CN114070042B - 三电平谐振dcdc变换器及均压控制方法 - Google Patents

三电平谐振dcdc变换器及均压控制方法 Download PDF

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Abstract

本申请提供三电平谐振DCDC变换器及均压控制方法，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电容、第二电容、第五开关模块和第六开关模块，第一电容和第二电容串联在DCDC变换器的输入端；控制器根据第一电容的第一电压和第二电容的第二电压的比较结果，调整第一开关管的占空比和第四开关管的占空比，使第一电压和第二电压相等。当第一电压大于第二电压时，减小第四开关管的占空比，以增加第二电容的第二电压。当第一电压小于第二电容时，减小第一开关管的占空比，以减小第二电容的第二电压。即通过调整占空比，来控制电容的充放电，来调整电容上的电压，实现第一电容和第二电容的均压，不需要增加新的硬件电路。

Description

三电平谐振DCDC变换器及均压控制方法
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种三电平谐振DCDC变换器及均压控制方法。
背景技术
谐振DCDC变换器，作为一种直流变换电路，其输出电压和输入电压为固定的电压比。谐振DCDC变换器通过控制开关管的开关频率，可以实现所有开关管实现软开关，降低整体的开关损耗，从而提升谐振DCDC变换器的工作效率。
目前，两电平谐振DCDC变换器应用较为广泛，如图1所示，为现有技术的一种两电平谐振DCDC变换器拓扑图。
其中，Vin为输入电压，Vo为输出电压。当第一开关管T1闭合，第二开关管T2断开时，给谐振电感Lr和谐振电容Cr充电。当第一开关管T1断开，第二开关管T2闭合时，谐振电感Lr和谐振电容Cr给电容C2放电，从而实现输入端的能量向输出端转移。
为了应用于更高的电压等级，多电平谐振变换器应运而生。与传统两电平谐振变换器相比，多电平谐振变换器通过改进自身拓扑结构来实现多电平，进而实现中压大功率输出。在相同的输入条件下，多电平谐振变换器的突出优点是可以降低开关管等功率器件的电压应力，从而可以用较小耐压等级的功率器件实现较高等级的电压输出。因此，在中压大功率场合，多电平谐振变换器具有广泛的应用前景。
但是，在多电平谐振DCDC变换器中，输入端包括多个串联的电容，当电容的容值存在偏差时，会出现不均压的问题。
发明内容
为了解决以上的技术问题，本申请提供一种三电平谐振DCDC变换器及均压控制方法，能够实现三电平谐振DCDC变换器的输入端各个电容的均压。
本申请实施例提供一种三电平谐振DCDC变换器，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电容、第二电容、第五开关模块和第六开关模块组成三电平DCDC电路，所述第一电容和所述第二电容串联在所述三电平谐振DCDC变换器的输入端；还包括：谐振电容、谐振电感、第一二极管、第二二极管、第三电容和控制器；所述第三电容并联在所述三电平谐振DCDC变换器的正输出端和负输出端之间；所述第一二极管和所述第二二极管串联后并联在所述第三电容的两端；所述谐振电容和所述谐振电感串联后的第一端连接所述第二开关管和所述第三开关管的公共端，所述谐振电容和所述谐振电感串联后的第二端连接所述第一二极管和第二二极管的公共端；所述控制器，用于根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关管的占空比和所述第四开关管的占空比，使所述第一电压和所述第二电压一致。
其中第五开关模块和第六开关模块均可以为二极管，也可以均为可控开关管，例如IGBT或MOS，可以控制可控开关管实现二极管的功能。
根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关管的占空比和所述第四开关管的占空比，使所述第一电压和所述第二电压相等。例如，当第一电压大于第二电压时，减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压。当所述第一电压小于所述第二电容时，减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压。即通过调整T1和T4的占空比，来控制C1和C2的充放电，从而来调整C1和C2上的电压，从而实现C1和C2的均压。该方案不需要增加新的硬件电路，只要控制器通过控制即可实现均压。
优选地，所述控制器，具体用于当所述第一电压大于所述第二电压时，减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压。
优选地，所述控制器，具体用于当所述第一电压大于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压；所述第四开关管的占空比变化量与所述差值正相关。
优选地，所述控制器，具体用于当所述第一电压小于所述第二电容时，减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压。
优选地，所述控制器，具体用于当所述第一电压小于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压；所述第一开关管的占空比变化量与所述差值正相关。
优选地，所述控制器，具体用于获得所述第一电压和所述第二电压的差值，对所述差值进行比例积分调节或比例积分微分调节，获得占空比变化量，将所述变化量分别叠加到所述第一开关管的占空比和所述第二开关管的占空比，将变化后的第一开关管的占空比进行限幅后输出给所述第一开关管，将变化后的第四开关管的占空比进行限幅后输出给所述第四开关管。
优选地，所述第五开关模块为第五二极管，所述第五二极管的阴极连接所述第一开关管和所述第二开关管的公共端；所述第五二极管的阳极连接所述第一电容和所述第二电容的公共端；
所述第六开关模块为第六二极管，所述第六二极管的阴极连接所述第五二极管的阳极，所述第六二极管的阳极连接所述第三开关管和所述第四开关管的公共端。
基于以上提供的一种三电平谐振DCDC变换器，本申请还提供一种基于以上DCDC变换器的均压控制方法，即应用于以上的变换器，该方法包括：
获得所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压；
根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关的占空比和所述第四开关管的占空比，使所述第一电压和所述第二电压一致。
优选地，根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关的占空比和所述第四开关管的占空比，具体包括：
当所述第一电压大于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压；所述第四开关管的占空比变化量与所述差值正相关。
优选地，根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关的占空比和所述第四开关管的占空比，具体包括：
当所述第一电压小于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压；所述第一开关管的占空比变化量与所述差值正相关。
本申请实施例还提供一种光伏系统，包括以上介绍的DCDC变换器，还包括逆变器，DCDC变换器的输入端连接光伏阵列，DCDC变换器的输出端连接逆变器。其中光伏阵列可以包括多个光伏组串，例如包括多个光伏组串并联在一起。
与现有技术相比，本申请提供的方案具有以下优点：
根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关管的占空比和所述第四开关管的占空比，使所述第一电压和所述第二电压相等。例如，当第一电压大于第二电压时，减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压。当所述第一电压小于所述第二电容时，减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压。即通过调整T1和T4的占空比，来控制C1和C2的充放电，从而来调整C1和C2上的电压，从而实现C1和C2的均压。该方案不需要增加新的硬件电路，只要控制器通过控制即可实现均压。
附图说明
图1为现有技术提供的一种两电平谐振DCDC变换器拓扑图；
图2为本申请提供的一种三电平谐振DCDC变换器的拓扑图；
图3为本申请提供的又一种三电平谐振DCDC变换器的拓扑图；
图4为与图2对应的NPC型三电平谐振DCDC变换器的驱动时序图；
图5为V1>V2时的驱动时序图；
图6对应T4导通时的路径示意图；
图7对应T4关断时的路径示意图；
图8为V1<V2时的驱动时序图；
图9对应T1导通时的路径示意图；
图10对应T1关断时的路径示意图；
图11为本申请提供的控制器实现控制调节的示意图；
图12为本申请提供的控制方法的流程图。
具体实施方式
首先，为了使本领域技术人员更好地理解本申请提供的技术方案，下面先介绍三电平谐振DCDC变换器的拓扑以及工作原理。
参见图2，该图为本申请提供的一种三电平谐振DCDC变换器的拓扑图。
本实施例提供的三电平谐振DCDC变换器，包括：第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3、第四开关管T4、第一电容C1、第二电容C2、第五开关模块和第六开关模块组成三电平DCDC电路。图2中以第五开关模块和第六开关模块均为二极管为例进行说明，例如图2所示，分别为D5和D6。
所述第五二极管D5的负端连接所述第一开关管T1和所述第二开关管T2的公共端；所述第五二极管D5的正端连接所述第一电容C1和所述第二电容C2的公共端；
所述第六二极管D6的负端连接所述第五二极管D5的正端，所述第六二极管D6的正端连接所述第三开关管T3和所述第四开关管T4的公共端。
所述第一电容C1和所述第二电容C2串联在所述三电平谐振DCDC变换器的输入端；还包括：谐振电容Cr、谐振电感Lr、第一二极管D7、第二二极管D8、第三电容C3；即C1和C2串联后连接在正输入端和负输入端之间，其中C1靠近正输入端，C2靠近负输入端，即C1和C2串联后的电压为输入电压，即输入母线电压。T1、T2、T3和T4依次串联后并联在正输入端和负输入端，即C1和C2串联形成的第一支路与T1-T4串联形成的第二支路并联。Cr和Lr形成LC谐振电路。
所述第三电容C3并联在所述三电平谐振DCDC变换器的正输出端和负输出端之间；所述第一二极管D7和所述第二二极管D8串联后并联在所述第三电容C3的两端；C3上的电压是输出电压。
所述谐振电容Cr和所述谐振电感Lr串联后的第一端连接所述T2和T3的公共端，所述谐振电容Cr和所述谐振电感Lr串联后的第二端连接第一二极管D7和第二二极管D8的公共端。
T1-T6的电压应力均为输入母线电压的一半，从而可以选用耐压较小的器件。输入母线电压是C1和C2串联后的两端的电压，其中C1的第一端连接母线正输入端，C1的第二端连接C2的第一端，C2的第二端连接母线负输入端。图2中，第五开关模块和第六开关模块是以二极管为例进行的介绍。另外，第五开关模块和第六开关模块还可以为开关管，即可控开关管，通过控制可以实现二极管的功能即可。如图3所示，第五开关模块为第五开关管T5，第六开关模块为第六开关管T6。
本申请实施例中不具体限定T1-T6的具体实现形式，可以为IGBT、MOS等可控开关器件。
以上是三电平谐振DCDC变换器的具体连接结构，下面结合图4所示的驱动时序图介绍三电平谐振DCDC变换器的具体工作原理。
图3所示的变换器包括8种工作模态，下面分别分析：
工作模态1、2、3：
工作模态1、2、3为谐振电路从负半周切换到正半周的过渡过程。模态1初始时刻T4关断，之后T2开通，T3关断。在过渡过程中，谐振电流一直为0，不产生损耗。
工作模态4：
模态4开始T1开通，C1、C2通过T1、T2、Lr、Cr、D7回路对谐振电容Cr充电。半个谐振周期后，谐振电流降为0，由于此时谐振电容Cr的电压高于正输入母线电压，该状态将一直维持，直到T1关断。
工作模态5、6、7：
模态5、6、7为谐振电路从正半周切换到负半周的过渡过程。T1关断，T3开通，然后T2关断。
工作模态8：
模态8开始T4开通，谐振电容Cr通过Lr、T3、T4、C3、D8对C3放电。控制开关频率小于谐振电路的谐振频率，即可保证在T4关断时谐振电流已经降为0，实现软开关。
通过开关模态1-8，实现了能量从输入母线传递到谐振电容Cr，再到输出母线(C3的两端)的过程，由于可以控制开关管实现软开关，因此各个开关器件均只有导通损耗，没有开关损耗，大大提高了电路工作效率。
由于输入母线由C1、C2串联组成，当C1和C2的容值不相等存在偏差时，C1和C2上的电压出现不均压，这样会造成部分开关管的电压应力上升，从而影响变换器的正常运行。
本申请实施例提供的技术方案可以解决C1和C2不均压的问题，不必增加任何硬件电路，通过控制器控制开关管的占空比便可以自动实现C1和C2的均压，下面结合附图进行详细说明。
控制器，用于根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关管的占空比和所述第四开关管的占空比，使所述第一电压和所述第二电压一致，即C1和C2实现均压。
所述控制器，具体用于当所述第一电压大于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压；所述第四开关管的占空比减小量与所述差值正相关，即差值越大，则第四开关管的占空比被减小的越多。
具体实现时，可以实时或者周期性检测C1和C2上的电压，例如C1上的是第一电压V1，C2上的是第二电压V2，根据V1大于V2，还是V1小于V2来调整T1和T4的占空比，进而改变工作模态。
下面首先介绍V1>V2时：
控制器，具体减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压。
具体可以参见图5所示的V1>V2时的驱动时序图。
从图中可以看出，减小T4的占空比，即缩短T4对应的驱动信号的高电平持续时间，需要说明的是，时序图中以高电平对应各个管子导通为例进行介绍，同理，低电平对应各个管子断开。
减小T4的占空比，即控制T4提前关断，缩短其导通的时间，具体可以参见图6和图7所示的T4导通和T4关断对应的模态图。
当T4占空比减小到一定程度时，T4将在谐振电流还未到0时提前关断，从而使电流从T4换到D6回路，实现对C2的充电。
图6对应的是T4导通，此时的电流路径为：Cr-Lr-T3-T4-C3-D8-Cr，即Cr和Lr给C3充电。
图7对应的是T4断开，此时的电流路径为：Cr-Lr-T3-D6-C2-C3-D8，即Cr和Lr给C2和C3充电。
由于C2上的电压V2较低，因此，通过控制T4提前关断，进而可以给C2充电，来提高C2上的电压V2，使V2逼近V1，最终与V1相等，实现C1和C2的均压。
下面介绍介绍V1<V2时：
所述控制器，具体用于减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压。
所述控制器，具体用于当所述第一电压小于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压；占空比变化量与所述差值正相关，即差值越大，则第一开关管的占空比被减小的越多。
具体可以参见图8所示的V1<V2时的驱动时序图。
从图中可以看出，减小T1的占空比，即缩短T1对应的驱动信号的高电平持续时间，需要说明的是，时序图中以高电平对应各个管子导通为例进行介绍，同理，低电平对应各个管子断开。
减小T1的占空比，即控制T1提前关断，缩短其导通的时间，具体可以参见图9和图10所示的T1导通和T1关断对应的模态图。
当T1占空比减小到一定程度时，T1开始在谐振电流未下降到0时提前关断，此时电流会从T1换到D5回路，从而对C2放电。
图9对应的是T1导通，此时的电流路径为：C1-T1-T2-Lr-Cr-D7-C2，即C1和C2给Cr和Lr充电。
图10对应的是T1断开，此时的电流路径为：C2-D5-T2-Lr-Cr-D7-C2，即C2给Cr和Lr充电。
由于C2上的电压V2较高，因此，通过控制T1提前关断，进而给C2放电，降低C2上的电压V2，使V2逼近V1，最终与V1相等，实现C1和C2的均压。
以上仅是从原理上介绍了，通过V1和V2的大小关系来控制调整T1和T4的占空比，由于T1-T4均存在最大占空比，因此，减小T1时，由于T4受限于最大占空比，因此，T4的占空比不能再增加，可以保持不变。理想状态下，T1-T4的占空比可以均为50％，即0.5，但是实际工作时，各个管子之间存在死区时间，因此占空比一般都小于50％。
控制器具体根据V1和V2的大小关系来调整占空比，例如可以将V1和V2的差值进行闭环控制，进而控制输出给T1和T4的驱动信号的占空比，具体可以通过比例积分PI调节，也可以利用比例积分微分PID调节，还可以利用其它闭环控制的调节方式，本申请实施例中不做具体限定。
下面以控制器PI调节为例进行介绍。
具体参见图11，该图为本申请实施例提供的控制器实现控制调节的示意图。
控制器，具体用于获得所述第一电压和所述第二电压的差值，对所述差值进行比例积分调节或比例积分微分调节，获得占空比变化量，将所述变化量分别叠加到所述第一开关管的占空比和所述第四开关管的占空比，将变化后的第一开关管的占空比进行限幅后输出给所述第一开关管，将变化后的第四开关管的占空比进行限幅后输出给所述第四开关管。
由于T1和T4均存在最大占空比，因此，需要对调整后的占空比进行限幅，然后再输出实际的驱动信号。
图11以PI调节为例进行介绍，从图11所示的PI调节可以看出，C1的电压和C2的电压做差，即V1-V2，两者的差值经过PI调节输出占空比调节量d，d叠加到T1、T4原本的占空比上。当V2大于V1，d为负，故T1占空比减小，而T4受限于最大占空比，保持不变。反之，当V1大于V2，d为正，故T4占空比减小，而T1受限于最大占空比，保持不变。
本申请以上实施例提供的变换器，可以通过比较第一电容和第二电容的电压，根据两者的差值来闭环调整T1和T4的占空比，从而控制C1和C2的充放电，进而调整C1和C2上的电压，实现C1和C2的均压。
基于以上实施例提供的一种三电平谐振DCDC变换器，本申请实施例还提供一种针对三电平谐振DCDC变换器的控制方法，下面结合附图进行详细的介绍。
参见图12，该图为本申请提供的一种三电平谐振DCDC变换器的控制方法流程图。
本实施例提供的一种三电平谐振DCDC变换器的控制方法，应用于以上实施例介绍的变换器，该方法由以上实施例中的控制器来实现。
该方法包括：
S1201：获得所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压；
S1202：根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关的占空比和所述第四开关管的占空比，使所述第一电压和所述第二电压一致。
根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关的占空比和所述第四开关管的占空比，具体包括：
当所述第一电压大于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压；所述第四开关管的占空比变化量与所述差值正相关。
根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关的占空比和所述第四开关管的占空比，具体包括：
当所述第一电压小于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压；所述第一开关管的占空比变化量与所述差值正相关。
本申请以上实施例提供的变换器的控制方法，具体实现过程可以参见变换器实施例中控制器的具体描述，具体是可以通过比较第一电容和第二电容的电压，根据两者的差值来闭环调整T1和T4的占空比，从而控制C1和C2的充放电，进而调整C1和C2上的电压，实现C1和C2的均压。
基于以上实施例提供的一种变换器及控制方法，本申请实施例还提供一种光伏系统，包括以上实施例介绍的变换器，还包括光伏阵列和逆变器。
其中，DCDC变换器的输入端连接光伏阵列，DCDC变换器的输出端连接逆变器，逆变器用于将DCDC变换器输出的直流电逆变为交流后输出，可以输出给交流电网，也可以给用电设备。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
以上所述，仅是本申请的较佳实施例而已，并非对本申请作任何形式上的限制。虽然本申请已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本申请。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本申请技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本申请技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本申请技术方案的内容，依据本申请的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本申请技术方案保护的范围内。

Claims (10)

1.一种三电平谐振DCDC变换器，其特征在于，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电容、第二电容、第五开关模块和第六开关模块组成三电平DCDC电路，所述第一电容和所述第二电容串联在所述三电平谐振DCDC变换器的输入端；还包括：谐振电容、谐振电感、第一二极管、第二二极管、第三电容和控制器；
所述第一开关管的第一端和第二端分别连接所述三电平谐振DCDC变换器的正输入端和所述第二开关管的第一端，所述第二开关管的第二端连接所述第三开关管的第一端，所述第三开关管的第二端连接所述第四开关管的第一端，所述第四开关管的第二端连接所述三电平谐振DCDC变换器的负输入端；所述第五开关模块的第一端和第二端分别连接所述第一开关管的第二端和所述第六开关模块的第一端，所述第六开关模块的第二端连接所述第四开关管的第一端；所述第一电容和所述第二电容的公共端连接所述第五开关模块的第二端；所述三电平谐振DCDC变换器的正输出端和所述三电平谐振DCDC变换器的负输入端连接在一起；
所述第三电容并联在所述三电平谐振DCDC变换器的正输出端和负输出端之间；所述第一二极管和所述第二二极管串联后并联在所述第三电容的两端；
所述谐振电容和所述谐振电感串联后的第一端连接所述第二开关管和所述第三开关管的公共端，所述谐振电容和所述谐振电感串联后的第二端连接所述第一二极管和第二二极管的公共端；
所述控制器，用于根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关管的占空比和所述第四开关管的占空比，使所述第一电压和所述第二电压一致。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述控制器，具体用于当所述第一电压大于所述第二电压时，减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压。
3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述控制器，具体用于当所述第一电压大于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压；所述第四开关管的占空比变化量与所述差值正相关。
4.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述控制器，具体用于当所述第一电压小于所述第二电容时，减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压。
5.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于，所述控制器，具体用于当所述第一电压小于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压；所述第一开关管的占空比变化量与所述差值正相关。
6.根据权利要求1-5任一项所述的变换器，其特征在于，所述控制器，具体用于获得所述第一电压和所述第二电压的差值，对所述差值进行比例积分调节或比例积分微分调节，获得占空比变化量，将所述变化量分别叠加到所述第一开关管的占空比和所述第二开关管的占空比，将变化后的第一开关管的占空比进行限幅后输出给所述第一开关管，将变化后的第四开关管的占空比进行限幅后输出给所述第四开关管。
7.根据权利要求1-5任一项所述的变换器，其特征在于，所述第五开关模块为第五二极管，所述第五二极管的阴极连接所述第一开关管和所述第二开关管的公共端；所述第五二极管的阳极连接所述第一电容和所述第二电容的公共端；
所述第六开关模块为第六二极管，所述第六二极管的阴极连接所述第五二极管的阳极，所述第六二极管的阳极连接所述第三开关管和所述第四开关管的公共端。
8.一种三电平谐振DCDC变换器的均压控制方法，其特征在于，应用于权利要求1-7任一项所述的变换器，该方法包括：
获得所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压；
根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关管的占空比和所述第四开关管的占空比，使所述第一电压和所述第二电压一致。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关管的占空比和所述第四开关管的占空比，具体包括：
当所述第一电压大于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第四开关管的占空比，以增加所述第二电容的第二电压；所述第四开关管的占空比变化量与所述差值正相关。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，根据所述第一电容的第一电压和所述第二电容的第二电压的比较结果，调整所述第一开关管的占空比和所述第四开关管的占空比，具体包括：
当所述第一电压小于所述第二电压时，获得所述第一电压与所述第二电压的差值，根据所述差值减小所述第一开关管的占空比，以减小所述第二电容的第二电压；所述第一开关管的占空比变化量与所述差值正相关。
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