CN104600997B - 自耦式模块化多电平高压直流‑直流变压器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种自耦式模块化多电平高压直流‑直流变压器及其控制方法，本发明变压器上部换流器采用全桥子模块、半桥子模块混合型模块化多电平换流器，下部换流器采用半桥子模块型模块化多电平换流器，上下换流器通过自耦形式实现能量交互。根据给定交流变压器的最优额定变比和子模块选取原则，在保留直流故障隔离能力的前提下，最大限度减少器件需求从而降低成本。基于精确反馈线性控制策略，可充分利用直流变压器交流侧部分没有电网扰动，系统参数可以精确测量等特点，取得良好的控制性能。本发明的直流故障快速隔离可有效防止两个直流电网间直流故障传递和扩大，具有传输容量大、直流电压等级高等优点，适用于高压大容量直流电网输电场合。

Description

自耦式模块化多电平高压直流-直流变压器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种高压直流输电技术领域，特别是关于一种用于高压直流输电的自耦式模块化多电平高压直流-直流变压器及其控制方法。

背景技术

高压直流输电(HVDC)技术具有功率调节快速灵活、线路通道造价低廉、运行损耗低等优点，应用前景十分广阔。随着越来越多的高压直流输电工程投运，利用直流变压器实现不同电压等级的直流系统互联，进而构成运行灵活性更强的多端直流甚至直流电网，具有重大的工程意义。

应用在低压配电领域的直流-直流变换器拓扑结构多样，技术成熟，但为提高电压等级和输送容量，这类变换器中桥臂需要由大量绝缘栅双极型晶体管(IGBT)串并联而成，然而各个元件开断时间、伏安特性等不尽相同，由此引发的器件一致触发、动态均压、电流均衡、电磁兼容等问题难以解决。为实现高电压大容量的要求，现有技术中有采用了多个低压直流-直流隔离型变换器单元级联方式；还有采用由模块化多电平换流器、双绕组中频或高频变压器和一个全控型H桥构成的直流变压器。以上两种结构均利用中高频变压器以实现高压侧和低压侧的电气隔离，且低压侧采用单个全控型H桥，然而这种构造事实上不适用高压大容量直流系统互联场合。一方面中高频变压器容量有限，难以完成百兆瓦级别的能量输送和交换；另一方面低压侧输出直流电压过低(即单个H桥电压)，无法匹配高压直流输电网络的电压等级。目前大容量传统直流输电系统电压等级一般为±800kV、±660kV和±500kV，而大容量柔性直流输电系统的电压等级一般为±320kV、±200kV和±150kV，所以连接二者的直流变压器基本要求是直流电压变比在1.5～5.5之间。此外，以上两种结构中主要采用直流-交流(隔离)-直流的基本方式构成直流电压变压器，所需的电力电子器件较多。

对于高压直流输电场合而言，直流变压器应该在尽可能节省成本和实现高压大容量的目标下，实现如下两种基本功能：1)直流电压变换，直流变压器的电压变换比率是按照两侧系统正常运行时的直流电压设计的，直流变压器需要从拓扑结构和控制策略加以考虑应对。2)直流故障隔离，对于某侧出现直流故障，必须快速有效的处理并隔离直流故障，防止故障经直流变压器传递，进而引起系统连锁反应导致系统崩溃。然而现有的技术手段一般在考虑固定的直流电压变换下实现能量流动，特别是对直流故障隔离没有涉及。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的是提供一种自耦式模块化多电平高压直流-直流变压器及其控制方法，具有传输容量大、直流电压等级高、减少了器件需求，可实现功率双向流动、环流抑制，控制性能较好。

为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：一种自耦式模块化多电平高压直流-直流变压器，其特征在于：它包括上部换流器、下部换流器和工频交流变压器；所述上部换流器交流侧经所述工频交流变压器与所述下部换流器连接；所述上部换流器高位直流端口H1和所述下部换流器低位直流端口L2构成高压直流输出口，所述上部换流器低位直流端口H2和所述下部换流器高位直流端口L1直接连接，所述下部换流器两个端口L1、L2构成低压直流输出口。

所述上部换流器采用子模块混合型模块化多电平换流器，其包括三相桥臂，所述三相桥臂的中点位置连接所述工频交流变压器的三相电压端；每相桥臂均由电感、N个半桥子模块组成的阀段V1和M个箝位双子模块组成的阀段V2串联构成。

每个所述半桥子模块均采用由两个绝缘栅双极型晶体管和一个电容构成的半桥单元，所述两个绝缘栅双极型晶体管串联，在第一个所述绝缘栅双极型晶体管的集电极与第二个所述绝缘栅双极型晶体管的发射极之间连接所述电容。

每个所述箝位双子模块都由两个半桥单元、一个引导绝缘栅双极型晶体管和两个二极管构成，所述两个半桥单元串联连接，位于所述两个半桥单元之间在第一个所述半桥单元正向输出端和负向输出端分别串联一个所述二极管，并在两个所述二极管之间连接所述引导绝缘栅双极型晶体管。

所述下部换流器采用半桥子模块型模块化多电平换流器，其包括三相桥臂，所述三相桥臂的中点位置连接所述工频交流变压器的三相端；每相桥臂都由H个半桥子模块和另一电感串联构成。

所述工频交流变压器的额定变比n_t为：

式中，U_dc1为所述上部换流器的直流输出电压；U_dc2分别为所述下部换流器的直流输出电压；k₁、k₂分别为所述上、下部换流器交流输出电压调制比；U_m1为所述上部换流器的交流输出相电压幅值；U_m2分别为所述下部换流器的交流输出相电压幅值；n为所述工频交流变压器变比，n＝U_dc1/U_dc2。

所述上部换流器桥臂内半桥子模块和箝位双子模块的数量关系如下：(N+2M)U_c＝U_dc1-U_dc2，式中，N为半桥子模块的个数，M为箝位双子模块的个数，U_c为所述半桥子模块中的电容电压。

一种如上述自耦式模块化多电平高压直流-直流变压器的控制方法，其包括上部换流器的控制方法和下部换流器的控制方法：所述上部换流器采用带环流抑制的控制结构，控制方式为定交流电压幅值和定频率，其具体控制方法如下：1)由交流电压幅值E_m和频率f确定第j相虚拟输出电压e_j，j＝a，b，c，表示三相电；其中，虚拟输出电压e_j由如下公式确定：

式中，t为时间，f＝50赫兹；2)将上部换流器内上桥臂的桥臂电流测量值i_jp与下桥臂的桥臂电流测量值i_jn相加后经1/2运算后得到第j相环流分量，即内部不平衡电流i_jz：

3)第j相的环流分量i_jz依次经abc/dq坐标变换、基于反馈线性化解耦的环流抑制控制器和dq/abc坐标变换后，会在上、下桥臂引起环流电势u_jz：

上式中，L₀为桥臂电感，R₀为桥臂电阻；4)利用换流器内部运行机理，得出环流电势u_jz、虚拟输出电压e_j和上、下桥臂电压之间的关系，根据步骤1)中获得的虚拟输出电压e_j与步骤3)中获得的环流电势u_jz求和后，与直流电压U_dc进行运算得到上桥臂的调制电压参考值u_jp、下桥臂的调制电压参考值u_jn分别为：

5)将上桥臂的调制电压参考值u_jp、下桥臂的调制电压参考值u_jn除以单个半桥单元中电容C的电压U_c，然后取整作为最终投入的电容个数N_L，其余电容处于旁通状态，以满足导通桥臂所需要的输出电平；最终投入的电容个数N_L为：

式中，Round(x)表示取与变量x最接近的整数；6)实时监测桥臂电流方向，并对导通桥臂所有子模块电容电压从小到大进行排序，根据电容电压平衡策略，确定具体投入的子模块和旁通的子模块，进而形成各每个桥臂中的绝缘栅双极型晶体管的触发脉冲信号；

所述下部换流器采用环流抑制的控制结构，控制方式为定有功功率和定无功功率，无功功率控制在0Mvar；所述下部换流器的控制方法中，所述下部换流器的控制方法与所述上部换流器的控制方法类似，所述下部换流器采用定无功功率控制方式，所述下部换流器控制方法中第j相虚拟输出电压e_j是根据给定的功率参考值P_ref、Q_ref，经过比例-积分外环功率控制器得到d轴参考电流值i_dref、q轴参考电流值i_qref，并输入基于反馈线性化解耦的内环电流控制器，确定第j相的虚拟输出电压e_j。

所述上部换流器控制方法步骤6)中，所述电容电压平衡策略为：根据桥臂电流极性方向和子模块投切量，优先对电容电压高的模块电容放电，对电容电压低的模块电容充电；若当桥臂电流为正时，则正投入序号为1，2，…N_L为电容即进行充电，其余电容即被旁通；若桥臂电流为负时，则负投入序号为1，2，…N_-子模块即进行充电，正投入序号为N+2M，N+2M-1，…N+2M-N_L+1电容进行放电，其余电容被旁路。

本发明由于采取以上技术方案，其具有以下优点：1、本发明引入模块化多电平换流器，并作为直流-直流变压器能量交互的核心部件，具有传输容量大、直流电压等级高等优点，适用于高压大容量场合。2、本发明采用上、下换流器自耦型构造方式，与传统基于直-交-直变换的直流变压器相比，只有一小部分能量流经工频交流变压器，有效降低变压器的额定容量需求，非常利于参数设计和选取。3、本发明由于下部换流器为高、低压直流电网共用换流部分，承担了两侧直流电网能量交互和直流电压变化，大大减轻上部换流器容量需求和直流电压约束，使得所需的子模块器件大大少于传统直-交-直变压器。4、本发明上部换流器采用全桥子模块、半桥子模块混合型模块化多电平换流器，下部换流器采用半桥子模块型模块化多电平换流器，同时给出了相应子模块的选取原则，可以在保留直流故障隔离能力的前提下，最大限度的减少了器件需求，从而大大降低换流器的制造成本并减小其体积和重量。5、本发明给出了交流变压器最优额定变比选取原则，为变压器参数设计提供理论依据和计算参考。6、本发明采用上部换流器定交流电压和定基波频率控制方法，下部换流器定有功功率和定无功功率，均含有环流抑制环节，可实现功率双向流动、环流抑制，控制性能良好。7、本发明充分利用直流变压器交流侧部分没有电网扰动，系统参数可以精确测量等特点，采用精确反馈线性控制器设计方法，相较于传统串级比例-积分控制器设计具有简单、比例-积分(PI)环节少、稳定可行域大等优点。8、本发明采用的直流故障快速隔离方法，可有效防止两个直流电网间直流故障传递和扩大。综上所述，本发明可以广泛应用于高压直流输电场合。

附图说明

图1是本发明的整体结构示意图；

图2是本发明的上部子模块混合型模块化多电平换流器结构示意图；

图3是本发明下部半桥子模块式模块化多电平换流器结构示意图；

图4是本发明闭锁后半桥子模块和箝位双子模块等值电路示意图；

图5是本发明直流故障发生后直流-直流变压器等值电路示意图；图5(a)是本发明直流故障发生后当故障电流方向从高压侧流向低压侧时直流-直流变压器等值电路示意图；图5(b)是本发明直流故障发生后当故障电流方向从低压侧流向高压侧时直流-直流变压器等值电路示意图；

图6是本发明上部换流器控制结构示意图；

图7是本发明下部换流器控制结构示意图；

图8是本发明基于精确反馈线性化设计的内环电流控制器示意图；图8(a)是本发明基于精确反馈线性化设计的d轴内环电流控制器示意图；图8(b)是本发明基于精确反馈线性化设计的q轴内环电流控制器示意图；

图9是本发明基于精确反馈线性化设计的环流抑制器示意图；图9(a)是本发明基于精确反馈线性化设计的d轴环流抑制器示意图；图9(b)是本发明基于精确反馈线性化设计的q轴环流抑制器示意图；

图10是本发明实施例在稳态运行过程中(0.26s～0.36s)环流分量大小的示意图；

图11是本发明实施例在稳态运行过程中(0.6s～0.7s)电容电压波动示意图；

图12是本发明实施例在稳态运行过程中(1.0s～2.2s)下部换流器交流功率阶跃波形示意图；

图13是本发明实施例在直流故障期间下部换流器上桥臂电流波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行详细的描述。

如图1所示，本发明提供一种自耦式模块化多电平高压直流-直流变压器，其包括上部换流器1、下部换流器2和工频交流变压器3。上部换流器1交流侧经工频交流变压器3与下部换流器2连接。上部换流器1高位直流端口H1和下部换流器2低位直流端口L2构成高压直流输出口，上部换流器1低位直流端口H2和下部换流器2高位直流端口L1直接连接，下部换流器2两个端口L1、L2构成低压直流输出口。

如图2所示，上部换流器1采用子模块混合型模块化多电平换流器(CH-MMC)，其包括三相桥臂，三相桥臂的中点位置连接工频交流变压器3的三相电压端u_va1、u_vb1、u_vc1；每相桥臂均由电感L₀、N个半桥子模块HBSM组成的阀段V1和M个箝位双子模块CDSM组成的阀段V2串联构成。

每个半桥子模块HBSM均采用由两个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)T11、T12和一个电容C构成的半桥单元，两个IGBT T11、T12串联，在IGBT T11的集电极与IGBT T12的发射极之间连接电容C，并在两个IGBT T11、T12连接处引出连接端子A，在IGBT T12的发射极引出连接端子B，通过两连接端子A、B实现相邻半桥子模块HBSM之间以及半桥子模块HBSM和与其相邻的箝位双子模块CDSM之间的连接。

每个箝位双子模块CDSM都由两个半桥单元4、一个引导IGBT T0和两个二极管Dc构成，每个半桥单元4的结构与半桥子模块HBSM中的半桥单元结构相同，在此不再赘述。两个半桥单元4串联连接，位于两个半桥单元4之间在第一个半桥单元4正向输出端和负向输出端分别串联一个二极管Dc，并在两个二极管Dc之间连接引导IGBT T0。

工作时，稳态运行时箝位双子模块CDSM内的引导IGBT T0一直导通，即等效为两个串联的半桥子模块。调制策略可移植N+2M个半桥子模块的传统模块化多电平换流器MMC所采用的调制策略。本发明采用子模块混合型桥臂可以在保持具有直流故障自清除能力的同时，尽量减少器件数量从而降低成本。

如图3所示，下部换流器2采用半桥子模块型模块化多电平换流器(H-MMC)，其包括三相桥臂，三相桥臂的中点位置连接工频交流变压器3的三相端u_va1、u_vb1、u_vc1；每相桥臂都由H个半桥子模块HBSM和电感L₀串联构成。

上述实施例中，在稳态运行时，通过控制流经工频交流变压器3的功率间接控制直流-直流变压器两侧直流电网之间的交换功率，其实现过程如下：

1)定义工频交流变压器3变比n为：

式中，U_dc1为上部换流器1的直流输出电压；U_dc2分别为下部换流器2的直流输出电压。

2)上、下部换流器交流输出电压调制比k₁、k₂分别为：

其中，U_m1为上部换流器1的交流输出相电压幅值；U_m2分别为下部换流器2的交流输出相电压幅值。

3)根据步骤1)、2)可知，工频交流变压器3的额定变比n_t为：

如果选择相同的电压调制比即k₁＝k₂，则额定变比n_t为

n_t＝n-1。 (4)

4)流经上部换流器1(即CH-MMC)的功率P_C、下部换流器2(即H-MMC)的功率P_H、工频交流变压器3的功率P_T分别为：

高压侧注入工频交流变压器3的功率P₁和工频交流变压器3输出到低压侧的功率P₂分别为：

其中，I_dc1为高压侧直流电流，I_dc2为低压侧直流电流。

5)根据式(5)、(6)，可得流经工频交流变压器3功率和高压侧注入直流变压器之间的关系如下：

由式(7)可知，只需要控制流经变压器一部分功率就可以实现整个直流变压器能量交互的控制。相较于传统直-交-直直流变压器全部功率必须流经变压器，本发明采用自耦式结构，大大减少流经变压器的功率，一方面降低控制难度，另一方面也可以降低变压器的额定容量需求，非常利于参数设计和选取。

如图4所示，当半桥子模块HBSM、箝位双子模块CDSM处于闭锁状态时的等值电路与流经其的电流方向密切相关，此时，各子模块对外等效为带电的电容与二极管的串联形式，二极管阳极到阴极方向与故障电流一致。根据子模块电流方向不同，将子模块电流为正向时定为A型，子模块电流为负向时定为B型。对于箝位双子模块，无论故障电流方向如何，它均能提供反电势，这也是其具有闭锁功能的关键所在。

如图5(a)、图5(b)所示，当发生直流故障后，由图中可以看出，上部换流器1为高、低压直流电流故障电流流经的关键路径。为实现直流故障穿越并实现半导体器件最少，上部换流器1桥臂内半桥子模块HBSM和箝位双子模块CDSM的数量选取原则如下：

(N+2M)U_c＝U_dc1-U_dc2， (8)

式中，U_c为半桥子模块HBSM或箝位双子模块CDSM中电容C的电压。

基于本发明的自耦式模块化多电平高压直流-直流变压器，上部换流器1和下部换流器2分别采用以下控制方法：

如图6所示，上部换流器1采用带环流抑制的控制结构，控制方式为定交流电压幅值和定频率，频率控制在50赫兹(Hz)。其具体控制方法如下：

1)由交流电压幅值E_m和频率f确定第j相虚拟输出电压e_j，j＝a，b，c，表示三相电；其中，虚拟输出电压e_j由如下公式确定：

式中，t为时间，f＝50赫兹(Hz)；

2)将上部换流器1内上桥臂的桥臂电流测量值i_jp与下桥臂的桥臂电流测量值i_jn相加后经1/2运算后得到第j相(j＝a，b，c)环流分量，即内部不平衡电流i_jz：

3)第j相的环流分量i_jz依次经abc/dq坐标变换、基于反馈线性化解耦的环流抑制控制器和dq/abc坐标变换后，会在上、下桥臂引起环流电势u_jz：

上式中，L₀为桥臂电感，R₀为桥臂电阻；

4)利用换流器内部运行机理，得出环流电势u_jz、虚拟输出电压e_j和上、下桥臂电压之间的关系，根据步骤1)中获得的虚拟输出电压e_j与步骤3)中获得的环流电势u_jz求和后，与直流电压U_dc进行运算得到上桥臂的调制电压参考值u_jp、下桥臂的调制电压参考值u_jn分别为：

5)将上桥臂的调制电压参考值u_jp、下桥臂的调制电压参考值u_jn除以单个半桥单元中电容C的电压U_c，然后取整作为最终投入的电容个数N_L，其余电容处于旁通状态，以满足导通桥臂所需要的输出电平；最终投入的电容个数N_L为：

式中，Round(x)表示取与变量x最接近的整数。

6)实时监测桥臂电流方向，并对导通桥臂所有子模块电容电压从小到大进行排序，根据电容电压平衡策略，确定具体投入的子模块和旁通的子模块，进而形成每个桥臂中的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的触发脉冲信号。其中，电容电压平衡策略是：根据桥臂电流极性方向和子模块投切量，优先对电容电压高的模块电容放电，对电容电压低的模块电容充电。若当桥臂电流为正时，则正投入序号为1，2，…N_L为电容即进行充电，其余电容即被旁通；若桥臂电流为负时，则负投入序号为1，2，…N_-子模块即进行充电，正投入序号为N+2M，N+2M-1，…N+2M-N_L+1电容进行放电，其余电容被旁路。

上述步骤6)中，对导通桥臂所有子模块电容电压从小到大的排序方法采用快速排序算法，时间复杂度为O(NlogN)，以节省数据处理时间。

如图7所示，下部换流器2采用环流抑制的控制结构，控制方式为定有功功率和定无功功率，无功功率控制在0Mvar，以使得输电电流最小，减少损耗。下部换流器2的控制方法与上部换流器1的控制方法类似，不同之处在于上部换流器1采用定有功功率控制方式，下部换流器2采用定无功功率控制方式，下部换流器2控制方法中第j相虚拟输出电压e_j是根据给定的功率参考值P_ref、Q_ref，经过比例-积分(PI)外环功率控制器得到d轴参考电流值i_dref、q轴参考电流值i_qref，并输入基于反馈线性化解耦的内环电流控制器，确定第j相的虚拟输出电压e_j。

如图8所示，下部换流器2中采用的基于反馈线性化解耦的内环电流控制器，充分利用变压器交流侧部分没有电网扰动，系统参数可以精确测量等特点。基于反馈线性化解耦的内环电流控制器建立方法如下：

1)建立下部换流器2在dq坐标系下的数学模型：

式中，R为等效电阻，R＝R_t+R₀/2，R_t为工频交流变压器3的等效电阻，R₀为桥臂等效电阻；L为等效电感，L＝L_t+L₀/2，L_t为工频交流变压器3的等效漏感，L₀为桥臂电感；ω表示基频角频率；i_d为d轴电流，i_q为q轴电流；u_sd、u_sq分别为d轴、q轴工频交流变压器3一次侧电压；e_d、e_q分别为虚拟输出电压e_j经过abc/dq变换得到的d轴和q轴控制量。

由式(15)可知，d、q轴电流除受控制量e_d、e_q的影响外，还受到电流交叉耦合项Li_d、Li_q和u_sd、u_sq的影响。

2)采用输入输出反馈线性化控制，实现d轴输出电流i_sd、q轴输出电流i_sq之间呈线性解耦关系，以消除d、q轴之间电流耦合并提高电流控制性能。令：

式中，λ₁为d轴电流比例系数；λ₂为q轴电流比例系数；

3)将式(16)代入式(15)中，得：

由式(17)可以求得换流器的输入变量e＝[e_d,e_q]的值，即

由上式可知，通过d轴参考电流值i_dref、q轴参考电流值i_qref和电压耦合补偿项ωi_d、ωi_q，不仅使电流i_d、i_q与参考电流值i_dref、i_qref之间呈线性关系，而且实现了非线性方程的解耦。根据式(18)，即可得到输入输出反馈线性化的电流解耦控制器结构，如图8(a)、图8(b)所示。

将式(16)变换为频域形式，即

由此可知式(19)是一阶惯性环节，其性能由参数λ₁和λ₂决定。因此，可以通过选择合适的参数λ₁和λ₂，使电流控制器具有良好的动态性能。所引入的输入变量d轴参考电流值i_dref、q轴参考电流值i_qref，分别为外环功率控制器输出的有功和无功电流指令。

上述步骤2)中，内环电流控制环节的时间常数τ_i根据下式确定：

而时间常数τ_i一般选择在2～5ms范围内，因此可以根据式(20)求解参数λ₁和λ₂。

如图9所示，上部换流器1、下部换流器2控制方法中均采用的基于反馈线性化解耦的环流抑制控制器，其建立方法与基于反馈线性化解耦的内环电流控制器建立方法类似，具体如下：

1)建立dq坐标系下的环流模型：

式中，u_zd、u_zq分别为环流电势u_jz经abc/dq坐标变换后的d轴、q轴变量；i_zd、i_zq分别为环流电流i_jz经abc/dq坐标变换后的d轴、q轴变量。

2)采用输入输出反馈线性化控制，实现d轴输出电流i_sd、q轴输出电流i_sq之间呈线性解耦关系，以消除d、q轴之间电流耦合并提高电流控制性能。令：

式中，λ₃为环流电流d轴的比例系数，λ₄为环流电流q轴的比例系数；i_zdref、i_zqref分别为环流电流i_jz经abc/dq坐标变换后的d轴、q轴参考值。

3)联立步骤1)、2)中的两式，可以求得换流器的输入变量u_z＝[u_zd,u_zq]的值，即

由上式可知，通过引入新的输入变量i_zdref、i_zqref，实现了非线性方程的解耦。根据式(23)，可得输入输出反馈线性化的电流解耦控制器结构，如图9(a)、图9(b)所示。

将式(21)变换为频域形式，即

由此可知式(23)是一阶惯性环节，其性能由参数λ₃和λ₄决定。因此，可以通过选择合适的参数λ₃和λ₄，使电流控制器具有良好的动态性能。所引入的输入变量i_zdref、i_zqref为零以达到抑制环流的目的。

上述步骤2)中，内环电流控制环节的时间常数τ_i根据下式确定：

而时间常数τ_i一般选择在2～5ms范围内，因此可以根据式(25)求解参数λ₃和λ₄。

为了进一步验证本发明的有效性和可行性，通过以下实施例对本发明作进一步说明：

在电力系统暂态仿真软件PSCAD/EMTDC中搭建相应模型，具体仿真参数为：高压侧、低压侧额定直流电压分别为500千伏、250千伏，采用理想直流电压源串联电感、电阻来模拟；高低压直流电网额定交换功率为500兆瓦；上部换流器1每桥臂半桥子模块个数为16个，箝位双子模块个数为12个，子模块额定电容为8000微法，额定电容电压为6.25千伏；下部换流器2每桥臂半桥子模块个数为40个，子模块电容为8000微法，额定电容电压为6.25千伏；工频交流变压器3采用Y/Y接法的双绕组变压器，两侧额定电压为125千伏/125千伏，漏抗为0.1pu(标幺值)，额定容量为300兆伏安。上部换流器1采用定交流电压幅值(相电压峰值为0.8163pu，1pu为125千伏)和定频率控制(频率为50Hz)，下部换流器2采用定有功功率(有功功率为1pu，1pu为250兆瓦)和定无功功率控制(无功功率为零)。

如图10所示，本实施例在稳态运行过程中(0.26s～0.36s)，采用本发明所设计的环流抑制控制器后，环流分量仅占额定电流1％左右，可以忽略不计。

如图11所示，本实施例在稳态运行过程中(0.6s～0.7s)，采用本发明所设计的控制方法可以保证桥臂电容电压均衡和系统的稳定运行。

如图12所示，本实施例在稳态运行过程中(1.0s～2.2s)，系统初始功率为1pu，在1.5s时功率发生阶跃变为0.5pu。由图可知，本发明所设计的控制方法可以实现功率阶跃过程对有功功率和无功功率解耦控制和快速跟踪。

如图13所示，本实施例在直流故障期间，假设系统初始功率为1pu稳态运行，在高压侧直流电网故障发生。由图可知，本发明优选的子模块混合方案和拓扑能够保证直流故障隔离，有效防止故障在高低压侧电网进行传递。

综上所述，本实施例在稳态运行时能够实现高低压直流电网的电压变换，保证能量稳定传输；桥臂模块化多电平单元在最近电平调制和电容电压均衡控制下，保证了阶梯正弦波的形成和模块电容电压波动限制在一定范围内；环流抑制控制器的投入使用保证了相间环流分量可以被抑制到很小的程度；且开关器件频率低损耗小；交流系统公共接入点电压电流波形品质很好，不需配置滤波器。当两侧直流电网短路故障时，上、下部换流器快速闭锁，利用二极管的反向阻断特性和桥臂电容提供的负电势将故障分量扩散通路阻断，防止故障分量在两侧电网内发生传递和交互。

本发明的多电平换流器具有器件开关频率低损耗小、控制灵活、波形品质佳谐波含量小、模块数量降低、体积重量小、能够自处理直流故障等优点，在未来以传统高压直流输电和柔性直流输电之间互联，不同电压等级直流电网互联方面具有重要发展意义。

上述各实施例仅用于说明本发明，各元器件之间的连接都是可以有所变化的，在本发明技术方案的基础上，凡根据本发明原理对个别元器件的连接和结构进行的改进和等同变换，均不应排除在本发明的保护范围之外。

Claims (1)

1.一种自耦式模块化多电平高压直流-直流变压器的控制方法，其特征在于：所述自耦式模块化多电平高压直流-直流变压器包括上部换流器、下部换流器和工频交流变压器；所述上部换流器交流侧经所述工频交流变压器与所述下部换流器连接；所述上部换流器高位直流端口H1和所述下部换流器低位直流端口L2构成高压直流输出口，所述上部换流器低位直流端口H2和所述下部换流器高位直流端口L1直接连接，所述下部换流器两个端口L1、L2构成低压直流输出口；

所述上部换流器采用子模块混合型模块化多电平换流器，其包括三相桥臂，所述三相桥臂的中点位置连接所述工频交流变压器的三相电压端；每相桥臂均由电感、N个半桥子模块组成的阀段V1和M个箝位双子模块组成的阀段V2串联构成；

每个所述半桥子模块均采用由两个绝缘栅双极型晶体管和一个电容构成的半桥单元，所述两个绝缘栅双极型晶体管串联，在第一个所述绝缘栅双极型晶体管的集电极与第二个所述绝缘栅双极型晶体管的发射极之间连接所述电容；

每个所述箝位双子模块都由两个半桥单元、一个引导绝缘栅双极型晶体管和两个二极管构成，所述两个半桥单元串联连接，位于所述两个半桥单元之间在第一个所述半桥单元正向输出端和负向输出端分别串联一个所述二极管，并在两个所述二极管之间连接所述引导绝缘栅双极型晶体管；

所述下部换流器采用半桥子模块型模块化多电平换流器，其包括三相桥臂，所述三相桥臂的中点位置连接所述工频交流变压器的三相端；每相桥臂都由H个半桥子模块和一电感串联构成；

所述工频交流变压器的额定变比n_t为：

$n_t=\frac{U_{m1}}{U_{m2}}=\frac{k_1(U_{dc1}-U_{dc2})}{k_2{U}_{dc2}}=\frac{k_1}{k_2}(n-1),$

式中，U_dc1为所述上部换流器的直流输出电压；U_dc2为所述下部换流器的直流输出电压；k₁、k₂分别为所述上、下部换流器交流输出电压调制比；U_m1为所述上部换流器的交流输出相电压幅值；U_m2为所述下部换流器的交流输出相电压幅值；n为所述工频交流变压器变比，n＝U_dc1/U_dc2；

所述上部换流器桥臂内半桥子模块和箝位双子模块的数量关系如下：

(N+2M)U_c＝U_dc1-U_dc2，

式中，N为半桥子模块的个数，M为箝位双子模块的个数，U_c为所述半桥子模块中的电容电压；

所述控制方法包括上部换流器的控制方法和下部换流器的控制方法：

所述上部换流器采用带环流抑制的控制结构，控制方式为定交流电压幅值和定频率，其具体控制方法如下：

1)由交流电压幅值E_m和频率f确定第j相虚拟输出电压e_j，j＝a，b，c，表示三相电；其中，虚拟输出电压e_j由如下公式确定：

式中，t为时间，f＝50赫兹；

2)将上部换流器内上桥臂的桥臂电流测量值i_jp与下桥臂的桥臂电流测量值i_jn相加后经1/2运算后得到第j相环流分量，即内部不平衡电流i_jz：

$i_{jz}=\frac{i_{jp}+i_{jn}}{2};$

3)第j相的环流分量i_jz依次经abc/dq坐标变换、基于反馈线性化解耦的环流抑制控制器和dq/abc坐标变换后，会在上、下桥臂引起环流电势u_jz：

$u_{jz}=L_0\frac{{\mathrm{di}}_{jz}}{dt}+R_0{i}_{jz};$

上式中，L₀为桥臂电感，R₀为桥臂电阻；

4)利用换流器内部运行机理，得出环流电势u_jz、虚拟输出电压e_j和上、下桥臂电压之间的关系，根据步骤1)中获得的虚拟输出电压e_j与步骤3)中获得的环流电势u_jz求和后，与直流电压U_dc进行运算得到上桥臂的调制电压参考值u_jp、下桥臂的调制电压参考值u_jn分别为：

$u_{jp}=\frac{U_{dc}}{2}-e_j-u_{jz};$

$u_{jn}=\frac{U_{dc}}{2}+e_j-u_{jz};$

5)将上桥臂的调制电压参考值u_jp、下桥臂的调制电压参考值u_jn除以单个半桥单元中电容C的电压U_c，然后取整作为最终投入的电容个数N_L，其余电容处于旁通状态，以满足导通桥臂所需要的输出电平；最终投入的电容个数N_L为：

$N_L=Round\left(\frac{u_{jk}}{U_c}\right);j=a,b,c;k=p,n;$

式中，Round(x)表示取与变量x最接近的整数；

6)实时监测桥臂电流方向，并对导通桥臂所有子模块电容电压从小到大进行排序，根据电容电压平衡策略，确定具体投入的子模块和旁通的子模块，进而形成各每个桥臂中的绝缘栅双极型晶体管的触发脉冲信号；

所述电容电压平衡策略为：根据桥臂电流极性方向和子模块投切量，优先对电容电压高的模块电容放电，对电容电压低的模块电容充电；若当桥臂电流为正时，则正投入序号为1，2，…N_L为电容即进行充电，其余电容即被旁通；若桥臂电流为负时，则负投入序号为1，2，…N_子模块即进行充电，正投入序号为N+2M，N+2M-1，…N+2M-N_L+1电容进行放电，其余电容被旁路；

所述下部换流器采用环流抑制的控制结构，控制方式为定有功功率和定无功功率，无功功率控制在0Mvar；所述下部换流器的控制方法中，所述下部换流器的控制方法与所述上部换流器的控制方法类似，所述下部换流器采用定无功功率控制方式，所述下部换流器控制方法中第j相虚拟输出电压e_j是根据给定的功率参考值P_ref、Q_ref，经过比例-积分外环功率控制器得到d轴参考电流值i_dref、q轴参考电流值i_qref，并输入基于反馈线性化解耦的内环电流控制器，确定第j相的虚拟输出电压e_j。