CN114039483B - 带自动箝位输出的同步升压dcdc电路及其保护方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了带自动箝位输出的同步升压DCDC电路及其保护方法，带自动箝位输出的同步升压DCDC电路，用于实时检测输出端的输出电压并且对输出电压进行自动箝位保护，包括第一电压比较器、第二电压比较器、第一双输入与门、低侧开关管、反相器、双输入或门、第二双输入与门、高侧整流管、电阻R12、电阻R13和电阻R14。本发明公开的带自动箝位输出的同步升压DCDC电路及其保护方法，其克服当前设备上，使用同步升压DCDC芯片为感性负载供电时，同步升压DCDC的输出端Pout电压被冲高，从而损坏同步升压DCDC和由输出端Pout供电的其余电路的缺陷。
Description
技术领域
本发明属于模拟集成电路技术领域，具体涉及一种带自动箝位输出的同步升压DCDC电路和一种带自动箝位输出的同步升压DCDC保护方法。
背景技术
近年来，便携式设备应用越来越广泛，这些设备大部分采用锂电池供电。单节锂电池最高电压在4.2V，大部分的便携设备为了满足系统供电的需求，内部都会用到一个DCDC升压芯片来抬升系统供电电压，如升压到5～7V。DCDC输出Pout的负载各种各样，如果负载是带感性，如电动机或者扬声器，系统在工作的时候会遇到感性负载的电流往DCDC的输出端Pout流动的情况，造成冲高Pout电压，Pout电压如果冲的过高会损坏DCDC和由Pout供电的其余电路。
因此应用设计上Pout一般会加大电容来过滤感性负载上的电流，减小Pout上的电压毛刺。但是Pout上加的大电容会增加成本和系统方案的体积。
因此，针对上述问题，予以进一步改进。
发明内容
本发明的主要目的在于提供带自动箝位输出的同步升压DCDC电路及其保护方法，其克服当前设备上，使用同步升压DCDC芯片为感性负载供电时，同步升压DCDC的输出端Pout电压被冲高，从而损坏同步升压DCDC和由输出端Pout供电的其余电路的缺陷。
本发明的另一目的在于提供带自动箝位输出的同步升压DCDC电路及其保护方法，其通过实时检测同步升压DCDC的输出端Pout的电压，箝位Pout上过高的电压毛刺，从而保护同步升压DCDC芯片和由Pout供电的其余电路，本发明能省去同步升压DCDC输出Pout上的大体积电容，同时箝位Pout上的毛刺电压峰值在一个固定的安全值。
为达到以上目的，本发明提供一种带自动箝位输出的同步升压DCDC电路，用于实时检测输出端的输出电压并且对输出电压进行自动箝位保护，包括第一电压比较器、第二电压比较器、第一双输入与门、低侧开关管、反相器、双输入或门、第二双输入与门、高侧整流管、电阻R12、电阻R13和电阻R14，其中：
所述电阻R12和所述电阻R13的共接端输出第一电压Vf1，所述第一电压Vf1与所述第一电压比较器的负极输入端电性连接并且所述第一电压比较器的正极输入端连接基准电压(Vref)，所述电阻R13和所述电阻R14的共接端输出第二电压Vf2，所述第二电压Vf2与所述第二电压比较器的负极输入端电性连接并且所述第二电压比较器的正极输入端连接基准电压(Vref)；
所述第一电压比较器的输出端一路连接所述第一双输入与门的第二输入端电性连接并且所述第一电压比较器的输出端另一路通过所述反相器与所述双输入或门的第二输入端电性连接，所述第二电压比较器的输出端与所述第二双输入与门的第二输入端电性连接；
所述第一双输入与门的输出端与所述低侧开关管的栅极电性连接并且所述低侧开关管的漏极与所述高侧整流管的源极电性连接，所述高侧整流管的漏极输出输出电压(Pout)，所述双输入或门的输出端与所述第二双输入与门的第一输入端电性连接并且所述第二双输入与门的输出端与所述高侧整流管的栅极电性连接。
作为上述技术方案的进一步优选的技术方案，所述高侧整流管的漏极还依次通过电阻R10和电阻R11接地，所述低侧开关管的源极通过电阻R1接地并且所述低侧开关管的漏极还通过电感L接电源端VCC。
作为上述技术方案的进一步优选的技术方案，带自动箝位输出的同步升压DCDC电路还包括误差放大器、第三电压比较器和第四电压比较器，其中：
所述误差放大器的正极输入端连接基准电压(Vref)并且所述误差放大器的负极输入端连接所述电阻R10和所述电阻R11的共接端(FB，电压反馈信号)，以输出误差比较结果到所述第三电压比较器；
所述误差放大器的输出端与所述第三电压比较器的负极输入端电性连接并且所述第三电压比较器的输出端与双输入或非门的第一输入端电性连接，所述第四电压比较器的输出端与所述双输入或非门的第二输入端电性连接并且所述第三电压比较器的正极输入端和所述第四电压比较器的正极输入端均与所述低侧开关管的源极电性连接；
所述双输入或非门的输出端与PWM产生电路的输入端电性连接(PWM产生电路的输入端还连接系统时钟)，所述PWM产生电路的第一输出端与所述第一双输入与门的第一输入端电性连接并且所述PWM产生电路的第二输出端与所述双输入或门的第一输入端电性连接，所述PWM产生电路用于输出频率固定和占空比自动调节的PWM方波。
作为上述技术方案的进一步优选的技术方案，带自动箝位输出的同步升压DCDC电路还包括用于限制所述低侧开关管的电流限制模块，所述电流限制模块包括产生基准控制电流的电流源和电阻R2，所述电流源产生的基准控制电流通过所述电阻R2接地并且将产生的限流控制信号(Climit)输出到所述第四电压比较器的负极输入端；
低侧开关管打开时，流入低侧开关管的电流被(检流)电阻R1检测并且转为电压信号，当电压信号大于产生的限流控制信号时，低侧开关管的栅极变为低状态并且同时高侧整流管的栅极变为高状态，以使得限制输出电压转换过程中低侧开关管流过的最大电流，从而限制浪涌。
为达到以上目的，本发明提供用于实施带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的一种带自动箝位输出的同步升压DCDC保护方法，用于实时检测同步升压DCDC电路的输出端的输出电压并且对输出电压进行自动箝位保护，包括以下步骤：
步骤S1：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压(Pout)的电压值上升并且第一电压Vf1高于基准电压(Vref)时，第一电压比较器的输出端输出信号为0，以使得第一双输入与门的输出端的输出信号也为0，从而低侧开关管被关断；
同时，反相器的输出端输出信号为高，以使得双输入或门的输出端输出信号也为高，如果第二电压Vf2低于基准电压，则第二电压比较器的输出端输出信号为高，以使得第二双输入与门的输出端输出信号也为高，从而高侧整流管被关断，低侧开关管和高侧整流管同时被关断时，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于高阻态；
步骤S2：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压(Pout)的电压值继续上升并且第二电压Vf2高于基准电压(Vref)时，由于第一电压Vf1的电压比第二电压Vf2的电压高，因此低侧开关管仍被关断，第二电压比较器的输出端输出信号变为0，以使得第二双输入与门的输出端的输出信号也为0，从而高侧整流管被打开，以使得输出电压通过电感L向电源端VCC放电从而降低输出电压，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于输出电压箝位保护状态；
步骤S3：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压(Pout)的电压值下降，第二电压Vf2低于基准电压(Vref)并且第一电压Vf1仍高于基准电压时，低侧开关管被关断，第二电压比较器的输出端输出信号为高，以使得第二双输入与门的输出端输出信号也为高，从而高侧整流管被关断，低侧开关管和高侧整流管同时被关断时，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于高阻态；
步骤S4：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压(Pout)的电压值继续下降并且第一电压Vf1低于基准电压(Vref)时，第一电压比较器的输出端输出信号为高，以使得第一双输入与门的输出受PWM产生电路控制，从而使得低侧开关管的开关状态受PWM产生电路控制；
同时，反相器的输出端输出信号为0，以使得双输入或门的输出端输出信号受PWM产生电路控制，由于第二电压Vf2仍低于基准电压，则第二电压比较器的输出端输出信号维持高，并且第二双输入与门的输出受双输入或门的输出控制，从而使得高侧整流管的开关状态受PWM产生电路控制，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于正常工作状态。
本发明的有益效果在于：
1、本发明提出的自动箝位输出端电压保护功能，极大地改善了目前采用DCDC升压芯片为带感性负载的功率放大器供电方案的可靠性，同步升压DCDC输出Pout电压被可靠地箝位在安全电压。
2、本发明提出的自动箝位输出端电压保护功能，可以在箝位保护同步升压DCDC输出Pout电压的同时不牺牲效率，当箝位发生时，Pout通过电感向VCC放电，放电能量被存储在电感上，不会导致效率的损失。
附图说明
图1是本发明的带自动箝位输出的同步升压DCDC电路及其保护方法的结构示意图。
图2是本发明的带自动箝位输出的同步升压DCDC电路及其保护方法的结构示意图。
附图标记包括：101、误差放大器；102、第三电压比较器；103、第四电压比较器；104、双输入或非门；105、PWM产生电路；106、第一双输入与门；107、双输入或门；1080、第二双输入与门；109、高侧整流管；110、低侧开关管；111、第一电压比较器；112、第二电压比较器；113、反相器；114、电阻R10；115、电阻R11；116、电阻R12；117、电阻R13、118、电阻R14；119、电流限制模块。
具体实施方式
以下描述用于揭露本发明以使本领域技术人员能够实现本发明。以下描述中的优选实施例只作为举例，本领域技术人员可以想到其他显而易见的变型。在以下描述中界定的本发明的基本原理可以应用于其他实施方案、变形方案、改进方案、等同方案以及没有背离本发明的精神和范围的其他技术方案。
在本发明的优选实施例中，本领域技术人员应注意，本发明所涉及的感性负载、便携式设备等可被视为现有技术。
优选实施例。
本发明公开了一种带自动箝位输出的同步升压DCDC电路，用于实时检测输出端的输出电压并且对输出电压进行自动箝位保护，包括第一电压比较器111、第二电压比较器112、第一双输入与门106、低侧开关管110、反相器113、双输入或门107、第二双输入与门108、高侧整流管109、电阻R12(116)、电阻R13(117)和电阻R14(118)，其中：
所述电阻R12和所述电阻R13的共接端输出第一电压Vf1，所述第一电压Vf1与所述第一电压比较器的负极输入端电性连接并且所述第一电压比较器的正极输入端连接基准电压(Vref)，所述电阻R13和所述电阻R14的共接端输出第二电压Vf2，所述第二电压Vf2与所述第二电压比较器的负极输入端电性连接并且所述第二电压比较器的正极输入端连接基准电压(Vref)；
所述第一电压比较器的输出端一路连接所述第一双输入与门的第二输入端电性连接并且所述第一电压比较器的输出端另一路通过所述反相器与所述双输入或门的第二输入端电性连接，所述第二电压比较器的输出端与所述第二双输入与门的第二输入端电性连接；
所述第一双输入与门的输出端与所述低侧开关管的栅极电性连接并且所述低侧开关管的漏极与所述高侧整流管的源极电性连接，所述高侧整流管的漏极输出输出电压(Pout)，所述双输入或门的输出端与所述第二双输入与门的第一输入端电性连接并且所述第二双输入与门的输出端与所述高侧整流管的栅极电性连接。
具体的是，所述高侧整流管的漏极还依次通过电阻R10和电阻R11接地，所述低侧开关管的源极通过电阻R1接地并且所述低侧开关管的漏极还通过电感L接电源端VCC。
更具体的是，带自动箝位输出的同步升压DCDC电路还包括误差放大器101、第三电压比较器102和第四电压比较器103，其中：
所述误差放大器的正极输入端连接基准电压(Vref)并且所述误差放大器的负极输入端连接所述电阻R10和所述电阻R11的共接端(FB，电压反馈信号)，以输出误差比较结果到所述第三电压比较器；
所述误差放大器的输出端与所述第三电压比较器的负极输入端电性连接并且所述第三电压比较器的输出端与双输入或非门104的第一输入端电性连接，所述第四电压比较器的输出端与所述双输入或非门104的第二输入端电性连接并且所述第三电压比较器的正极输入端和所述第四电压比较器的正极输入端均与所述低侧开关管的源极电性连接；
所述双输入或非门的输出端与PWM产生电路105的输入端电性连接(PWM产生电路的输入端还连接系统时钟)，所述PWM产生电路105的第一输出端与所述第一双输入与门的第一输入端电性连接并且所述PWM产生电路的第二输出端与所述双输入或门的第一输入端电性连接，所述PWM产生电路用于输出频率固定和占空比自动调节的PWM方波。
进一步的是，带自动箝位输出的同步升压DCDC电路还包括用于限制所述低侧开关管的电流限制模块119，所述电流限制模块包括产生基准控制电流的电流源和电阻R2，所述电流源产生的基准控制电流通过所述电阻R2接地并且将产生的限流控制信号(Climit)输出到所述第四电压比较器的负极输入端；
低侧开关管打开时，流入低侧开关管的电流被(检流)电阻R1检测并且转为电压信号，当电压信号大于产生的限流控制信号时，低侧开关管的栅极变为低状态并且同时高侧整流管的栅极变为高状态，以使得限制输出电压转换过程中低侧开关管流过的最大电流，从而限制浪涌。
本发明还公开了用于实施带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的一种带自动箝位输出的同步升压DCDC保护方法，用于实时检测同步升压DCDC电路的输出端的输出电压并且对输出电压进行自动箝位保护，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压(Pout)的电压值上升并且第一电压Vf1高于基准电压(Vref)时，第一电压比较器的输出端输出信号为0，以使得第一双输入与门的输出端的输出信号也为0，从而低侧开关管被关断；
同时，反相器的输出端输出信号为高，以使得双输入或门的输出端输出信号也为高，如果第二电压Vf2低于基准电压，则第二电压比较器的输出端输出信号为高，以使得第二双输入与门的输出端输出信号也为高，从而高侧整流管被关断，低侧开关管和高侧整流管同时被关断时，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于高阻态；
步骤S2：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压(Pout)的电压值继续上升并且第二电压Vf2高于基准电压(Vref)时，由于第一电压Vf1的电压比第二电压Vf2的电压高，因此低侧开关管仍被关断，第二电压比较器的输出端输出信号变为0，以使得第二双输入与门的输出端的输出信号也为0，从而高侧整流管被打开，以使得输出电压通过电感L向电源端VCC放电从而降低输出电压，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于输出电压箝位保护状态；
步骤S3：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压(Pout)的电压值下降，第二电压Vf2低于基准电压(Vref)并且第一电压Vf1仍高于基准电压时，低侧开关管被关断，第二电压比较器的输出端输出信号为高，以使得第二双输入与门的输出端输出信号也为高，从而高侧整流管被关断，低侧开关管和高侧整流管同时被关断时，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于高阻态；
步骤S4：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压(Pout)的电压值继续下降并且第一电压Vf1低于基准电压(Vref)时，第一电压比较器的输出端输出信号为高，以使得第一双输入与门的输出受PWM产生电路控制，从而使得低侧开关管的开关状态受PWM产生电路控制；
同时，反相器的输出端输出信号为0，以使得双输入或门的输出端输出信号受PWM产生电路控制，由于第二电压Vf2仍低于基准电压，则第二电压比较器的输出端输出信号维持高，并且第二双输入与门的输出受双输入或门的输出控制，从而使得高侧整流管的开关状态受PWM产生电路控制，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于正常工作状态。
优选地，本发明的原理为：
图1所示的01模块是一种实时检测输出端电压、带自动箝位输出端电压保护功能的同步升压DCDC芯片架构框图。图1所示02模块是外部功率放大器及其感性负载，图中感性负载以扬声器为例。图1所示的01模块为同步升压DCDC主体电路，输出特定的电压信号Pout，然后给02模块中的功率放大器供电。
同步升压DCDC主体电路，如图2所示。
如图2所示，101部件是一个误差放大器，正端输入接电压基准信号Vref，负端接输出电压反馈信号FB，输出误差比较结果。
如图2所示，102，103部件是电压比较器，102比较器负输入端接101部件的输出误差比较结果，正输入端接Risense的正端。103比较器的负输入端接119部件的输出Climit，正输入端接Risense的正端。
如图2所示，104部件为一个双输入的或非门，输入分别接102部件和103部件的输出。
如图2所示，105部件为一个PWM产生电路，输入接104部件双输入或非门的输出与系统时钟，输出为频率固定、占空比自动调节的PWM方波。
如图2所示，106部件是双输入与门，功能为带使能的PWM信号驱动器，输入分别接105部件的输出，以及111部件的输出，106部件的输出用于驱动110部件(低侧开关管)的栅极。
如图2所示，108部件是双输入与门，功能为带使能的PWM信号驱动器，输入分别接107部件的输出，以及113部件的输出，108部件的输出用于驱动109部件(高侧整流管)的栅极。
如图2所示，110部件是低侧开关管，本方案中选用NMOS，栅极接106部件输出，源端通过一个电流检测电阻R1接地，漏端通过电感接电源VCC。109部件是高侧整流管，本方案中选用PMOS，栅极接108部件输出，源极与110低侧开关管的漏极连接在一起，通过电感接电源VCC，漏极为系统输出电压Pout。如图所示的R1电阻串接在110部件低侧开关管源端与地之间，用于检测流过110低侧管的电流值。
如图2所示，114部件,115部件分别为电阻R10，R11，两个电阻串联在Pout与地之间，电阻中间抽头信号FB为电压反馈信号，输入到101部件的负端输入端。
如图2所示，119部件为110部件(低侧开关管)电流限制模块。部件产生基准控制电流，基准控制电流通过电阻R2流到地，产生限流控制信号Climit，Climit输入到103部件电压比较器的负端输入。当110部件(低侧开关管)打开时，流入110部件(低侧开关管)的电流被检流电阻R1检测并转为电压信号，当这个电压大于Climit所设定的电压时110部件(低侧开关管)的栅极将变为低，同时109部件(高侧整流管)的栅极将变为高。这样就限制了输出电压转换过程中110开关管流过的最大电流，限制了浪涌。
如图2所示，116部件,117部件,118部件分别为电阻R12，R13，R14，三个电阻顺序串联在Pout与地之间，电阻之间抽头信号分别为Vf1，Vf2，为电压反馈信号，Vf1输入到111部件的负端输入端，Vf2输入到112部件的负端输入端。
如图2所示，111，112部件是电压比较器，111比较器负输入端接信号Vf1，正输入端接电压基准信号Vref。112比较器的负输入端接信号Vf2，正输入端接电压基准信号Vref。
如图2所示，113部件为一个反相器，输入111部件的输出。
如图2所示，107部件为一个双输入的或门，输入分别接113部件的输出，以及105部件的输出，输出接108部件的输入，用于控制109部件(高侧整流管)的开关逻辑。
如图2所示，Vf1电压比Vf2电压高。当同步升压DCDC输出电压Pout电压值上升，使Vf1电压高于基准电压Vref时，111部件电压比较器输出信号为0，使106部件双输入与门的输出也变成0，110部件(低侧开关管)被关断。同时，113部件反相器的输出为高，107部件双输入或门的输出为高。此时，如果Vf2电压低于基准电压Vref，112部件电压比较器输出信号为高，108部件双输入与门的输出为高，109部件(高侧整流管)被关断。这种情况下110部件(低侧开关管)和109部件(高侧整流管)同时被关断。同步升压DCDC处于高阻态。
如图2所示，如果同步升压DCDC输出电压Pout电压值继续上升，111部件电压比较器输出信号仍然为0，使106部件双输入与门的输出也维持0，110部件(低侧开关管)保持关断。当Vf2电压高于基准电压Vref，112部件电压比较器输出信号变为0，108部件双输入与门的输出变为0，109部件(高侧整流管)被打开。这时候就可以通过109部件(高侧整流管)和电感，由Pout向电源VCC放电，使得Pout的电压降低。同步升压DCDC处于输出Pout箝位保护状态。
如图2所示，当同步升压DCDC输出电压Pout电压值下降，111部件电压比较器输出信号仍然为0，使106部件双输入与门的输出也维持0，110部件(低侧开关管)保持关断。当Vf2电压低于基准电压Vref，112部件电压比较器输出信号变为高，108部件双输入与门的输出变为高，109部件(高侧整流管)被关断。同步升压DCDC处于高阻态。
如图2所示，当同步升压DCDC输出电压Pout电压值继续下降，使Vf1电压低于基准电压Vref时，111部件电压比较器输出信号为高，使106部件双输入与门的输出受105部件PWM产生电路控制，110部件(低侧开关管)的开关状态受05部件PWM产生电路控制。103部件反相器的输出变成0，107部件双输入或门的输出受05部件PWM产生电路控制。Vf2电压仍低于基准电压Vref，112部件电压比较器输出信号维持高，108部件双输入与门的输出受107部件双输入或门输出控制，因此，109部件(高侧整流管)的开关状态受05部件PWM产生电路控制。同步升压DCDC为正常工作状态。
如图1所示的同步升压DCDC芯片，输出电压Pout＝Vref*(1+R10/R11)。
如图1所示的同步升压DCDC芯片，低侧开关管限流值由119部件产生的Climit信号控制，防止电流过大造成损坏。
如图1所示的同步升压DCDC芯片，电阻串R12，R13，R14串接在DCDC输出电压Pout与地之间，得到分压信号Vf1和Vf2，Vf1设定DCDC输出电压Pout的过压值，Vf2设定DCDC输出电压Pout的箝位值。
作为举例，由R10，R11设定的输出电压Pout为6V，由Vf1设定的输出电压Pout的过压值为6.6V，由Vf2设定的输出电压Pout的箝位值为7.2V。
本发明适用于所有需要对同步升压DCDC的输出电压Pout进行箝位保护的场合，尤其是Pout需要带感性负载的应用。
本发明涉及的输出箝位保护电路适用于电感同步升压DCDC，但不仅仅适用于电感同步升压DCDC，类似的电感异步升压DCDC，无电感电荷泵升压DCDC等同样适用。
本发明涉及的输出箝位保护电路中使用的109部件高侧整流管为PMOS，但NMOS同样适用。
值得一提的是，本发明专利申请涉及的感性负载、便携式设备等技术特征应被视为现有技术，这些技术特征的具体结构、工作原理以及可能涉及到的控制方式、空间布置方式采用本领域的常规选择即可，不应被视为本发明专利的发明点所在，本发明专利不做进一步具体展开详述。
对于本领域的技术人员而言，依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或对其中部分技术特征进行等同替换，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围。
Claims (2)
1.一种带自动箝位输出的同步升压DCDC电路，用于实时检测输出端的输出电压并且对输出电压进行自动箝位保护，其特征在于，包括第一电压比较器、第二电压比较器、第一双输入与门、低侧开关管、反相器、双输入或门、第二双输入与门、高侧整流管、电阻R12、电阻R13和电阻R14，其中：
所述电阻R12和所述电阻R13的共接端输出第一电压Vf1，所述第一电压Vf1与所述第一电压比较器的负极输入端电性连接并且所述第一电压比较器的正极输入端连接基准电压，所述电阻R13和所述电阻R14的共接端输出第二电压Vf2，所述第二电压Vf2与所述第二电压比较器的负极输入端电性连接并且所述第二电压比较器的正极输入端连接基准电压，电阻R12、电阻R13和电阻R14三个电阻顺序串联在输出端Pout与地之间；
所述第一电压比较器的输出端一路连接所述第一双输入与门的第二输入端电性连接并且所述第一电压比较器的输出端另一路通过所述反相器与所述双输入或门的第二输入端电性连接，所述第二电压比较器的输出端与所述第二双输入与门的第二输入端电性连接；
所述第一双输入与门的输出端与所述低侧开关管的栅极电性连接并且所述低侧开关管的漏极与所述高侧整流管的源极电性连接，所述高侧整流管的漏极输出输出电压，所述双输入或门的输出端与所述第二双输入与门的第一输入端电性连接并且所述第二双输入与门的输出端与所述高侧整流管的栅极电性连接；
所述高侧整流管的漏极还依次通过电阻R10和电阻R11接地，所述低侧开关管的源极通过电阻R1接地并且所述低侧开关管的漏极还通过电感L接电源端VCC；
带自动箝位输出的同步升压DCDC电路还包括误差放大器、第三电压比较器和第四电压比较器，其中：
所述误差放大器的正极输入端连接基准电压并且所述误差放大器的负极输入端连接所述电阻R10和所述电阻R11的共接端，以输出误差比较结果到所述第三电压比较器；
所述误差放大器的输出端与所述第三电压比较器的负极输入端电性连接并且所述第三电压比较器的输出端与双输入或非门的第一输入端电性连接，所述第四电压比较器的输出端与所述双输入或非门的第二输入端电性连接并且所述第三电压比较器的正极输入端和所述第四电压比较器的正极输入端均与所述低侧开关管的源极电性连接；
所述双输入或非门的输出端与PWM产生电路的输入端电性连接，所述PWM产生电路的第一输出端与所述第一双输入与门的第一输入端电性连接并且所述PWM产生电路的第二输出端与所述双输入或门的第一输入端电性连接，所述PWM产生电路用于输出频率固定和占空比自动调节的PWM方波；
带自动箝位输出的同步升压DCDC电路还包括用于限制所述低侧开关管的电流限制模块，所述电流限制模块包括产生基准控制电流的电流源和电阻R2，所述电流源产生的基准控制电流通过所述电阻R2接地并且将产生的限流控制信号输出到所述第四电压比较器的负极输入端；
低侧开关管打开时，流入低侧开关管的电流被电阻R1检测并且转为电压信号，当电压信号大于产生的限流控制信号时，低侧开关管的栅极变为低状态并且同时高侧整流管的栅极变为高状态，以使得限制输出电压转换过程中低侧开关管流过的最大电流，从而限制浪涌。
2.用于实施权利要求1所述的带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的一种带自动箝位输出的同步升压DCDC保护方法，用于实时检测同步升压DCDC电路的输出端的输出电压并且对输出电压进行自动箝位保护，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压的电压值上升并且第一电压Vf1高于基准电压时，第一电压比较器的输出端输出信号为0，以使得第一双输入与门的输出端的输出信号也为0，从而低侧开关管被关断；
同时，反相器的输出端输出信号为高，以使得双输入或门的输出端输出信号也为高，如果第二电压Vf2低于基准电压，则第二电压比较器的输出端输出信号为高，以使得第二双输入与门的输出端输出信号也为高，从而高侧整流管被关断，低侧开关管和高侧整流管同时被关断时，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于高阻态；
步骤S2：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压的电压值继续上升并且第二电压Vf2高于基准电压时，由于第一电压Vf1的电压比第二电压Vf2的电压高，因此低侧开关管仍被关断，第二电压比较器的输出端输出信号变为0，以使得第二双输入与门的输出端的输出信号也为0，从而高侧整流管被打开，以使得输出电压通过电感L向电源端VCC放电从而降低输出电压，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于输出电压箝位保护状态；
步骤S3：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压的电压值下降，第二电压Vf2低于基准电压并且第一电压Vf1仍高于基准电压时，低侧开关管被关断，第二电压比较器的输出端输出信号为高，以使得第二双输入与门的输出端输出信号也为高，从而高侧整流管被关断，低侧开关管和高侧整流管同时被关断时，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于高阻态；
步骤S4：当带自动箝位输出的同步升压DCDC电路的输出电压的电压值继续下降并且第一电压Vf1低于基准电压时，第一电压比较器的输出端输出信号为高，以使得第一双输入与门的输出受PWM产生电路控制，从而使得低侧开关管的开关状态受PWM产生电路控制；
同时，反相器的输出端输出信号为0，以使得双输入或门的输出端输出信号受PWM产生电路控制，由于第二电压Vf2仍低于基准电压，则第二电压比较器的输出端输出信号维持高，并且第二双输入与门的输出受双输入或门的输出控制，从而使得高侧整流管的开关状态受PWM产生电路控制，则判断带自动箝位输出的同步升压DCDC电路处于正常工作状态。
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