CN114070075A - 一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择方法及系统 - Google Patents

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CN114070075A CN202010764470.0A CN202010764470A CN114070075A CN 114070075 A CN114070075 A CN 114070075A CN 202010764470 A CN202010764470 A CN 202010764470A CN 114070075 A CN114070075 A CN 114070075A
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朱淼
迟永宁
陈阳
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Abstract

本发明提供了一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择方法及系统，所述方法包括：基于电力电子变压器中电力电子开关所能承受的电压等级确定模块化多电平换流器MMC中桥臂子模块数量；基于所述桥臂子模块数量确定所述电力电子变压器的类型；基于所述MMC的运行状态对桥臂电路进行分析，确定子模块电容的取值范围；基于抑制所述MMC的内部环流，确定桥臂电感的取值范围；所述隔离型变换器拓扑主回路参数，包括DC‑DC变换器中电力电子变压器的类型，以及所述MMC中子模块电容的取值范围和桥臂电感的取值范围。本发明能够合理的设定技术参数，从而有效改善系统的动态和稳态性能，降低系统的初期投资及运行成本，提高系统的经济性能指标。

Description

一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择方法及系统
技术领域
本发明涉及仿真技术领域，具体涉及一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择方法及系统。
背景技术
随着电力的发展，直流电网未来必定会走向直流互联和交直流互联，构成直流网络，因此，在建设高压直流输电网络时将新兴的VSC-HVDC连接到LCC-HVDC是不可避免的。但LCC-HVDC采用晶闸管器件相控变流器LCC在潮流反转时电压极性反转电流方向不变，VSC-HVDC采用电压源型变流器潮流反转时电压极性不变电流反向，不能将VSC-HVDC与LCC-HVDC直接相连。已提出如图1所示的拓扑结构，采用两套MMC变流器经交流侧连接的隔离型拓扑结构来实现混合直流的反转，在该拓扑结构中，VSC系统侧的各子模块采用半桥拓扑结构；LCC系统侧的各子模块采用全桥拓扑结构；中间采取隔离变压器实现一二次侧的电气隔离，同时变压器也可以起到一二次侧电压匹配的功能。图1中的标号含义见表格1：
表格1基于MMC的隔离型变换器拓扑结构标号含义
Figure BDA0002611242880000011
Figure BDA0002611242880000021
基于MMC的隔离型DC-DC变换器左右两侧均为三相MMC变流器。左侧连接VSC-HVDC，称为VSC侧(VSC-Side)，右侧连接LCC-HVDC，称为LCC侧(LCC-Side)。VSC电压极性不会发生改变，因此VSC侧模组采用半桥结构。但是LCC电压极性会发生反转现象，从现有的工艺来看，由全桥子模块(full bridge sub-module,FBSM)级联而成的全桥模块化多电平换流器(full bridge MMC,FMMC)具有直流电压、直流电流4象限运行能力。基于MMC的隔离型DC-DC变换器左右两侧均为三相MMC变流器，该拓扑结构中元器件繁多，参数配置复杂，一般在实际应用前需要设计拓扑结构中各元器件的型号以及元器件的容量，元器件的不同型号和容量都会影响互联效果，如果参数设计不合理，即选择了不合适的元器件不仅不能实现VSC-HVDC和LCC-HVDC的互联，影响电网的稳定性，而且会导致初期投资成本高，运行成本昂贵。
发明内容
为了解决现有技术中所存在的上述不足，本发明提供一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择方法，包括：
基于电力电子变压器中电力电子开关所能承受的电压等级确定模块化多电平换流器MMC中桥臂子模块数量；
基于变压器的额定电压和工作频率确定所述电力电子变压器的类型；
基于所述MMC的运行状态对桥臂电路进行分析，确定子模块电容的取值范围；
基于所述MMC的内部环流峰值，确定桥臂电感的取值范围；
所述隔离型变换器拓扑主回路参数，包括MMC中桥臂子模块数量、电力电子变压器的类型，以及所述MMC中子模块电容的取值范围和桥臂电感的取值范围。
优选的，所述基于电力电子变压器中电力电子开关所能承受的电压等级确定模块化多电平换流器MMC中桥臂子模块数量，包括：
获取每个桥臂上的直流电压；
基于所述每个桥臂上的直流电压与所述桥臂上所有子模块电容电压的平均值，确定每个桥臂上级联的子模块数量。
优选的，所述确定所述电力电子变压器的类型，包括：
选择额定功率为50nHZ的变压器，其中n为正整数。
优选的，所述MMC中子模块电容的取值范围，按下式确定：
Figure BDA0002611242880000031
式中：Pac为MMC交流端的平均功率；ω为交流环节基波调制频率；m为调制比；Nsub为MMC桥臂中的子模块数；ε为预先选定的子模块电容电压的波动范围；Usub为子模块的平均电压；
Figure BDA0002611242880000032
为电压和电流的相位差。
优选的，所述桥臂电感的取值范围，按下式确定：
Figure BDA0002611242880000033
式中：Lvsc为VSC侧的桥臂电感；Llcc为LCC侧的桥臂电感；ω为交流环节基波调制频率；Csublcc为LCC侧的子模块电容；Usublcc为LCC侧的子模块电压；Ulcc为LCC侧的电压；Ilcc为LCC侧的电流；I2flcc为LCC侧的二倍频环流峰值。
基于同一发明构思，本发明还提供了一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择系统，包括：
确定子模块数量模块，用于基于电力电子变压器中电力电子开关所能承受的电压等级确定模块化多电平换流器MMC中桥臂子模块数量；
确定类型模块，用于基于变压器的额定电压和工作频率确定所述电力电子变压器的类型；
确定电容模块，用于基于所述MMC的运行状态对桥臂电路进行分析，确定子模块电容的取值范围；
确定电感模块，用于基于所述MMC的内部环流峰值，确定桥臂电感的取值范围；
所述隔离型变换器拓扑主回路参数，包括MMC中桥臂子模块数量、电力电子变压器的类型，以及所述MMC中子模块电容的取值范围和桥臂电感的取值范围。
优选的，所述确定子模块数量模块，具体用于：
获取每个桥臂上的直流电压；
基于所述每个桥臂上的直流电压与所述桥臂上所有子模块电容电压的平均值，确定每个桥臂上级联的子模块数量。
优选的，所述确定类型模块，具体用于：
选择额定功率为50nHZ的变压器，其中n为正整数。
优选的，所述MMC中子模块电容的取值范围，按下式确定：
Figure BDA0002611242880000041
式中：Pac为MMC交流端的平均功率；ω为交流环节基波调制频率；m为调制比；Nsub为MMC桥臂中的子模块数；ε为预先选定的子模块电容电压的波动范围；Usub为子模块的平均电压；
Figure BDA0002611242880000042
为电压和电流的相位差。
优选的，所述桥臂电感的取值范围，按下式确定：
Figure BDA0002611242880000043
式中：Lvsc为VSC侧的桥臂电感；Llcc为LCC侧的桥臂电感；ω为交流环节基波调制频率；Csublcc为LCC侧的子模块电容；Usublcc为LCC侧的子模块电压；Ulcc为LCC侧的电压；Ilcc为LCC侧的电流；I2flcc为LCC侧的二倍频环流峰值。
与最接近的现有技术相比，本发明提供的技术方案具有以下有益效果：
本发明提供的技术方案，基于电力电子变压器中电力电子开关所能承受的电压等级确定模块化多电平换流器MMC中桥臂子模块数量；基于变压器的额定电压和工作频率确定所述电力电子变压器的类型；基于所述MMC的运行状态对桥臂电路进行分析，确定子模块电容的取值范围；基于所述MMC的内部环流峰值，确定桥臂电感的取值范围；提供了DC-DC接口变换器的主回路技术参数的制约因素和选择方法，通过合理的设定技术参数，从而有效改善系统的动态和稳态性能，降低系统的初期投资及运行成本，提高系统的经济性能指标。
附图说明
图1为现有技术中基于MMC的隔离型DC-DC变换器的拓扑结构示意图；
图2为本发明实施例中一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择方法流程图；
图3为本发明实施例中的变换器交流侧A相等效相量模型示意图；
图4为本发明实施例中的MMC三相桥臂环流分析示意图。
具体实施方式
为了更好地理解本发明，下面结合说明书附图和实例对本发明的内容做进一步的说明。
实施例1：如图2所示，本发明提供了一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择方法，包括：
基于电力电子变压器中电力电子开关所能承受的电压等级确定模块化多电平换流器MMC中桥臂子模块数量；
基于变压器的额定电压和工作频率确定所述电力电子变压器的类型；
基于所述MMC的运行状态对桥臂电路进行分析，确定子模块电容的取值范围；
基于所述MMC的内部环流峰值，确定桥臂电感的取值范围；
所述隔离型变换器拓扑主回路参数，包括MMC中桥臂子模块数量、电力电子变压器的类型，以及所述MMC中子模块电容的取值范围和桥臂电感的取值范围。在DC-DC变换器中核心部件是电力电子变压器，电力电子变压器中有电力电子开关。
如图2所示的一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择方法，包括以下步骤：
I、子模块数量与联接变压器选型；
II、通过桥臂电路分析确定子模块电容；
III、通过桥臂环流分析确定桥臂电感。
进一步的，所述步骤I中，开展子模块数量与联接变压器选型。
图3为接口变换器交流部分A相等效相量模型，电力电子开关所能承受的电压等级是确定MMC中桥臂子模块数量的决定性因素，其每个桥臂应能承担MMC所分摊到的全部直流电压Udc，并留有足够裕度。如果将每个子模块电容电压平均值记为UC，一个桥臂的级联子模块总数记为N，则需要满足
UCN≥Udc………………………………………(1)
MMC的电平数较少时，电平数nlevel与级联子模块个数N直接相关，一般满足
nlevel＝N+1…………………………………………(2)
为方便构成零电平，一般N取偶数。对于高压场合，MMC个数可能达到数百个，此时电平数不仅与子模块个数有关，而且和控制器控制频率、输出电压调制比有关。
根据接口变换器移相工作原理，可以取VSC侧MMC变换器a相相电压evsc为：
Figure BDA0002611242880000061
式(3)中，m为调制比，Uvsc为VSC侧直流电压，ωt为交流电压相位，
Figure BDA0002611242880000062
为VSC侧A相相电压幅值。
取LCC侧MMC变换器a相相电压elcc为：
Figure BDA0002611242880000063
式(4)中，Ulcc为LCC侧直流电压，
Figure BDA0002611242880000064
为LCC侧A相相电压幅值，δ为VSC侧与LCC侧交流电压的相位差。
采用移相控制模式时，MMC交流侧电压幅值只跟直流侧电压有关，即采用定调制比方式；取m＝1，则变压器原副边交流电压幅值：
Figure BDA0002611242880000071
Figure BDA0002611242880000072
高频变压器原副边额定线电压有效值UP、US分别为：
Figure BDA0002611242880000073
Figure BDA0002611242880000074
为在体现隔离型DC-DC变换器中，提高交流电压频率可以减小变压器体积，隔离变压器变压器的额定频率可以结合工程实际取为50nHz(n＝1,2,3…),n越大则变压器体积越小，但制造难度越高。
实施例的所述步骤II中，通过开展桥臂电路分析确定子模块电容的容量。
为了不失一般性，本实施例以三相电路为例进行分析。在MMC中，储能主要由子模块电容实现，要确定电容的容量首先要分析电容存储能量变化的情况。
根据MMC的工作原理，每相上下桥臂的电压uju、ujl分别为：
Figure BDA0002611242880000075
式(9)中，φ为调制波相位。每相上下桥臂的电流iju、ijl为：
Figure BDA0002611242880000076
式中：Idc是MMC直流侧电流；ij是MMC各相交流电流。
由上式可得，a相上半桥臂电流的瞬态值iau可用式(11)表示：
Figure BDA0002611242880000077
式中：
Figure BDA0002611242880000078
是电压和电流的相位差，
Figure BDA0002611242880000079
为a相相电流幅值。
根据以上关系，单个三相MMC单元交流端的平均功率Pac为：
Figure BDA0002611242880000081
式中：Ua是a相电压的有效值；Ia是a相电流的有效值。
在忽略变流器损耗的情况下，交流侧功率Pac和直流侧功率Pdc满足：
Pac＝Pdc＝Udc·Idc (13)
根据式(12)(13)，可以得到：
Figure BDA0002611242880000082
而上桥臂的瞬时功率Pau可以用下式表示：
Figure BDA0002611242880000083
将式(14)代入式(15)，可以得到函数Pau(ωt)的两个零点，可用下式表示：
Figure BDA0002611242880000084
因此一个交流周期内，桥臂的充电或放电能量ΔWarm可用下式表示：
Figure BDA0002611242880000085
分析上式可知，桥臂充电或放电能量与换流器的运行状态有关。换流器的视在功率越大，桥臂充电或放电能量越大；换流器的功率因数越小，桥臂充电或放电能量越大；换流器的调制比越小，桥臂充电或放电能量越大。
设子模块电容的平均电压为Usub，电压波动的上下限为ε，则桥臂能量的最大波动量ΔWarm可以用下式表示：
Figure BDA0002611242880000086
式中：Nsub是桥臂中的子模块数；ε为电压波动的上下限，即预先选定的子模块电容电压的波动范围；Csub是子模块电容。
联立式(17)和式(18)，可以得到下式：
Figure BDA0002611242880000091
根据式(19)确定子模块电容的取值范围，即通过单个三相MMC单元交流端的平均功率Pac、调制比m、电压和电流的相位差φ、桥臂中的子模块数Nsub、Usub子模块的平均电压、ε和交流环节基波调制频率ω确定子模块电容的取值范围。
实施例的所述步骤III中，通过开展桥臂环流分析确定桥臂电感。
从MMC的工作原理可以知道，变流器三相桥臂直流端并联，且结构和工作方式相同，如果桥臂电压出现差异，必然在桥臂间产生环流，环流分量叠加在桥臂电流中，占据了开关器件的电流容量，增加了系统成本。为减少环流危害，必须要对MMC桥臂环流进行抑制。根据MMC的工作原理，以单个MMC单元的直流母线电压中点为参考电压，可以画出三相结构MMC电路图如图4所示。
以a相为例进行环流分析，如图4所示，环流定义为从上桥臂流到下桥臂而没有流入交流侧的那部分电流。结合A点的KCL方程:
Figure BDA0002611242880000092
式(20)中，iau为上桥臂电流，ial为下桥臂电流。iadiff表示直流端到相之间或相与相之间的循环电流，即MMC的环流。
产生环流的原因是：交流电流流过直流电容时，电容必然产生充放电的过程，使电容电压发生周期性变化。由于每个桥臂上电压的变化规律都不同，必然会在相与相之间形成环流。
环流的产生源自于电容电压的实时变化，因此得到电容电压和电流的关系如下式所示：
Figure BDA0002611242880000093
式中：nu(t)、nl(t)分别表示上、下桥臂即时导通的模块数；Csub是子模块电容。
由KVL环流在桥臂上产生的压降可用下式表示：
Figure BDA0002611242880000101
因此考虑环流之后，a相上下桥臂电压为：
Figure BDA0002611242880000102
综合式(22)和(23)，上下桥臂瞬时功率Pau和Pal可表示为能量的微分：
Figure BDA0002611242880000103
上下桥臂电容存储能量的和Wau、Wal以及上下桥臂电容存储能量的差可用下式表示：
Figure BDA0002611242880000104
对上面两式进行微分，并将式(23)代入可以得到：
Figure BDA0002611242880000105
上式表明，环流iadiff对模块电容存储能量起到关键的作用。另一方面，iadiff的基频成分和ua的频率相同，同时对上下桥臂电容能量的分布有影响。
设iadiff为理想情况，即只有纯粹的直流成分，则a单相电路的瞬时状态可用下式表示：
Figure BDA0002611242880000106
式中：idiff0是直流成分；‘^’表示峰值。
将式(27)代入式(25)，此时上桥臂的能量：
Figure BDA0002611242880000111
式中：Wau0表示上桥臂能量中的直流成分。
因此上桥臂的电压可表示为：
Figure BDA0002611242880000112
从上式可以看出ua1(t)中含有多种频率成分，考虑上下桥臂电压的直流分量一次谐波分量和二次谐波分量，上下桥臂电压可设为：
Figure BDA0002611242880000113
式中：V2f指桥臂电压的2次波幅值。
上下桥臂交流电流可表示为：
Figure BDA0002611242880000114
a相上下桥臂中流过的瞬时功率为：
Pa＝uauiau+ualial (32)
将式(30)(31)代入(32)，积分可以得到能量的表达式，其中的交流成分可用下式表示：
Figure BDA0002611242880000115
式中第三项相对较小的情况下，可以忽略，则上式可转化为：
Figure BDA0002611242880000116
另外，当子模块电压均衡时，二倍频电压波动V2f会在子模块间均匀分配，如果子模块平均电压为Usub，则每个子模块的电压瞬时值按下式计算：
Figure BDA0002611242880000121
则a相电容中的能量同样等于：
Figure BDA0002611242880000122
对比式(34)和(36)，由其中二倍频幅值相等可得：
Figure BDA0002611242880000123
解得二倍频电压幅值：
Figure BDA0002611242880000124
因此，在MMC三相对称的前提下，二倍频环流峰值可表示为：
Figure BDA0002611242880000125
解得桥臂电感：
Figure BDA0002611242880000126
通过子模块平均电压为Usub、子模块电容Csub、交流环节基波调制频率ω、Udc、MMC直流侧电流Idc和桥臂电压的2次波幅值I2f确定桥臂电感。
从上式可以看出，在其他参数一定的情况下，L越大，I2f的数值越小。因此要想抑制二倍频环流L必须足够大。
MMC内部环流的产生是由各相上、下桥臂电压之和彼此不一致引起的，且此环流为二倍频负序性质,它在MMC三相桥臂间流动,对外部交流系统不产生任何影响。因此，每相间的环流实际上是叠加在该相的直流电流上，共同流经同一相的上、下2个桥臂。
根据以上分析，环流应由正常运行的直流电流分量和二倍频负序交流分量组成。由于直流侧电流Idc在三相间均匀分配,因此环流中每相上的直流应为Idc/3，而交流则对应MMC的内部环流。
由于环流中其他的高频分量很小，所以抑制环流的措施主要是抑制2倍频的交流电流，如果主要采用PWM调制或者阶梯电平数非常高的情况下，可以在在参考电压中加入2倍频的分量。前面已经知道桥臂上的电感对环流有抑制作用，因此桥臂必须选取足够大。
在本发明中，为把二倍频环流峰值抑制基波电流的10％以下，代入数据并计算，LCC侧和VSC侧桥臂电感取得其下限值：
Figure BDA0002611242880000131
通过Lvsc为VSC侧的桥臂电感；Llcc为LCC侧的桥臂电感；ω为交流环节基波调制频率；Csublcc为LCC侧的子模块电容；Usublcc为LCC侧的子模块电压；Ulcc为LCC侧的电压；Ilcc为LCC侧的电流；I2flcc为LCC侧的二倍频环流峰值。
本发明实施例中提出了对基于MMC的DC-DC接口变换器的基本拓扑结构的主回路技术参数的制约因素和选择方法，重点针对子模块数量与联接变压器选型、桥臂电路分析与子模块电容的确定、桥臂环流分析与桥臂电感确定，能够合理的设定技术参数，从而有效改善系统的动态和稳态性能，降低系统的初期投资及运行成本，提高系统的经济性能指标。
实施例2：基于同一发明构思，本发明实施例中还提供了一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择系统，包括：
确定子模块数量模块，用于基于电力电子变压器中电力电子开关所能承受的电压等级确定模块化多电平换流器MMC中桥臂子模块数量；
确定类型模块，用于基于变压器的额定电压和工作频率确定所述电力电子变压器的类型；
确定电容模块，用于基于所述MMC的运行状态对桥臂电路进行分析，确定子模块电容的取值范围；
确定电感模块，用于基于所述MMC的内部环流峰值，确定桥臂电感的取值范围；
所述隔离型变换器拓扑主回路参数，包括MMC中桥臂子模块数量、电力电子变压器的类型，以及所述MMC中子模块电容的取值范围和桥臂电感的取值范围。
实施例中，所述确定子模块数量模块，具体用于：
获取每个桥臂上的直流电压；
基于所述每个桥臂上的直流电压与所述桥臂上所有子模块电容电压的平均值，确定每个桥臂上级联的子模块数量。
实施例中，所述确定类型模块，具体用于：
选择额定功率为50nHZ的变压器，其中n为正整数。
实施例中，所述MMC中子模块电容的取值范围，按下式确定：
Figure BDA0002611242880000141
式中：Pac为MMC交流端的平均功率；ω为交流环节基波调制频率；m为调制比；Nsub为MMC桥臂中的子模块数；ε为预先选定的子模块电容电压的波动范围；Usub为子模块的平均电压；
Figure BDA0002611242880000142
为电压和电流的相位差。
实施例中，所述桥臂电感的取值范围，按下式确定：
Figure BDA0002611242880000143
式中：Lvsc为VSC侧的桥臂电感；Llcc为LCC侧的桥臂电感；ω为；Csublcc为LCC侧的子模块电容；Usublcc为LCC侧的子模块电压；Ulcc为LCC侧的电压；Ilcc为LCC侧的电流；I2flcc为LCC侧的二倍频环流峰值。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
以上仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均包含在申请待批的本发明的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择方法，其特征在于，包括：
基于电力电子变压器中电力电子开关所能承受的电压等级确定模块化多电平换流器MMC中桥臂子模块数量；
基于变压器的额定电压和工作频率确定所述电力电子变压器的类型；
基于所述MMC的运行状态对桥臂电路进行分析，确定子模块电容的取值范围；
基于所述MMC的内部环流峰值，确定桥臂电感的取值范围；
所述隔离型变换器拓扑主回路参数，包括MMC中桥臂子模块数量、电力电子变压器的类型，以及所述MMC中子模块电容的取值范围和桥臂电感的取值范围。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于电力电子变压器中电力电子开关所能承受的电压等级确定模块化多电平换流器MMC中桥臂子模块数量，包括：
获取每个桥臂上的直流电压；
基于所述每个桥臂上的直流电压与所述桥臂上所有子模块电容电压的平均值，确定每个桥臂上级联的子模块数量。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定所述电力电子变压器的类型，包括：
选择额定功率为50nHZ的变压器，其中n为正整数。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述MMC中子模块电容的取值范围，按下式确定：
Figure FDA0002611242870000011
式中：Pac为MMC交流端的平均功率；ω为交流环节基波调制频率；m为调制比；Nsub为MMC桥臂中的子模块数；ε为预先选定的子模块电容电压的波动范围；Usub为子模块的平均电压；
Figure FDA0002611242870000012
为电压和电流的相位差。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述桥臂电感的取值范围，按下式确定：
Figure FDA0002611242870000021
式中：Lvsc为VSC侧的桥臂电感；Llcc为LCC侧的桥臂电感；ω为交流环节基波调制频率；Csublcc为LCC侧的子模块电容；Usublcc为LCC侧的子模块电压；Ulcc为LCC侧的电压；Ilcc为LCC侧的电流；I2flcc为LCC侧的二倍频环流峰值。
6.一种隔离型变换器拓扑主回路参数的选择系统，其特征在于，包括：
确定子模块数量模块，用于基于电力电子变压器中电力电子开关所能承受的电压等级确定模块化多电平换流器MMC中桥臂子模块数量；
确定类型模块，用于基于变压器的额定电压和工作频率确定所述电力电子变压器的类型；
确定电容模块，用于基于所述MMC的运行状态对桥臂电路进行分析，确定子模块电容的取值范围；
确定电感模块，用于基于所述MMC的内部环流峰值，确定桥臂电感的取值范围；
所述隔离型变换器拓扑主回路参数，包括MMC中桥臂子模块数量、电力电子变压器的类型，以及所述MMC中子模块电容的取值范围和桥臂电感的取值范围。
7.如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述确定子模块数量模块，具体用于：
获取每个桥臂上的直流电压；
基于所述每个桥臂上的直流电压与所述桥臂上所有子模块电容电压的平均值，确定每个桥臂上级联的子模块数量。
8.如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述确定类型模块，具体用于：
选择额定功率为50nHZ的变压器，其中n为正整数。
9.如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述MMC中子模块电容的取值范围，按下式确定：
Figure FDA0002611242870000022
式中：Pac为MMC交流端的平均功率；ω为交流环节基波调制频率；m为调制比；Nsub为MMC桥臂中的子模块数；ε为预先选定的子模块电容电压的波动范围；Usub为子模块的平均电压；
Figure FDA0002611242870000032
为电压和电流的相位差。
10.如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述桥臂电感的取值范围，按下式确定：
Figure FDA0002611242870000031
式中：Lvsc为VSC侧的桥臂电感；Llcc为LCC侧的桥臂电感；ω为交流环节基波调制频率；Csublcc为LCC侧的子模块电容；Usublcc为LCC侧的子模块电压；Ulcc为LCC侧的电压；Ilcc为LCC侧的电流；I2flcc为LCC侧的二倍频环流峰值。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117892557A (zh) * 2024-03-12 2024-04-16 国网浙江省电力有限公司电力科学研究院 Hvdc换流器优化设计方法、换流器、设备及介质

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