CN114039521A - 一种用于永磁同步电机的低载波比控制方法 - Google Patents

一种用于永磁同步电机的低载波比控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明实施例公开了一种用于永磁同步电机的低载波比控制方法，涉及永磁同步电机技术领域，能够解决低载波比工况下传统的PI调节器解耦性能变差以及控制延时增大导致电流环控制性能变差甚至失稳的问题。具体设计了一种具备数字控制延时补偿功能且d轴动态特性与q轴动态特性均可针对不同电机独立调节的电流调节器，提高了低载波比工况下电机控制系统的稳定性，且本发明中所使用的电感参数为查表所得，十分接近实际电机电感参数，减弱了本发明对电机电感参数的敏感性，进一步提高了低载波比工况下电机控制系统的稳定性。且本发明既适用于表贴式永磁同步电机，也适用于内置式永磁同步电机。

Description

一种用于永磁同步电机的低载波比控制方法
技术领域
本发明涉及永磁同步电机技术领域，尤其涉及一种用于永磁同步电机的低载波比控制方法。
背景技术
永磁同步电机以其高效率、高功率密度、高功率因数、高过载能力等优点被广泛使用在工业、电器、电动汽车以及电推进等领域。但受硅基功率器件性能的约束，为降低开关损耗，逆变器开关频率一般设置在10kHz左右。且在一些大功率应用场合如电推进应用中，为了降低重量以获得高功率密度，通常采用多对极结构电机以减小轭厚，最终造成电机基频较高，可达1kHz。基于以上两种情况，使得逆变器开关频率与电机频率之比，即载波比常低于10。
永磁同步电机传统的控制方法是在同步旋转dq坐标系下进行的，永磁同步电机在dq旋转坐标系中的数学模型并未做到dq轴间的完全解耦，从静止坐标系变换到dq旋转坐标系时产生了与速度相关的耦合项，低载波比工况下，dq解耦效果变差，导致dq轴电流在达到稳态前互相影响，产生明显振荡。其次，低载波比工况使得数字控制延时的影响变大，较大的数字控制延时降低了电流环带宽，使得电流环性能变差甚至不稳定。
由此可见，解决低载波比工况下，PI调节器解耦性能变差以及控制延时增大导致电流环控制性能变差甚至失稳的问题，成为了需要重点研发的方向。
发明内容
本发明的实施例提供一种用于永磁同步电机的低载波比控制方法，能够解决低载波比工况下，传统的PI调节器解耦性能变差以及控制延时增大导致电流环控制性能变差甚至失稳的问题。
为达到上述目的，本发明的实施例采用如下技术方案：
S1、数据采集过程，包括：实时采集永磁同步电机的转子位置，并得到所述永磁同步电机的转速和电角频率，同时还实时采集所述永磁同步电机的定子的三相电流，将所述三相电流经过变换处理后得到两相同步旋转坐标系下的定子电流；
S2、数据分析过程，包括：利用所述两相同步旋转坐标系下的定子电流、所述电角频率、所述永磁同步电机的电角度和控制周期，通过预设的表格数据和计算模型，最终获取两相静止坐标系下的电压指令；
S3、控制触发过程，包括：将所述两相静止坐标系下的电压指令输入矢量调制SVPWM模块，所述矢量调制SVPWM模块计算逆变器开关管的开通时间并输出与逆变器开关管的开通时间正相关的PWM，之后由PWM驱动逆变器工作。
其中，旋转变压器安装在所述永磁同步电机上，所述电流传感器串联在所述永磁同步电机的定子电流输入端。
所述实时采集永磁同步电机的转子位置，并得到所述永磁同步电机的转速和电角频率，包括：控制器通过所述旋转变压器与解码电路采集得到所述永磁同步电机的转子位置θ，经过微分处理后，得到永磁同步电机的转速ωm；将转子位置θ与电机极对数n相乘得到电机电角度θe，将永磁同步电机的转速ωm与电机极对数n相乘得到电机电角频率ωe，其中，θ与θe的关系为：θe＝n·θ，ωe与ωm的关系为：ωe＝n·ωm；
所述实时采集所述永磁同步电机的定子的三相电流，将所述三相电流经过变换处理后得到两相同步旋转坐标系下的定子电流，包括：通过电流传感器模块采样得到电机定子的相电流ia、ib、ic，其中，所述电流传感器模块串联在电机定子电流输入端，再经过Clark变换输出在αβ两相静止坐标系下的定子电流iα、iβ，之后经过Park变换输出dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id、iq。
在数据分析过程中，包括：将电机dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id与iq、电机电角频率ωe、控制周期Ts和电机电角度θe输入电感查表模块，所述电感查表模块输出的结果包括：电机d轴电感Ld和电机q轴电感Lq，查表所需的角度θ1＝θe+ωe*Ts；在电感查询表的过程中，查找与电机dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id、iq、角度θ1对应的d轴电感Ld(id，iq，θ1)和q轴电感Lq(id，iq，θ1)；之后，通过电机d轴电感Ld、电机q轴电感Lq、电机相电阻Rs、控制周期Ts和可调参数K，按照模型计算得到d轴控制系数Kd，q轴控制系数Kq，所述模型包括：
Figure BDA0003263277390000031
Figure BDA0003263277390000032
在数据分析过程中，还包括：在电流调节器模块中，将q轴电流基准iqref与q轴定子电流iq做差，将d轴电流基准idref与d轴定子电流id做差，得到q轴电流误差eq和d轴电流误差ed；进一步计算得到dq两相同步旋转坐标系下的电压指令ud，uq，其中
Figure BDA0003263277390000033
Figure BDA0003263277390000034
在数据分析过程中，还包括：在电压矢量角度调整模块中，对ud，uq的数字控制延时进行补偿并进行计算后，输出经过数字控制延时补偿后的电压指令ud*，uq*：
ud*＝ud·cosωeTs-uq·sinωeTs
uq*＝ud·sinωeTs+uq·cosωeTs。
在控制触发过程中包括：将电压矢量角度调整模块输出的经过数字控制延时补偿后的电压指令ud*，uq*输入反Park变换模块，经过反Park变换处理后，输出αβ两相静止坐标系下的电压指令uα、uβ；将αβ两相静止坐标系下的电压指令uα、uβ输入矢量调制SVPWM模块，并计算逆变器开关管的开通时间并输出与逆变器开关管的开通时间正相关的PWM，之后由PWM驱动逆变器工作。
该控制方法直接在离散时域中设计，并考虑内置式永磁同步电机不相等的dq轴电感对电机dq轴动态特性的影响与低载波比工况下数字控制延时对电流环带宽的影响，设计了一种具备数字控制延时补偿功能且d轴动态特性与q轴动态特性均可针对不同电机独立调节的电流调节器，提高了低载波比工况下电机控制系统的稳定性，且本发明中所使用的电感参数为查表所得，十分接近实际电机电感参数，减弱了本发明对电机电感参数的敏感性，进一步提高了低载波比工况下电机控制系统的稳定性。且本发明既适用于表贴式永磁同步电机，也适用于内置式永磁同步电机。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为本发明实施例提供的控制方法的总体逻辑示意图；
图2为本发明实施例提供的电流调节器控制框图；
图3为本发明实施例提供的永磁同步电机电感查表流程图；
图4为本发明实施例提供的电压矢量角度调整控制框图；
图5为本发明实施例提供的控制方法的流程图。
具体实施方式
为使本领域技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细描述。下文中将详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。应该理解，当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的任一单元和全部组合。本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
本发明实施例提供一种用于永磁同步电机的低载波比控制方法，包括：
S1、数据采集过程，包括：实时采集永磁同步电机的转子位置，并得到所述永磁同步电机的转速和电角频率，同时还实时采集所述永磁同步电机的定子的三相电流，将所述三相电流经过变换处理后得到两相同步旋转坐标系下的定子电流。
其中，旋转变压器安装在所述永磁同步电机上，所述电流传感器串联在所述永磁同步电机的定子电流输入端。
S2、数据分析过程，包括：利用所述两相同步旋转坐标系下的定子电流、所述电角频率、所述永磁同步电机的电角度和控制周期，通过预设的表格数据和计算模型，最终获取两相静止坐标系下的电压指令。
S2、控制触发过程，包括：将所述两相静止坐标系下的电压指令输入矢量调制SVPWM模块，所述矢量调制SVPWM模块计算逆变器开关管的开通时间并输出与逆变器开关管的开通时间正相关的PWM，之后由PWM驱动逆变器工作。
具体的，在S1数据采集过程中，所述实时采集永磁同步电机的转子位置，并得到所述永磁同步电机的转速和电角频率，包括：
控制器通过所述旋转变压器与解码电路采集得到所述永磁同步电机的转子位置θ，经过微分处理后，得到永磁同步电机的转速ωm。
将转子位置θ与电机极对数n相乘得到电机电角度θe，将永磁同步电机的转速ωm与电机极对数n相乘得到电机电角频率ωe，其中，θ与θe的关系为：θe＝n·θ，ωe与ωm的关系为：ωe＝n·ωm。
所述实时采集所述永磁同步电机的定子的三相电流，将所述三相电流经过变换处理后得到两相同步旋转坐标系下的定子电流，包括：通过电流传感器模块采样得到电机定子的相电流ia、ib、ic。
其中，所述电流传感器模块串联在电机定子电流输入端，再经过Clark变换输出定子电流在αβ两相静止坐标系iα、iβ，之后经过Park变换输出dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id、iq。
具体的，在S2数据分析过程中，可以根据id、iq、ωe、Ts、θe，电感查表模块输出对应的电机d轴电感Ld、电机q轴电感Lq，包括：
将电机dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id与iq、电机电角频率ωe、控制周期Ts和电机电角度θe输入电感查表模块，所述电感查表模块输出的结果包括：电机d轴电感Ld和电机q轴电感Lq，查表所需的角度θ1＝θe+ωe*Ts。实际应用中，电感查询表使用电机设计人员提供的参数表，或者通过试验获得。
在电感查表的过程中，查找与电机dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id、iq、角度θ1对应的d轴电感Ld(id，iq，θ1)和q轴电感Lq(id，iq，θ1)。
之后，通过电机d轴电感Ld、电机q轴电感Lq、电机相电阻Rs、控制周期Ts和可调参数K，按照模型计算得到d轴控制系数Kd，q轴控制系数Kq，所述模型包括：
Figure BDA0003263277390000071
Figure BDA0003263277390000072
进一步的：在电流调节器模块中，将q轴电流基准iqref与q轴定子电流iq做差，将d轴电流基准idref与d轴定子电流id做差，得到q轴电流误差eq和d轴电流误差ed。
进一步计算得到dq两相同步旋转坐标系下的电压指令ud，uq，其中
Figure BDA0003263277390000073
Figure BDA0003263277390000074
在电压矢量角度调整模块中，对ud，uq的数字控制延时进行补偿并进行计算后，输出经过数字控制延时补偿后的电压指令ud*，uq*：
ud*＝ud·cosωeTs-uq·sinωeTs
uq*＝ud·sinωeTs+uq·cosωeTs。
本实施例中电流调节器模块的输入是q轴电流基准iqref、d轴电流基准idref、Park变换模块输出的q轴定子电流iq、Park变换模块输出的d轴定子电流id、电机d轴电感Ld、电机q轴电感Lq、电机相电阻Rs、控制周期Ts、电机电角频率ωe。经电流调节器模块计算，输出dq两相同步旋转坐标系下的电压指令ud，uq。
电流调节器模块计算过程如下：
第一步，将q轴电流基准iqref与q轴定子电流iq做差，将d轴电流基准idref与d轴定子电流id做差，得到q轴电流误差eq，d轴电流误差ed。
第二步，按下列公式进行计算得到dq两相同步旋转坐标系下的电压指令ud，uq：
Figure BDA0003263277390000081
Figure BDA0003263277390000082
其中
Figure BDA0003263277390000083
表示积分，即：
Figure BDA0003263277390000084
表示将每个采样周期的
Figure BDA0003263277390000085
累加在一起。
Figure BDA0003263277390000086
表示将每个采样周期的
Figure BDA0003263277390000087
累加在一起。
电压矢量角度调整模块的输入是电机电角频率ωe、控制周期Ts、电流调节器模块输出的dq两相同步旋转坐标系下的电压指令ud，uq，对ud，uq的数字控制延时进行补偿，按下列公式计算，输出经过数字控制延时补偿后的电压指令ud*，uq*：
ud*＝ud·cosωeTs-uq·sinωeTs
uq*＝ud·sinωeTs+uq·cosωeTs
具体的，在S3控制触发过程中包括：
将电压矢量角度调整模块输出的经过数字控制延时补偿后的电压指令ud*，uq*输入反Park变换模块，经过反Park变换处理后，输出αβ两相静止坐标系下的电压指令uα、uβ。将αβ两相静止坐标系下的电压指令uα、uβ输入矢量调制SVPWM模块，并计算逆变器开关管的开通时间，之后输出至PWM驱动逆变器。
具体举例来说，本实施例的方案可以应用在永磁同步电机低载波比控制，该控制可以通过一种控制装置来实现，该控制装置可以按照功能划分为如下模块：旋转变压器与解码电路模块(1)、电流传感器模块(2)、Clark变换模块(3)、Park变换模块(4)、电感查表模块(5)、系数计算模块(6)、电流调节器模块(7)、电压矢量角度调整模块(8)、反Park变换模块(9)、矢量调制SVPWM模块(10)。其中：
1)旋转变压器与解码电路模块
旋转变压器安装在永磁同步电机上，控制器通过旋转变压器与解码电路采集得到永磁同步电机的转子位置θ，经过微分，可以得到永磁同步电机的转速ωm，转子位置θ与电机极对数n相乘得到电机电角度θe，永磁同步电机的转速ωm与电机极对数n相乘可以得到电机电角频率ωe。
θ与θe存在以下关系：θe＝n·θ；
ωe与ωm存在以下关系：ωe＝n·ωm；
2)电流传感器模块
电流传感器模块串联在电机定子电流输入端，通过电流传感器采样得到电机定子的相电流ia、ib、ic；
3)Clark变换模块
电流传感器采集定子的相电流得到ia、ib、ic，然后经过Clark变换输出定子电流在αβ两相静止坐标系iα、iβ；
4)Park变换模块
Clark变换模块得到的iα、iβ，经过Park变换输出dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id、iq；
5)电感查表模块
电感查表模块的输入是电机dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id与iq、电机电角频率ωe、控制周期Ts、电机电角度θe，根据id、iq、ωe、Ts、θe，电感查表模块输出对应的电机d轴电感Ld、电机q轴电感Lq，查表步骤如下：
第一步，计算查表所需的角度θ1：θ1＝θe+ωe*Ts；
第二步，在电感查询表中查找与电机dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id、iq、角度θ1对应的d轴电感Ld(id，iq，θ1)和q轴电感Lq(id，iq，θ1)；
其中电感查询表使用电机设计人员提供的参数表，或者通过试验获得；
6)系数计算模块
通过电机d轴电感Ld、电机q轴电感Lq、电机相电阻Rs、控制周期Ts与一可调参数K按下列公式计算得到d轴控制系数Kd，q轴控制系数Kq：
Figure BDA0003263277390000101
Figure BDA0003263277390000102
7)电流调节器模块
电流调节器模块的输入是q轴电流基准iqref、d轴电流基准idref、Park变换模块输出的q轴定子电流iq、Park变换模块输出的d轴定子电流id、电机d轴电感Ld、电机q轴电感Lq、电机相电阻Rs、控制周期Ts、电机电角频率ωe。经电流调节器模块计算，输出dq两相同步旋转坐标系下的电压指令ud，uq；
电流调节器模块计算过程如下：
第一步，将q轴电流基准iqref与q轴定子电流iq做差，将d轴电流基准idref与d轴定子电流id做差，得到q轴电流误差eq，d轴电流误差ed；
第二步，按下列公式进行计算得到dq两相同步旋转坐标系下的电压指令ud，uq：
Figure BDA0003263277390000111
Figure BDA0003263277390000112
其中
Figure BDA0003263277390000113
表示积分，即：
Figure BDA0003263277390000114
表示将每个采样周期的
Figure BDA0003263277390000115
累加在一起；
Figure BDA0003263277390000116
表示将每个采样周期的
Figure BDA0003263277390000117
累加在一起；
8)电压矢量角度调整模块
电压矢量角度调整模块的输入是电机电角频率ωe、控制周期Ts、电流调节器模块输出的dq两相同步旋转坐标系下的电压指令ud，uq，对ud，uq的数字控制延时进行补偿，按下列公式计算，输出经过数字控制延时补偿后的电压指令ud*，uq*：
ud*＝ud·cosωeTs-uq·sinωeTs
uq*＝ud·sinωeTs+uq·cosωeTs
9)反Park变换模块
反Park换模块的输入是电压矢量角度调整模块输出的dq经过数字控制延时补偿后的电压指令ud*，uq*。电压指令ud*，uq*经过反Park变换，输出αβ两相静止坐标系下的电压指令uα、uβ；
10)矢量调制SVPWM模块
矢量调制SVPWM模块的输入是反Park变换输出的αβ两相静止坐标系下的电压矢量uα、uβ。根据αβ两相静止坐标系下的电压矢量uα、uβ计算逆变器开关管的开通时间并输出对应的PWM驱动逆变器工作。
本实施例的方案，可以解决低载波比工况下，传统的PI调节器解耦性能变差以及控制延时增大导致电流环控制性能变差甚至失稳的问题，提供一种永磁同步电机低载波比控制方法。该控制方法直接在离散时域中设计，并考虑内置式永磁同步电机不相等的dq轴电感对电机dq轴动态特性的影响与低载波比工况下数字控制延时对电流环带宽的影响，设计了一种具备数字控制延时补偿功能且d轴动态特性与q轴动态特性均可针对不同电机独立调节的电流调节器，提高了低载波比工况下电机控制系统的稳定性，且本发明中所使用的电感参数为查表所得，十分接近实际电机电感参数，减弱了本发明对电机电感参数的敏感性，进一步提高了低载波比工况下电机控制系统的稳定性。且本发明既适用于表贴式永磁同步电机，也适用于内置式永磁同步电机。
具体来说，本实施例至少具有以下优点：
(1)本发明控制系统所使用的电感参数为查表所得，且本发明的电流调节器是在离散时域中直接设计，更精确地对电机控制系统的极点进行补偿，减弱了控制器对电机电阻、电感等参数的敏感性；
(2)本发明引入电压矢量角度调整模块对数字控制延时进行补偿，提高了低载波比工况下电机控制系统的稳定性；
(3)本发明的电流调节器模块的控制参数只需要确定与带宽相关的一个参数K，比例、积分、解耦系数可以在线计算，相较于传统的需要确定四个控制参数Kdp、Kqp、Kdi、Kqi的比例积分调节器，不仅提高了控制性能，而且设计变得更加方便；
(4)使用本发明的算法可以提高低载波比工况下电机控制系统的稳定性，允许电机运行于更高转速，允许逆变器以更低开关频率工作以进一步减少损耗。
本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于设备实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种用于永磁同步电机的低载波比控制方法，其特征在于，包括：
S1、数据采集过程，包括：实时采集永磁同步电机的转子位置，并得到所述永磁同步电机的转速和电角频率，同时还实时采集所述永磁同步电机的定子的三相电流，将所述三相电流经过变换处理后得到两相同步旋转坐标系下的定子电流；
S2、数据分析过程，包括：利用所述两相同步旋转坐标系下的定子电流、所述电角频率、所述永磁同步电机的电角度和控制周期，通过预设的表格数据和计算模型，最终获取两相静止坐标系下的电压指令；
S3、控制触发过程，包括：将所述两相静止坐标系下的电压指令输入矢量调制SVPWM模块，所述矢量调制SVPWM模块计算逆变器开关管的开通时间并输出与逆变器开关管的开通时间正相关的PWM，之后由PWM驱动逆变器工作。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，旋转变压器安装在所述永磁同步电机上，所述电流传感器串联在所述永磁同步电机的定子电流输入端。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述实时采集永磁同步电机的转子位置，并得到所述永磁同步电机的转速和电角频率，包括：
控制器通过所述旋转变压器与解码电路采集得到所述永磁同步电机的转子位置θ，经过微分处理后，得到永磁同步电机的转速ωm；
将转子位置θ与电机极对数n相乘得到电机电角度θe，将永磁同步电机的转速ωm与电机极对数n相乘得到电机电角频率ωe，其中，θ与θe的关系为：θe＝n·θ，ωe与ωm的关系为：ωe＝n·ωm。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述实时采集所述永磁同步电机的定子的三相电流，将所述三相电流经过变换处理后得到两相同步旋转坐标系下的定子电流，包括：
通过电流传感器模块采样得到电机定子的相电流ia、ib、ic，其中，所述电流传感器模块串联在电机定子电流输入端，再经过Clark变换输出在αβ两相静止坐标系下的定子电流iα、iβ，之后经过Park变换输出dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id、iq。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在数据分析过程中，包括：
将电机dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id与iq、电机电角频率ωe、控制周期Ts和电机电角度θe输入电感查表模块，所述电感查表模块输出的结果包括：电机d轴电感Ld和电机q轴电感Lq，查表所需的角度θ1＝θe+ωe*Ts；
在电感查询表的过程中，查找与电机dq两相同步旋转坐标系下的定子电流id、iq、角度θ1对应的d轴电感Ld(id，iq，θ1)和q轴电感Lq(id，iq，θ1)；
之后，通过电机d轴电感Ld、电机q轴电感Lq、电机相电阻Rs、控制周期Ts和可调参数K，按照模型计算得到d轴控制系数Kd，q轴控制系数Kq，所述模型包括：
Figure FDA0003263277380000021
Figure FDA0003263277380000022
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，在数据分析过程中，还包括：
在电流调节器模块中，将q轴电流基准iqref与q轴定子电流iq做差，将d轴电流基准idref与d轴定子电流id做差，得到q轴电流误差eq和d轴电流误差ed；
进一步计算得到dq两相同步旋转坐标系下的电压指令ud，uq，其中
Figure FDA0003263277380000031
Figure FDA0003263277380000032
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，在数据分析过程中，还包括：
在电压矢量角度调整模块中，对ud，uq的数字控制延时进行补偿并进行计算后，输出经过数字控制延时补偿后的电压指令ud*，uq*：
ud*＝ud·cosωeTs-uq·sinωeTs
uq*＝ud·sinωeTs+uq·cosωeTs。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，在控制触发过程中包括：
将电压矢量角度调整模块输出的经过数字控制延时补偿后的电压指令ud*，uq*输入反Park变换模块，经过反Park变换处理后，输出αβ两相静止坐标系下的电压指令uα、uβ；
将αβ两相静止坐标系下的电压指令uα、uβ输入矢量调制SVPWM模块，并计算逆变器开关管的开通时间并输出与逆变器开关管的开通时间正相关的PWM，之后由PWM驱动逆变器工作。
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