间电流)。

此外，当电压Vg和电源电压Vcc之间的电压差变得小于电压Vz并且没有电流流过齐纳二极管132时，PMOS晶体管130的栅极电压Vg具有以下关系式。

Vg＝Vcc－R1b×Ids122c··· (3b)

输出电路102将由电压输出电路101输出的栅极电压Vg施加到PMOS晶体管130，从而产生电压Vdr。另外，因为控制信号D3为“L”电平，所以NMOS晶体管131截止。

<<<<非驱动状态时的第一驱动电路的动作>>>>

在非驱动状态下，控制电路70将控制信号D0～D2设为“L”电平，并且将控制信号D3设为“L”电平。

因此，在非驱动状态下，控制信号D0与状态3的情况相比不会改变，因此省略电平移位电路100的说明。

当电平移位电路100输出“L”电平的信号Vn0时，第一可变电阻121使PMOS晶体管130的栅极电压Vg上升到电压Vcc。而且，由于通过“L”电平的控制信号D2从而使NMOS晶体管122截止，所以第二可变电阻123没有连接到第一可变电阻121。因此，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变为电压Vcc。

因此，当从状态1转换到状态3时，使PMOS晶体管130的驱动能力逐渐降低，栅极电压Vg也逐渐上升，并且功率晶体管23的导通电阻也逐渐上升。

此外，电压驱动期间具有驱动能力相对较高的状态1的期间和在状态1之后的驱动能力相对较低的状态2、3的期间。而且，这里，状态1的期间相当于“第一子期间”，状态2、3的期间相当于“第二子期间”。

另外，在状态1的情况下，PMOS晶体管130的栅极电压Vg成为从电源电压Vcc降低5V左右的电压。此外，在状态2的情况下，PMOS晶体管130的栅极电压Vg成为从电源电压Vcc降低3V左右的电压，并且在状态3的情况下，PMOS晶体管130的栅极电压Vg成为从电源电压Vcc降低2.5V左右的电压。

因此，PMOS晶体管130根据与从状态1到非驱动状态的状态转变相对应的栅极电压Vg的上升而使驱动能力阶段性地降低，并且使导通电阻阶段性地上升。在本实施方式中，使栅极电压Vg阶段性地改变，但是也可以使栅极电压Vg逐渐改变。

<<<当信号IN为“H”电平并且信号en为“L”电平时的第一驱动电路71的动作>>>

当信号IN为“H”电平并且信号en为“L”电平时，第一驱动电路71进行动作以经历状态4、5这两个状态。

根据上述结构，当使能电路54输出“L”电平的信号en时，第一驱动电路71根据从状态4到状态5的状态转变相对应的栅极电压Vg的上升，使PMOS晶体管130阶段性地降低驱动能力，并使导通电阻阶段性地上升。

具体地，在状态4下，第一驱动电路71向PMOS晶体管130施加最小的栅极电压Vg，向PMOS晶体管130提供最大的驱动能力，并且使PMOS晶体管130的导通电阻最小。

然后，在状态5下，第一驱动电路71向PMOS晶体管130施加比状态4时的栅极电压要高的栅极电压Vg，向PMOS晶体管130施加比状态4时的驱动能力要小的驱动能力，并且使PMOS晶体管130的导通电阻比状态4时的导通电阻要大。

具体地，在下面说明从状态4到状态5的每个状态下第一驱动电路71的动作，并且说明栅极电压Vg如何变化。

<<<<状态4时的第一驱动电路的动作>>>>

在状态4下，与状态1时同样地，控制电路70将控制信号D0～D2设为“H”电平，并将控制信号D3设为“L”电平。

因此，当控制电路70输出“H”电平的控制信号D0时，状态4下的电平移位电路100进行动作以使得NMOS晶体管110导通且节点N1的逻辑电平成为“L”电平。因此，电平移位电路100进行动作，使得PMOS晶体管111导通，节点N0变为“H”电平，其结果是，PMOS晶体管112截止。然后，电平移位电路100输出“H”电平的信号Vn0。

当电平移位电路100输出“H”电平的信号Vn0时，第一可变电阻121使PMOS晶体管130的栅极电压Vg上升到电压Vcc。然而，由于通过“H”电平的控制信号D2从而使NMOS晶体管122导通，所以第二可变电阻123连接到第一可变电阻121。因此，通过第一可变电阻121、第二可变电阻123和齐纳二极管132，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变为基于电压Vcc产生的最小电压。基于状态1时的关系式(1)产生此时的栅极电压Vg。

<<<<状态5时的第一驱动电路的动作>>>>

在状态5下，与状态3时同样地，控制电路70将控制信号D0～D1设为“L”电平，将控制信号D2设为“H”电平，并将控制信号D3设为“L”电平。

因此，当控制电路70输出“L”电平的控制信号D0时，状态5下的电平移位电路100进行动作以使得NMOS晶体管113导通且节点N0的逻辑电平变为“L”电平。因此，电平移位电路100输出“L”电平的信号Vn0。

当电平移位电路100输出“L”电平的信号Vn0时，第一可变电阻121使PMOS晶体管130的栅极电压Vg上升到电压Vcc。然而，由于通过“H”电平的控制信号D2从而使NMOS晶体管122导通，所以第二可变电阻123连接到第一可变电阻121。因此，通过第一可变电阻121、第二可变电阻123和齐纳二极管132，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变为基于电压Vcc产生的电压。在这种情况下的栅极电压Vg高于状态4的情况下的栅极电压Vg。此时的栅极电压Vg是基于状态1时的关系式(3a)或(3b)产生的。

因此，当从状态4转换到状态5时，使PMOS晶体管130的驱动能力降低，栅极电压Vg上升，并且功率晶体管23的导通电阻也上升。

此外，电压驱动期间具有驱动能力相对较高的状态4的期间和在状态4之后的驱动能力相对较低的状态5的期间。而且，这里，状态4的期间相当于“第一子期间”，状态5的期间相当于“第二子期间”。

因此，PMOS晶体管130根据与从状态4到状态5的状态转变相对应的栅极电压Vg的变化而阶段性地改变驱动能力，阶段性地使导通电阻也上升。

此时，电压Vdr变为电源电压Vcc。

<<<当信号IN为“L”电平时的第一驱动电路71的动作>>>

当信号IN为“L”电平时，由于控制电路70输出“H”电平的控制信号D3，所以第一驱动电路71进行动作以使得经由端子OUT来将电压Vdr设为接地电平。当信号IN为“L”电平时，控制信号D0～D3的逻辑电平与信号en的逻辑电平无关，控制信号D0～D2为“L”电平，控制信号D3为“H”电平。在下文中，说明当信号IN为“L”电平时的第一驱动电路71的动作。

当信号IN为“L”电平时的电平移位电路100进行动作，使得若控制电路70输出“L”电平的控制信号D0，则NMOS晶体管113导通，并且节点N0的逻辑电平变为“L”电平。然后，PMOS晶体管112导通，节点N0变为“H”电平。结果，PMOS晶体管111截止，并且电平移位电路100输出“L”电平的信号Vn0。

当电平移位电路100输出“L”电平的信号Vn0时，第一可变电阻121使PMOS晶体管130的栅极电压Vg上升至电压Vcc。而且，由于通过“L”电平的控制信号D2从而使NMOS晶体管122截止，所以第二可变电阻123没有连接到第一可变电阻121。因此，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变为电压Vcc。

由于控制电路70输出“H”电平的控制信号D3，所以输出电路102导通NMOS晶体管131。此时，电压Vdr变为接地电压。另外，因为栅极电压Vg变为电源电压Vcc，所以PMOS晶体管130截止。

另外，电压驱动期间相当于“第一期间”，PMOS晶体管130相当于“第一晶体管”，PMOS晶体管130的栅极电极相当于“控制电极”，电压Vg相当于“分压电压”和“控制电压”。

<<<第二驱动电路72的结构/动作>>>

图8是示出第二驱动电路72的一例的图。当信号IN为“H”电平并且信号en为“H”电平时，第二驱动电路72向端子OUT供应拉电流，从端子OUT汲取灌电流，并且构成为包含拉电流电路140和灌电流电路141。

拉电流电路140根据电压Vdr_div和基准电压VREF3(例如1.5V)之间的差来给端子OUT供应拉电流，并且构成为包含与门(AND)电路150和电压控制电流源电路(OperationalTransconductance Amplifier：跨导运算放大器)151。

与门电路150取信号IN和信号en的逻辑与，并将其作为信号Ven来进行输出。当信号Ven为“H”电平时，电压控制电流源电路151进行动作。另一方面，当信号Ven为“L”电平时，电压控制电流源电路151停止动作。另外，将信号Ven为“H”电平的期间设为电流驱动期间。此外，电流驱动期间长于电压驱动期间，并且包含电压驱动期间的至少一部分。

电压控制电流源电路151根据电压Vdr_div和基准电压VREF3之间的差来给端子OUT提供拉电流，并且进行动作以使电压Vdr_div等于基准电压VREF3。

因此，当电压Vdr_div高于基准电压VREF3时，拉电流停止。相反，如果电压Vdr_div低于基准电压VREF3，那么拉电流增大，电压Vdr缓慢上升。另外，基准电压VREF3被设定为高于功率晶体管23的阈值且低于功率晶体管23的耐压电压。这里，“耐压电压”是指功率晶体管23的栅极/源极之间的耐压。此外，基准电压VREF3相当于“第一电平”。

灌电流电路141根据电压Vdr_div和基准电压VREF1(例如1.6V)之间的差，产生用于从端子OUT汲取电流的灌电流。灌电流电路141构成为包含比较器160、电流限制用的电阻161、输出晶体管即NMOS晶体管162、相位补偿用的电阻163以及电容器164。另外，虽然在本实施方式中使用比较器160，但也可以使用运算放大器来代替比较器160。

当信号Ven为“H”电平时，比较器160进行动作。另一方面，当信号Ven为“L”电平时，比较器160不进行动作，并且设计成使NMOS晶体管162截止，因此，没有灌电流流动。即，当信号Ven为“L”电平时，灌电流电路_141停止动作。

即，当电压Vdr_div高于基准电压VREF1时，将电流供应到NMOS晶体管162的栅极电极，并且使NMOS晶体管162的导通电阻降低。相反，当电压Vdr_div低于基准电压VREF1时，从NMOS晶体管162的栅极电极汲取电流，使NMOS晶体管162的导通电阻上升。

当NMOS晶体管162的导通电阻降低时，灌电流电路141经由电阻器161从端子OUT汲取更多的灌电流。相反，当NMOS晶体管162的导通电阻上升时，与NMOS晶体管162的导通电阻较低的情况相比，灌电流电路141从端子OUT汲取更少的灌电流。

因此，当电压Vdr_div高于基准电压VREF1时，灌电流比电压Vdr_div低于基准电压VREF1时增加。即，如果电压Vdr_div高于基准电压VREF1，则灌电流进一步增加，并且能抑制电压Vdr的上升。另外，将基准电压VREF1设定为比基准电压VREF3要高、比功率晶体管23的耐压电压要低。

此外，第二驱动电路72的驱动能力小于第一驱动电路71的驱动能力。另外，电流驱动期间相当于“第二期间”，当信号en为“L”电平时，控制信号SH2为“H”电平的期间相当于“第三期间”，基准电压VREF1相当于“第二电平”。

<<<当信号en为“H”电平时的开关控制IC22的动作例>>>

在下文中，说明当信号en为“H”电平时的开关控制IC22的动作。另外，在图8和图9中，输出电流Iout被描绘为使得从端子OUT输出的电流为负。

图9是示出当电压Vdr低于下限电平时的开关控制IC22的动作的一例的图。此外，图8是示出在复位信号rst为“H”电平且电压驱动期间为初始状态的情况下的开关控制IC22的动作的图。

当SR触发器57在时刻t20输出“H”电平的信号IN时，调整电路81在状态1下输出“H”电平的控制信号D0～D2，并且电压驱动期间开始。此时，调整电路81输出“L”电平的控制信号D3。

此外，第二驱动电路72根据电压Vdr_div将拉电流供应到端子OUT然后，计时器92开始测量规定时间ta。

此时，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变为最小电压，PMOS晶体管130的驱动能力变为最大，导通电阻变为最小，输出电流Iout变为最大。结果，电压Vdr以最大斜率上升。

另外，在图9中所示的期间P0内，与PMOS晶体管130的栅极电压Vg相对应的电流被充电到功率晶体管23的栅极/源极之间的寄生电容Cgs，直到功率晶体管23从截止状态变为导通状态，因此发生电压Vdr的急速上升。

在时刻t21，调整电路81在状态2输出“L”电平的控制信号D0。

此时，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变得高于状态1下的电压，与状态1的情况相比，PMOS晶体管130的驱动能力降低，导通电阻变大，并且输出电压Iout减少。结果，电压Vdr变得平坦。

另外，在期间P1内，功率晶体管23导通，因而功率晶体管23的漏极电极下降。此时，与PMOS晶体管130的栅极电压Vg相对应的电流对功率晶体管23的栅极/漏极之间的寄生电容Cgd进行充电。因此，由于功率晶体管23导通导致的功率晶体管23的漏极下降和对寄生电容Cgd的充电平衡，因此，电压Vdr变得平坦。

在时刻t22，调整电路81在状态3下输出“L”电平的控制信号D1。

此时，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变得高于状态2下的电压，与状态1和状态2的情况相比，PMOS晶体管130的驱动能力进一步降低，导通电阻进一步变大，并且输出电压Iout进一步减少。结果，与状态1的情况相比，电压Vdr以较小的斜率上升。

另外，在期间P2内，功率晶体管23的漏极充分接近接地。通过向功率晶体管23的寄生电容Cgd和Cgs充电与PMOS晶体管130的栅极电压Vg相对应的电流，从而电压Vdr上升。由于PMOS晶体管130的栅极电压Vg高于期间P0的电压，所以电压Vdr的增加变得平缓。

在期间P1和P2内，为了使功率晶体管23导通，第一驱动电路71在电压驱动期间内使驱动能力减少，并且对功率晶体管23的寄生电容进行充电，在功率晶体管23的输出电极的电压电平变化与上述充电平衡之后，进一步对功率晶体管23的寄生电容进行充电。

结果，为了使功率晶体管23导通，第一驱动电路71非连续地改变用于驱动功率晶体管23的电压Vdr的增加率。即，电压Vdr首先基于用于导通功率晶体管23的充电电流以较大的斜率A1上升。然后，当功率晶体管23导通时，电压Vdr的斜率A2基于由于功率晶体管23导通而引起的充电电流的变化而减少，并且电压Vdr变得几乎平坦。此后，当功率晶体管23通过充电电流导通时，充电电流的变化稳定，并且电压Vdr以小于斜率A1的斜率A3上升。因此，电压Vdr具有两个拐点地上升。另外，在本实施方式中，“拐点”是指电压Vdr的斜率变化的点。

在时刻t23，调整电路81在非驱动状态下输出“L”电平的控制信号D2，电压驱动期间结束。

此时，PMOS晶体管130的栅极电压Vg被上拉并逐渐变为电源电压Vcc。

在从时刻t20起经过规定期间ta的时刻t24，计时器92输出“H”电平的时钟信号trd。

此时，电压Vdr低于下限电平(即，电压Vdr_div低于基准电压VREF2)。因此，在时钟信号trd的上升沿，如果电压Vdr_div之后低于基准电压VREF2两次，则判定电路80输出信号Sup。

在时刻t25，当SR触发器57输出“L”电平的信号IN时，计时器92输出“L”电平的时钟信号trd。

此外，第二驱动电路72根据电压Vdr_div来停止将拉电流供应到端子OUT。

图10是示出当使电压Vdr为下限电平以上时的开关控制IC22的动作的一例的图。从时刻t30到时刻t35的各电路的动作与图8的从时刻t20到时刻t25的各电路的动作大致相同。另外，图9中从期间P10到P12的电压Vdr的变化的理由与图8中从期间P0到P2的电压Vdr的变化的理由相同。

在图10中，与图9不同的是，在判定电路80输出信号Sup之后，电压驱动期间变长，结果，在时刻t34，电压Vdr高于下限电平(即，电压Vdr_div高于基准电压VREF2)。因此，在时刻t34，判定电路80停止信号Sup的输出。

因此，当电压Vdr低于下限电平时，开关控制IC22控制第一驱动电路71和第二驱动电路72，从而可将电压Vdr控制在规定范围内。

图11是示出当电压Vdr高于上限电平时的开关控制IC22的动作的一例的图。另外，在图10和图11中，输出电流Iout被描绘为使得从端子OUT输出的电流为负。

当SR触发器57在时刻t40输出“H”电平的信号IN时，调整电路81在状态1下输出“H”电平的控制信号D0～D2，电压驱动期间开始。此时，调整电路81输出“L”电平的控制信号D3。

此外，第二驱动电路72根据电压Vdr_div将拉电流供应到端子OUT。然后，计时器92开始测量规定时间ta。

另外，图11中所示的期间P20内，与PMOS晶体管130的栅极电压Vg相对应的电流被充电到功率晶体管23的栅极/源极之间的寄生电容Cgs，直到功率晶体管23从截止状态变为导通状态，因此发生电压Vdr的急速上升。

在时刻t41，调整电路81在状态2下输出“L”电平的控制信号D0。

此时，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变得高于状态1下的电压，与状态1的情况相比，PMOS晶体管130驱动能力降低，导通电阻变大，并且输出电压Iout减少。结果，电压Vdr稍微降低。

另外，在期间P21内，功率晶体管23导通，因而功率晶体管23的漏极电极下降。此时，与PMOS晶体管130的栅极电压Vg相对应的电流对功率晶体管23的栅极/漏极之间的寄生电容Cgd进行充电。因此，由于功率晶体管23导通而引起的功率晶体管23的漏极下降与对寄生电容Cgd的充电平衡。

然而，由于灌电流电路141的相位补偿用的电阻163和电容器164耦合到NMOS晶体管162的栅极电极，因此，NMOS晶体管162的栅极电压急剧上升。因此，由于灌电流电路141进行动作，所以电压Vdr稍微降低，并且电压Vdr以向上突出的方式改变。

在时刻t42，调整电路81在状态3下输出“L”电平的控制信号D1。

此时，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变得高于状态2下的电压，与状态1和状态2的情况相比，PMOS晶体管130驱动能力进一步降低，导通电阻进一步变大，并且输出电压Iout进一步减少。结果，与状态1的情况相比，电压Vdr以较小的斜率上升。

另外，在期间P22内，功率晶体管23的漏极电极充分接近接地。通过向功率晶体管23的寄生电容Cgd和Cgs充电与PMOS晶体管130的栅极电压Vg相对应的电流，从而电压Vdr上升。由于PMOS晶体管130的栅极电压Vg高于期间P20的电压，所以电压Vdr的增加变得平缓。

然而，与期间P21同样地，灌电流电路141的相位补偿用的电阻163和电容器164耦合到NMOS晶体管162的栅极电极，因此，NMOS晶体管162的栅极电压急剧上升。因此，由于灌电流电路141进行动作，所以电压Vdr稍微降低，并且电压Vdr以向上突出的方式改变。

在期间P21和P22内，为了使功率晶体管23导通，第一驱动电路71在电压驱动期间内使驱动能力降低，并且对功率晶体管23的寄生电容进行充电，在功率晶体管23的输出电极的电压电平变化与充电平衡之后，进一步对功率晶体管23的寄生电容进行充电。此时，第二驱动电路72产生灌电流以使驱动能力减少。

因此，为了导通功率晶体管23，第一驱动电路71非连续地使用于驱动功率晶体管23的电压Vdr上升。同时，第二驱动电路72产生灌电流。结果，用于驱动功率晶体管23的电压Vdr具有两个极大值地上升，然后变为大致规定的电压。

即，电压Vdr首先基于用于导通功率晶体管23的充电电流而以较大的斜率B1上升。然后，当功率晶体管23导通时，由于功率晶体管23导通而引起的充电电流的变化和用于使功率晶体管23截止的灌电流影响，电压Vdr的斜率B2变负，电压Vdr下降。此后，当功率晶体管23通过充电电流而进一步导通时，充电电流的变化稳定，并且电压Vdr以小于斜率B1的斜率B3上升。然而，此后，由于灌电流的影响，电压Vdr的斜率B4变负，电压Vdr降低。然后，电压Vdr几乎变为规定电压。

在时刻t43，调整电路81在非驱动状态下输出“L”电平的控制信号D2，电压驱动期间结束。

在从时刻t40起经过规定期间ta的时刻t44，计时器92输出“H”电平的时钟信号trd。

此时，电压Vdr高于上限电平(即，电压Vdr_div高于基准电压VREF3)。因此，在时钟信号trd的上升沿，如果电压Vdr_div之后高于基准电压VREF3两次，则判定电路80输出信号Sdown。

在时刻t45，当SR触发器57输出“L”电平的信号IN时，计时器92输出“L”电平的时钟信号trd。

此外，第二驱动电路72根据电压Vdr_div停止将拉电流供应到端子OUT。

图12是示出当使电压Vdr为上限电平以下时的开关控制IC22的动作的一例的图。从时刻t50到时刻t55的各电路的动作与图11的从时刻t40到时刻t45的各电路的动作大致相同。另外，图12中的从期间P30到P32的电压Vdr的变化的理由与图11中的从期间P20到P22的电压Vdr的变化的理由相同。

在图12中，与图11不同的是，在判定电路80输出信号Sdown之后，电压驱动期间变短，结果，在时刻t54，电压Vdr变为低于上限电平(即，电压Vdr_div低于基准电压VREF3)。因此，在时刻t54，判定电路80停止信号Sdown的输出。

因此，当电压Vdr高于上限电平时，开关控制IC22控制第一驱动电路71和第二驱动电路72，从而可将电压Vdr控制在规定范围内。

此外，下面再次参照图3、图4，来说明图9～图12的关系。在图3和图4中的第N-2和第N-1个期间内，开关控制IC22有时会进行图9的动作，并且在图3和图4中的第N个期间内，开关控制IC22有时会进行图9的动作。在这种情况下，在图3和图4中的第N个期间内，判定电路80输出“H”电平的信号Sup。结果，在图3和图4中的第N+1个期间内，开关控制IC22进行图10的动作。

另一方面，在图3和图4中的第N-2和第N-1个期间内，开关控制IC22有时会进行图11的动作，并且在图3和图4中的第N个期间内，开关控制IC22有时会进行图11的动作。在这种情况下，在图3和图4中的第N个期间内，判定电路80输出“H”电平的信号Sdown。结果，在图3和图4中的第N+1个期间内，开关控制IC22进行图12的动作。

<<<当信号en为“L”电平时的开关控制IC22的动作例>>>

在下文中，说明当信号en为“L”电平时的开关控制IC22的动作。图13是示出当信号en为“L”时的开关控制IC22的动作的一例的图。

当SR触发器57在时刻t60输出“H”电平的信号IN时，调整电路81输出“H”电平的控制信号D0～D2。此时，调整电路81输出“L”电平的控制信号D3。

此外，由于信号en为“L”电平，第二驱动电路72停止动作。

此时，在状态4下，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变为最小电压，并且PMOS晶体管130的驱动能力变为最大且导通电阻变为最小。结果，电压Vdr以最大斜率上升。

驱动电压的电源电压Vcc比图9～图12中所说明的状态时要低，栅极电压Vg变为最小电压的状态也有时会持续很长时间，并且不会得到像使用期间P0～P2来说明的那样具有两个拐点的电压Vdr的转移。

同样地，驱动电压的电源电压Vcc比图9～图12中所说明的状态时要低，栅极电压Vg变为最小电压的状态有时会持续很长时间，第二驱动电路72有时也不进行动作，并且不会获得如使用期间P20～P22所说明的那样电压Vdr向上突出两次的转移。

在时刻t61，调整电路81在状态5下输出“L”电平的控制信号D0～D1。

此时，PMOS晶体管130的栅极电压Vg变得高于状态4下的电压，与状态4的情况相比，PMOS晶体管130的驱动能力降低，导通电阻变大。结果，与状态4的情况相比，电压Vdr以较小的斜率上升。然后，在电压Vdr达到电源电压Vcc时刻，电压Vdr变得平坦。

在时刻t62，当SR触发器57输出“L”电平的信号IN时，调整电路81输出“L”电平的控制信号D2。

＝＝＝总结＝＝＝

以上说明了本实施方式的DC-DC转换器10。开关控制IC22使用第一驱动电路71在电压驱动期间经由端子OUT驱动功率晶体管23，并使用驱动能力小于第一驱动电路71的第二驱动电路72在电流驱动期间经由端子OUT驱动功率晶体管23。因此，开关控制IC22能使电压Vdr的上升沿陡峭，然后逐渐将电压Vdr改变为目标电压。因此，能提供一种即使在电源电压较高的情况下也能安全地驱动功率晶体管的集成电路。

此外，控制电路70通过将功率晶体管23导通时的端子OUT的电压Vdr与基准电压VREF2、VREF3进行比较，从而控制第一驱动电路71，使得电压Vdr在规定范围内。因此，开关控制IC22能控制电压Vdr，使得电压Vdr在规定范围内。

此外，控制电路70包括用于判定电压Vdr高于或低于规定范围的判定电路80、以及用于基于信号Sup和Sdown控制电压驱动期间的调整电路81。因此，能控制电压驱动期间，并且能将电压Vdr控制为目标电压。

此外，判定电路80判定电压Vdr是否在规定范围内，并且当电压Vdr在规定范围内时，调整电路81维持电压驱动期间。由此，开关控制IC22能够持续电压Vdr在规定范围内的状态。

此外，第二驱动电路72经由电流驱动期间端子OUT驱动功率晶体管23。因此，开关控制IC22能够在电压驱动期间结束后缓慢地将电压Vdr控制为目标电压。

此外，第一驱动电路71在电压驱动期间内减小驱动能力。因此，开关控制IC22在信号IN上升后立即提高驱动能力，然后通过减小驱动能力，从而能够在使电压Vdr上升提前的同时，将电压Vdr缓慢地改变为目标电压。

此外，第一驱动电路71基于控制信号D0等在电压驱动期间内控制PMOS晶体管130，并且在电压驱动期间内改变栅极电压Vg以增大PMOS晶体管130的导通电阻。因此，开关控制IC22能使PMOS晶体管130的驱动能力减少，并且在使电压Vdr的上升提前的同时，将电压Vdr缓慢地改变为目标电压。

此外，第一驱动电路71还包括齐纳二极管132，电压输出电路101是如下的分压电路：包含具有与齐纳二极管132并联连接的电阻值R1a或R1b的电阻，并且基于控制信号D0等改变分压电阻的值，以使得在电压驱动期间内将电压Vg施加到PMOS晶体管130的栅极电极。因此，能够在齐纳二极管132保护PMOS晶体管130的同时，根据流过齐纳二极管132的电流的减少来产生基于电压Vcc的电压Vg。

此外，分压电路包括与齐纳二极管132并联连接的第一可变电阻121、第二可变电阻123、以及连接在第一可变电阻121和第二可变电阻123之间并且为了在电压驱动期间向PMOS晶体管130的栅极电极施加电压Vg而在电压驱动期间导通的NMOS晶体管122。而且，第一可变电阻121的电阻值R1a或R1b以及第二可变电阻123的电阻值R2a、R2b或R2c基于控制信号D0等在电压驱动期间改变。因此，开关控制IC22能阶段性地改变电压Vg，在使电压Vdr的上升提前的同时，缓慢地将电压Vdr改变为目标电压。

此外，电压输出电路101是基于控制信号D0等将基于电压Vcc生成的电压Vg施加到PMOS晶体管130的分压电路。这里，通过适当地设计分压电路的电阻值以不破坏PMOS晶体管130，从而开关控制IC22能在没有齐纳二极管132的情况下阶段性地改变电压Vg，并且在使电压Vdr的上升提前的同时缓慢地将电压Vdr改变为目标电压。

此外，第二驱动电路72包括拉电流电路140，该拉电流电路140将电压Vdr与高于功率晶体管23的阈值且低于功率晶体管23的耐压电压的电压电平之间的差所对应的拉电流从端子OUT输出。因此，在电压驱动期间结束且PMOS晶体管130不再驱动端子OUT之后，开关控制IC22能将电压Vdr缓慢地改变为目标电压。此外，通过将目标电压设定得较低，从而能使用廉价的功率晶体管。

此外，第二驱动电路72还包括灌电流电路141，当电压Vdr_div变得高于基准电压VREF1时，该灌电流电路141使经由端子OUT汲取的灌电流增加。因此，开关控制IC22控制电压Vdr，使得即使电源电压Vcc上升，电压Vdr也在规定范围内。

此外，使能电路54判定电源电压Vcc_div是否高于基准电压VREF1或VREF2，并输出信号en。然后，第一驱动电路71基于信号en改变的控制信号D0等改变动作，第二驱动电路72基于“L”电平的信号en停止动作。因此，当电源电压Vcc降低并且能将电源电压Vcc用作施加到功率晶体管23的电压Vdr时，开关控制IC22能用电源电压Vcc驱动功率晶体管23。

此外，本发明中，开关控制IC22调节电源电压Vcc，若能在内部产生用于获取电压Vdr的适当的电源电压，则不需要开关控制IC22调节电源电压Vcc。这是因为驱动电路60可以使用合适的电源电压。然而，为了从电源电压Vcc产生这样的合适的电源电压，需要由具有较大的实际的偏离量(例如，作为辅助绕组电压，10V～60V左右)的电源电压Vcc产生合适的电源电压(例如，15V～20V左右的恒定电压)。用于该目的的电压调节器的面积较大，无法使用标准的制造工艺中的元件。此外，由于无法内置用于稳定的大容量电容器，因此必须与端子VCC分开地准备用于连接外部电容器的端子。通过采用本发明，不需要使用这样的电压调节器，能够降低开关控制IC22的成本，并且能够删除不必要的电压调节器。

此外，开关控制IC22适合用于AC-DC转换器10。

上述实施方式用于容易理解本发明，而并不用于限定并解释本发明。此外，在不脱离本发明的思想的前提下，可以对本发明进行变更、改良，并且本发明的同等发明当然也包含在本发明内。

标号说明

101 AC-DC转换器

11 负载

20 全波整流电路

21、31、33、41、164 电容器

22 开关控制电路

23 功率晶体管

24 变压器

25、27、28、53、115、117、161、163 电阻

26、30、40 二极管

32 光电晶体管

42 恒定电压电路

43 发光二极管

50 分压电路

51、59、62、90、91、160 比较器

52 内部电源

54 使能电路

55 振荡器

56 单触发电路

57 SR触发器

58 分压电路

60 驱动电路

61 分压电路

63 逆变器

64 D触发器

65、66 传输门

70 控制电路

71 第一驱动电路

72 第二驱动电路

80 判定电路

81 调整电路

92 计时器

93 逻辑电路

100 电平移位电路

101 电压输出电路

102 输出电路

110、113、122、131、162 NMOS晶体管

111、112、130 PMOS晶体管

114、116、132 齐纳二极管

121 第一可变电阻

123 第二可变电阻

140 拉电流电路

141 灌电流电路

150 与门电路

151 电压控制电流源电路。

Claims

1.一种集成电路，

该集成电路包括施加有与交流电压相对应的整流电压的电感器和控制流过所述电感器的电感器电流的功率晶体管，该集成电路对根据所述交流电压产生目标电平的输出电压的电源电路的所述功率晶体管进行驱动，所述集成电路的特征在于，包括：

第一端子，该第一端子被施加有根据所述电感器电流的变化而产生并且使所述集成电路进行动作的电源电压；

第二端子，该第二端子连接有所述功率晶体管的控制电极；

第一驱动电路，该第一驱动电路为了使所述功率晶体管导通而在第一期间内经由所述第二端子驱动所述功率晶体管；以及

第二驱动电路，该第二驱动电路为了使所述功率晶体管导通而在包含所述第一期间的至少一部分在内的第二期间经由所述第二端子驱动所述功率晶体管，并且该第二驱动电路的驱动能力比所述第一驱动电路要小。

2.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，

还包括控制电路，该控制电路基于使所述功率晶体管导通时的所述第二端子的电压，来控制所述第一驱动电路，使得所述第二端子的电压在规定范围内。

3.如权利要求2所述的集成电路，其特征在于，

所述控制电路包括：

第一判定电路，该第一判定电路判定所述第二端子的电压是高于还是低于所述规定范围；以及

调整电路，该调整电路基于所述第一判定电路的判定结果，当所述第二端子的电压低于所述规定范围时延长所述第一期间，并且当所述第二端子的电压高于所述规定范围时缩短所述第一期间。

4.如权利要求3所述的集成电路，其特征在于，

所述第一判定电路还判定所述第二端子的电压是否在所述规定范围内，

当所述第二端子的电压在所述规定范围内时，所述调整电路维持所述第一期间。

5.如权利要求1至4中任一项所述的集成电路，其特征在于，

所述第二驱动电路在包含所述第一期间且比所述第一期间要长的所述第二期间经由所述第二端子来驱动所述功率晶体管。

6.如权利要求1至5中任一项所述的集成电路，其特征在于，

所述第一期间具有驱动能力相对较高的第一子期间和在所述第一子期间之后的驱动能力相对较低的第二子期间。

7.如权利要求6所述的集成电路，其特征在于，

所述第一驱动电路包括：

第一晶体管，该第一晶体管连接在所述第一端子和所述第二端子之间；以及

电压输出电路，该电压输出电路基于使所述功率晶体管导通时的控制信号，在所述第一期间将增大所述第一晶体管的导通电阻的控制电压施加于所述第一晶体管的控制电极。

8.如权利要求7所述的集成电路，其特征在于，

所述第一驱动电路还包括箝位元件，该箝位元件连接在所述第一晶体管的控制电极和所述第一端子之间，

所述电压输出电路包含与所述箝位元件并联连接的电阻，并且是基于所述控制信号改变分压电阻的值以使得在所述第一期间将所述控制电压施加到所述控制电极的分压电路。

9.如权利要求8所述的集成电路，其特征在于，

所述分压电路包括：

第一可变电阻，该第一可变电阻与所述箝位元件并联连接；

第二可变电阻；以及

第二晶体管，该第二晶体管连接在所述第一可变电阻和所述第二可变电阻之间，并且为了在所述第一期间将所述控制电压施加到所述控制电极而在所述第一期间导通，

所述第一可变电阻的电阻值和所述第二可变电阻的电阻值基于所述控制信号在所述第一期间变化。

10.如权利要求7所述的集成电路，其特征在于，

所述电压输出电路是基于所述控制信号将对所述电源电压进行分压而获得的分压电压施加到所述第一晶体管的所述控制电极的分压电路。

11.如权利要求1至10中任一项所述的集成电路，其特征在于，

所述第二驱动电路包括拉电流电路，该拉电流电路从所述第二端子输出与所述第二端子的电压和第一电平之差相对应的拉电流，

所述第一电平比所述功率晶体管的阈值要高，并且比所述功率晶体管的耐压电压要低。

12.如权利要求11所述的集成电路，其特征在于，

所述第二驱动电路还包括灌电流电路，该灌电流电路在所述第二端子的电压变得高于第二电平时增加经由所述第二端子汲取的灌电流，

所述第二电平比所述第一电平要高，并且比所述功率晶体管的耐压电压要低。

13.如权利要求1至12中任一项所述的集成电路，其特征在于，

包括第二判定电路，该第二判定电路判定所述电源电压是否高于规定电平，

当所述电源电压高于所述规定电平时，所述第一驱动电路在第一期间驱动所述功率晶体管，当所述电源电压低于所述规定电平时，所述第一驱动电路在与所述目标电平相对应的第三期间驱动所述功率晶体管，

当所述电源电压高于所述规定电平时，所述第二驱动电路在第二期间驱动所述功率晶体管，当所述电源电压低于所述规定电平时，所述第二驱动电路停止动作。

14.一种电源电路，该电源电路根据交流电压产生直流电压，所述电源电路的特征在于，包括：

电感器，该电感器被施加有与所述交流电压相对应的整流电压；

功率晶体管，该功率晶体管控制流过所述电感器的电感器电流；以及

集成电路，该集成电路对所述功率晶体管进行驱动，

所述集成电路包括：

第二端子，该第二端子连接有所述功率晶体管的控制电极；