CN113938149B - 一种射频干扰抵消器及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种射频干扰抵消器及方法。射频干扰抵消器包括：控制器、第一功率放大器、数字滤波器、第二功率放大器、第一模数转换器、第二模数转换器、第一数模转换器、第二数模转换器、分路器和合路器；分路器与发射机功放和第一功率放大器选通连接，分路器的输出端与发射天线连接，分路器的耦合端与第二模数转换器连接；控制器、第一数模转换器和第一功率放大器顺次连接；第二模数转换器、数字滤波器、第二数模转换器、第二功率放大器顺次连接，第二功率放大器还连接合路器的耦合端，合路器的输入端可断开连接接收天线，合路器的输出端与第一模数转换器和低噪声放大器选通连接，第一模数转换器还连接控制器；数字滤波器还连接控制器。

Description

一种射频干扰抵消器及方法

技术领域

本发明涉及信号处理技术领域，具体涉及一种射频干扰抵消器及方法。

背景技术

雷达、通信、电子战等多功能任务系统在同一任务平台上存在用频交叠、空间拥挤、强弱信号反差巨大等现象。当发射机工作时，如雷达、通信、电子干扰等，会对同一频段的接收设备，如电子侦察、信号情报、通信接收等，形成强同址干扰，造成严重的电磁兼容问题，大大降低任务效能。

射频干扰抵消器的作用就是利用同址干扰信号的相干性，通过重构电路和算法在接收机侧有源抵消掉干扰信号。干扰信号带宽越宽，干扰信道的延迟泄露越大，抵消难度越大。所谓延迟泄露是指实际干扰信号经不同发射路径引入的延迟差，包括散射和多径等。为此，引入时间带宽积(Time-Bandwidth Product，TBP)，就是干扰信道带宽与干扰信道延迟泄露的乘积，来衡量射频干扰抵消的难度。

工程实践中，一个时间带宽积(即TBP＝1)下的现有干扰抵消器被认为已经很难精确重构，但实际情况是，存在大量TBP值超过1的情况。针对这一问题，有必要提出一种大时间带宽积下的射频干扰抵消器。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供了一种射频干扰抵消器及方法，以解决现有干扰抵消器无法精确重建抵消信号的问题。

依据本发明的第一方面，提供了一种射频干扰抵消器，包括：控制器、第一功率放大器、数字滤波器、第二功率放大器、第一模数转换器、第二模数转换器、第一数模转换器、第二数模转换器、分路器和合路器；

控制器的输出端与第一数模转换器的输入端连接，第一数模转换器的输出端与第一功率放大器的输入端连接；

第二模数转换器、数字滤波器、第二数模转换器、第二功率放大器顺次连接，第二功率放大器的输出端连接合路器的耦合端，合路器的输入端可断开连接接收天线，合路器的输出端与第一模数转换器的输入端和接收机侧的低噪声放大器选通连接，第一模数转换器的输出端与控制器的输入端连接；

分路器的输入端与发射机功放和第一功率放大器的输出端选通连接，分路器的输出端与发射天线连接，分路器的耦合端与第二模数转换器的输入端连接；数字滤波器还连接控制器的控制端；

控制器计算数字滤波器的重构系数，并将重构系数加载到数字滤波器中，通过加载了重构系数的数字滤波器调理出抵消信号进行射频干扰抵消。

依据本发明的第二方面，提供了一种射频干扰抵消方法，包括：

控制射频干扰抵消器依次工作在外部干扰信道的测试模式和抵消信道的测试模式，并计算出两个测试模式下通道第一冲击响应和第二冲击响应；其中，该射频干扰抵消器为上述射频干扰抵消器；

根据第一冲击响应和第二冲击响应，计算出数字滤波器的重构系数，并将重构系数加载到数字滤波器；

控制射频干扰抵消器切换到正常工作模式，由重构与抵消信道中的数字滤波器对射频耦合信号进行信号处理，得到抵消信号，利用所述抵消信号进行射频干扰抵消。

本发明采用的上述至少一个技术方案能够达到以下有益效果：

本发明实施例提供的射频干扰抵消器是通过分路器、两个模数转换器、两个数模转换器、数字滤波器、第二功率放大器和合路器建立重构与抵消信道，重构与抵消信道中数字滤波器的重构系数是控制器基于数字信号处理得到的，且抵消信号是由数字滤波器在数字域调理出的，即本实施例的射频干扰抵消器可以在数字域内生成精准的数字滤波器的重构系数，由数字滤波器在数字域调理出高精度抵消信号，由于数字域处理精度高于模拟域处理精度，因此本实施例的技术方案可以实时调理出高精度的抵消信号，提升对干扰信号的抵消效果。

另外，本实施例是通过重构与抵消信道对射频耦合信号进行调理，并非是直接对射频耦合信号进行幅度、相位等调理，不受信号波形、带宽的影响，因此本实施例的技术方案可以得到宽带高精度的射频干扰抵消器。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1示出了根据本发明一个实施例的一种射频干扰抵消器的结构框图；

图2示出了根据本发明一个实施例的工作在外部干扰信道的测试模式下的射频干扰抵消器的电路示意图；

图3示出了根据本发明一个实施例的工作在抵消信道的测试模式下的射频干扰抵消器的电路示意图；

图4示出了根据本发明一个实施例的工作在正常工作模式下的射频干扰抵消器的电路示意图；

图5示出了根据本发明一个实施例的数字滤波器的并行FIR结构示意图；

图6示出了根据本发明一个实施例的射频干扰抵消器在干扰抵消前的频率响应示意图；

图7示出了根据本发明一个实施例的射频干扰抵消器在干扰抵消后的频率响应示意图；

图8示出了根据本发明一个实施例的一种射频干扰抵消方法流程图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本发明的示例性实施例。提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本发明，并且能够将本发明的范围完整的传达给本领域的技术人员。虽然附图中显示了本发明的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本发明而不应被这里阐述的实施例所限制。

目前，宽带射频干扰抵消主要采用抽头延时线(TDL，Timing Delay Line)方案，基本原理是通过模拟延时线、调相器和模拟衰减器构成射频干扰重构的基本单元(又称为抽头)，并对每个抽头的时延、幅度、相位进行调节来重构同址干扰信道，当重构信道与干扰信道精确匹配时，宽带射频干扰信号可以完全抵消。但是，TDL方案存在以下问题：

1)模拟调节器件，比如延时线、衰减器、移相器等，精度不高；

2)抽头数有限，调节精度有限，不能对大TBP值场景进行调节；

3)TDL随着抽头数的增加会引入高插入损耗，由此增加有源放大会引入新的噪声；

4)由于TDL抽头数有限，一般为8个抽头，很难高精度匹配复杂信道响应。

针对上述问题，相关技术提出一种射频数字化干扰抵消器，基本思想是利用数字滤波器的灵活性和精确性，在数字域内自适应精确重构干扰信号，并通过射频数字化技术将重构的干扰信号转换到射频进行干扰抵消。虽然这种方法确实解决了高精度问题，但是，由于自适应环路聚焦的是信号而非信道，因此存在信号响应时间，对跳频、脉冲信号等宽带信号不利，例如会导致鼓包、底噪抬起等现象。并且自适应环路的路径过长，经历数字和射频，对环路校正要求比较高。因此这种方法存在抵消带宽不宽，电路组成复杂的问题。

结合上述问题，本发明提供了一种宽带高精度的射频干扰抵消器。

为便于理解本发明的技术方案，以通信电台对同平台的接收机造成同址干扰的应用场景为例，。其中通信电台发射机包括发射数字处理器、数模转换器、上变频器、功率放大器以及发射天线，接收机包括接收天线、射频干扰抵消器、低噪声放大器(Low NoiseAmplifier，简称LNA)、下变频器、模数转换器、数字干扰抵消装置以及接收数字处理器。

接收机接收到的射频接收信号中包括有干扰信号和有用信号，一般干扰信号的强度远大于有用信号的强度，因此需要抵消射频接收信号中的干扰信号，否则会造成接收机前端低噪声放大器等模块的阻塞。

因此，在接收机的低噪声放大器之前，射频干扰抵消器将从发送机功率放大器放大之后耦合的射频信号作为参考信号，估计本地发射天线到接收天线的信道参数，如幅度与相位等，调节参考信号使之尽可能地接近接收信号中的干扰信号成份，从而在模拟域抵消接收天线收到的干扰信号。

以同址射频干扰抵消为应用场景，本发明实施例的基本技术构思是：设计射频重构与抵消电路，对外部干扰信道的冲击响应和内部重构与抵消信道的冲击响应进行在线测试，基于测试结果在数字域内生成高精度的数字滤波器系数，基于数字滤波器系数调整内部重构与抵消信道，利用调整后的重构与抵消信道实时地对干扰信号进行抵消。

图1示出了根据本发明一个实施例的一种射频干扰抵消器的结构框图，如图1所示，本实施例的射频干扰抵消器包括：控制器、第一功率放大器、数字滤波器、第二功率放大器、第一模数转换器(Analog to Digital Converter，简称为ADC)、第二模数转换器(Digital to Analog Converter，简称为DAC)、第一数模转换器、第二数模转换器分路器和合路器。

其中，控制器的输出端与第一数模转换器的输入端连接，第一数模转换器的输出端与第一功率放大器的输入端连接；

第二模数转换器、数字滤波器、第二数模转换器、第二功率放大器顺次连接，第二功率放大器的输出端连接合路器的耦合端，合路器的输入端可断开连接接收天线，合路器的输出端与第一模数转换器的输入端和接收机侧的低噪声放大器选通连接，第一模数转换器的输出端与控制器的输入端连接；分路器的输入端与发射机功放和第一功率放大器的输出端选通连接，分路器的输出端与发射天线连接，分路器的耦合端与第二模数转换器的输入端连接；数字滤波器还连接所述控制器的控制端；

所述控制器计算所述数字滤波器的重构系数，并将所述重构系数加载到所述数字滤波器中，通过加载了所述重构系数的数字滤波器调理出抵消信号进行射频干扰抵消。

本实施例中，分路器是从射频信号中耦合出射频耦合信号作为参考信号，使得重构与抵消信道基于参考信号调理出抵消信号，合路器是将调理出的射频抵消信号合路到合路器中，通过合路器对射频接收信号中的干扰信号进行抵消处理。第一数模转换器是用于将控制器输出的测试信号转换为模拟信号，以便于第一功率放大器对模拟信号进行功率放大；第一模数转换器是用于将合路器输出的模拟响应信号转换为数字响应信号，以便于控制器对响应信号进行数字化处理；第二模数转换器是用于将分路器输出的模拟信号转换为数字信号，以便于数字滤波器对数字信号进行调理；第二数模转换器是用于将数字滤波器调理出的数字信号转换为模拟信号，以便于第二功率放大器对模拟信号进行功率放大。第二功率放大器是调制出的初始抵消信号进行功率放大。数字滤波器是对参考信号进行调理，得到初始抵消信号。

控制器计算所述数字滤波器的重构系数，并将所述重构系数加载到所述数字滤波器中，通过加载了所述重构系数的数字滤波器调制出抵消信号进行射频干扰抵消。

可以理解的是，控制器和数字滤波器是射频干扰抵消器的核心器件。

需要说明的是，图1中的实线连接线表明两个模块之间是直接电连接状态，图1中的第一种虚线连接线表明选通连接关系，第二种虚线连接线表明可断开连接关系，例如合路器的输出端侧采用的第一种虚线连接线表明合路器的输出端或者与低噪声放大器连接，或者与第一模数转换器连接；合路器的输入端侧采用的第二种虚线连接线表明合路器的输入端或者与接收天线连接，或者不与接收天线连接。

可见，图1所示的射频干扰抵消器，是通过分路器、两个模数转换器、两个数模转换器、数字滤波器、第二功率放大器和合路器建立重构与抵消信道，重构与抵消信道中数字滤波器的重构系数是控制器基于数字信号处理得到的，且抵消信号是由数字滤波器在数字域调理出的，即本实施例的射频干扰抵消器可以在数字域内生成精准的数字滤波器的重构系数，由数字滤波器在数字域调理出高精度抵消信号，由于数字域处理精度高于模拟域处理精度，因此本实施例的技术方案可以实时调理出高精度的抵消信号，提升对干扰信号的抵消效果。

另外，本实施例是通过重构与抵消信道对射频耦合信号进行调理，并非是直接对射频耦合信号进行幅度、相位等调理，不受信号波形、带宽的影响，因此本实施例的技术方案可以得到宽带高精度的射频干扰抵消器。

本实施例中的控制器可以是射频干扰抵消器的系统控制器，其包括重中央处理器(Central Processing Unit，简称为CPU)、随机访问存储器(Random Access Memory，简称为RAM)、输入/输出接口(Output/Input Interface，简称为IO接口)等，CPU可以生成训练信号源。由于单音信号较为简单，容易产生，且单音信号在传送到第二功率放大器时，产生的时域信号幅度相较宽带噪声大，可以精确定标第二功率放大器在特定电平下的响应，提高后续数字滤波器的重构系统的计算精度。因此，本实施例的训练信号源优选为单音信号源。

本实施例利用第一数模转换器将控制器中训练信号源输出的数字信号转换成模拟信号，将模拟信号经过第一功率放大器放大后形成频率较高的射频信号，将射频信号发送给分路器进行分路处理。本实施例利用第二模数转换器将经由分路器发送来的射频信号转换为数字信号，使得重构与抵消信道对数字信号进行调理，将调理后的数字信号经过第二数模转换器处理后，生成相应的模拟信号，并利用第二功率放大器将模拟信号进行功率放大，得到射频信号。该射频信号经由合路器后，由第一模数转换器转换为数字信号发送给控制器。

在一些实施例中，控制器、第一模数转换器、第二模数转换器、第一数模转换器、第二数模转换器和数字滤波器形成专用集成电路(Application Specific IntegratedCircuit，简称为ASIC)。本实施例通过将控制器、两个模数转换器、两个数模转换器和数字滤波器等核心的数字器件芯片化处理，使得射频干扰抵消器具有低时延、小型化、低成本和高性能的特点，不但便于射频干扰抵消器工业化，还能够提高射频干扰抵消器的市场竞争力。

在一些实施例中，图1中的射频干扰抵消器还包括第一开关、第二开关和第三开关。

其中第一开关的不动端连接分路器的输入端，第一开关的动端可选通连接发射机功放或选通连接第一功率放大器的输出端；

第二开关的不动端连接合路器的输出端，第二开关的动端可选通连接低噪声放大器或可选通连接第二模数转换器的输入端；

第三开关的不动端连接接收天线，第三开关的动端可断开连接所述合路器的输入端。

本实施例通过设置第一开关实现分路器与发射机功放、第一功率放大器的选通连接，通过设置第二开关实现合路器与低噪声放大器、第二模数转换器的选通连接，通过设置第三开关实现接收天线与合路器的可断开连接。在实际应用中，第一开关和第二开关可以为单刀双掷开关，第三开关为单刀单掷开关。

在一些实施例中，图1中的射频干扰抵消器还包括衰减器；该衰减器为可控衰减器，衰减器连接在第一滤波器组和第二模数转换器之间，即衰减器的输入端连接第一滤波器组的输出端，衰减器的输出端连接第一模数转换器的输入端。

本实施例中的衰减器用于调节第二功率放大器的工作点保持在线性区。

一般发射机的功放功率很大，以电台为例，功率在50～100W，甚至更大，此时第一功率放大器作为测试模式下的功率放大器，其功率理论上应该与发射机功率相当，但考虑到工程实用性，可将第一功率放大器的功率降至+20dBm，降低对有源器件的要求，并且能减少射频干扰抵消器的体积。假设发射机功率为100W(+50dBm)，则为了保证抵消信道中第二功率放大器的线性区不变，在测试模式中，衰减器的衰减值为0，正常工作模式下衰减器的衰减值为-30dB，这样既保证抵消路特性不变，又大大降低射频干扰抵消器的消耗功率。

在一些实施例中，图1中的射频干扰抵消器还包括第一滤波器组和第二滤波器组；

第一滤波器组连接在所述分路器和衰减器之间，第二滤波器组连接在第二功率放大器和合路器之间。第一滤波器组和第二滤波器组做是对射频信号进行抗混叠滤波，这里两个滤波器组的滤波器为不同频段范围的带通滤波器的组合。

对于图1中的合路器和分路器，分路器用于对射频信号进行分路，合路器用于将天线信号和第二滤波器组的射频信号进行合路，实际应用中，为降低分路器和合路器对发射机发射功率的插损影响，合路器和分路器均为插损较小的耦合器。

为说明本实施例中射频干扰抵消器的工作过程，下面结合图2-图4予以说明。

参考图2-图4所示，在本实施例中，射频干扰抵消器包括射频取样单元M1和射频重构与抵消单元M2，其中射频取样单元M1由第一耦合器Couple1和射频开关K1组成，射频取样单元M1主要由无源器件组成，以小部件的形式放置于发射机功放和发射天线之间。射频重构和抵消单元M2主要由干扰抵消处理器(ASIC)U1和干扰抵消处理器U1的外围电路组成，以模块的形式放置于低噪放大器和接收天线之间。这里干扰抵消处理器U1包括控制器Controller、第一数模转换器DAC1、第二数模转换器DAC2、第一模数转换器ADC1、第二模数转换器ADC 2和数字滤波器PFIR。外围电路包括第一功率放大器PA1、第二功率放大器PA2、第一滤波器组BPFB1、第二滤波器组BPFB2、衰减器AAT、第二耦合器Couple2、射频开关K2和射频开关K3。

假定射频干扰抵消的信道工作在960～1250MHz带内，即瞬时带宽为290MHz，可以选择模数转换器和数模转换器的采样频率f_s＝900MHz，滤波器组BPFB为960～1250MHz的带通滤波器。假定耦合器的耦合比为10dB，接收机输入最大干扰功率+20dBm，第一功率放大器PA1和第二功率放大器PA2功率为30dBm，发射机功率为100W，则衰减器AAT的最大衰减值为20dB。

各个元器件的连接关系参考上述实施例的描述以及参考图2-图4，需要说明的是，控制器Controller的控制端还应连接射频开关K1，K2和K3，以及连接衰减器ATT，为使图2-图4的电路简洁，控制器Controller的控制器与射频开关K1，K2，K3、衰减器ATT的连接关系未示出。

本实施例中的干扰抵消处理器U1用于完成对外部干扰信道的测试、内部重构与抵消信道的测试与数字滤波器PFIR的重构系数计算、实时干扰抵消。下面详细说明这三个控制过程。

第一，外部干扰信道的测试。

如图2所示，控制射频干扰抵消器工作在外部干扰信道的测试模式。将发射机侧的射频开关K1和接收机侧的射频开关K2均置于测试状态，即射频开关K1的动端与第一功率放大器PA1的输出端(即图2中的1端)连接，射频开关K2的动端与第一模数转换器ADC1的输入端(即图2中的1端)连接，并将射频开关K3闭合，将衰减器ATT设置为直通状态，即设置衰减器的衰减值为0dB，将数字滤波器PFIR的滤波器系数置为0，即断开重构与抵消环路。

在此工作模式下，控制器Controller生成单音信号源，控制单音信号源在干扰抵消频段的各个设定频点输出信号x(n)给第一数模转换器DAC1，基于上述假设，单音信号源从960MHz每隔10MHz发出扫频信号直到1250MHz止。同时接收第一模数转换器ADC1发送来的响应数据y₁(n)，对各个设定频点下的信号x(n)和y₁(n)进行样点采集。

这里可以在干扰抵消频段等间隔采集各个设定频点，对于每个频点可采集4096个样点，这里每个频点内样点数视精度和速度要求进行折中设置。样点采集完成后计算外部干扰信道的第一频域响应H₁，计算方法如下：

对每组4096个样点的x(n)和y₁(n)进行傅里叶变换，得到已知频点的复数响应值，重复以上过程直至得到整个待测试频段的频域响应值，基于所得到的频域响应值计算出此模式下第一通道的第一频域响应H₁。

第二，重构与抵消信道的测试、数字滤波器的重构系数计算。

如图3所示，控制射频干扰抵消器由外部干扰信道的测试模式切换成重构与抵消信道的测试模式。切换方式是保持发射机侧的射频开关K1和接收机侧的射频开关K2均置于测试状态，即射频开关K1的动端与第一功率放大器PA1的输出端(即图2中的1端)连接，射频开关K2的动端与第一模数转换器ADC1的输入端(即图2中的1端)连接，以及保持衰减器ATT的直通状态；将射频开关K3断开，将数字滤波器PFIR的滤波器系数置为1，即使重构与抵消环路处于直通状态，直通状态下，数字滤波器PFIR的频率响应为1。

在此工作模式下，控制器Controller控制单音信号源在各个设定频点输出信号x(n)给第一数模转换器DAC1，这里单音信号源的输出信号x(n)与外部干扰信道的测试模式下的输出信号x(n)相同，接收第二模数转换器ADC2发送来的响应数据y₂(n)，对各个设定频点下的信号x(n)和y₂(n)进行样点采集，样点采集方法与外部干扰信道的测试模式下的样点采集方法相同。采集完成后计算此测试模式下第二通道的第二频域响应H₂，计算方法如下：

对每组4096个样点的x(n)和y₂(n)进行傅里叶变换，得到已知频点的复数响应值，重复以上过程直至得到整个待测试频段的频域响应值，基于所得到的频域响应值计算出抵消信道的第二频域响应H₂。

在计算出频域响应H₂和H₁之后，就可以根据H_r＝-H₁./H₂计算出数字滤波器的频域重构系数。这里“./”表示对应频点的除法，就是使各个设定频点对应的第一频域冲击响应值除以相应频点的第二频域冲击响应值，所得到的频数值的相反数(也即负数)即为频域重构系数，对该频域重构系数进行反傅里叶变换，并进行长度截取，得到数字滤波器PFIR的时域重构系数。在进行长度截取时，应根据数字滤波器的抽头数进行相应长度的截取，例如数值滤波器为64抽头，则截取长度为64抽头长度。

当然，实际应用中，也可以采用时域数据x(n)、y₁(n)、y₂(n)计算数字滤波器PFIR的时域重构系数h_r，但直接对

求取，需要在时域求解卷积，计算复杂度较高。相较于时域处理方法，频域方法是将时域的卷积计算转换成频域的除法计算，然后再利用窗函数法计算时域重构系数，频域方法具有计算简单的优势。实际应用中，本领域技术人员可以灵活选择时域重构系数的计算方法。

需要说明的是，本实施例中有关射频采样时两个模数转换器和两个数模转换器与两个滤波器组之间的关系可以参考相关专利(ZL201310149227.8、ZL 201410522736.5)，在此不做赘述。

这里说明一下数字滤波器的重构系数的推导过程。

首先，由外部干扰信道的测试模式可以计算出该测试模式下第一通道的第一冲击响应h₁。

当射频干扰抵消器工作在外部干扰信道的测试模式时，控制器中输出的信号x(n)经过第一通道传输后，输出响应信号y₁(n)给控制器。这里第一通道是指由第一数模转换器DAC1、第一功率放大器PA1、射频开关K1、第一耦合器Couple1、发射天线TX、接收天线RX、射频开关K3、第二耦合器Couple2、射频开关K2、第一模数转换器ADC1依次构成的通信信道。

假设第一数模转换器DAC1、第一模数转换器ADC1、第一功率放大器PA1、第一耦合器Couple1、第二耦合器Couple2的频率响应分别是d₁、a₁、p₁、c₁、c₂，并假设三个射频开关的响应分别是k₁、k₂、k₃，并假设发射天线到接收天线的信道的冲击响应是H_x，则有：

相应的，在重构与抵消信道的测试模式下的可以计算出第二通道的第二冲击响应h₂。

当射频干扰抵消器工作在重构与抵消信道的测试模式时，控制器中输出的信号x(n)经过第二通道传输后，输出响应信号y₂(n)给控制器。这里第二通道是指由第一数模转换器DAC1、第一功率放大器PA1、射频开关K1、第一耦合器Couple1、第一滤波器组BPFB1、衰减器ATT、第二模数转换器ADC2、数字滤波器PFIR、第二数模转换器DAC2、第二功率放大器PA2、第二滤波器组BPFB2、第二耦合器Couple2、射频开关K2、第一模数转换器ADC1依次构成的通信信道。

假设第一耦合器Couple1、第二耦合器Couple2的隔离度分别是s₁、s₂，第一滤波器组BPFB1和第二滤波器组BPFB2的频率响应分别是b₁、b₂，衰减器ATT的频率响应是at，第二模数转换器ADC2和第二数模转换器DAC2的响应分别是a₂、d₂，第二功率放大器PA2的频率响应是p₂，则有：

需要说明的是，此时数字滤波器的系数为1，对应的频率响应为1，因此上述式子中省略了数字滤波器的系数。

假设发射机发射信号为x，数字滤波器PFIR的重构系数是h_r，则第二耦合器中的干扰信号为：

由重构与抵消信道调理出的抵消信号为：

当完全抵消时，则有c＝-i，可推导出：

由此，在本实施例中，数字滤波器PFIR的重构系数

第三，实时干扰抵消。

如图4所示，控制射频干扰抵消器由重构与抵消信道的测试模式切换成正常工作模式。切换方式是将发射机侧的射频开关K1和接收机侧的射频开关K2均切换成正常工作状态，即射频开关K1的动端与发射机侧的发射机功放(即图2中的2端)连接，射频开关K2的动端与接收机侧的低噪放大器LNA(即图2中的2端)连接，以及将射频开关K3闭合。还设置衰减器ATT处于衰减状态，将数字滤波器PFIR的滤波器系数置为重构系数h_r。

假定耦合器的耦合比为s dB，接收机输入最大干扰功率irx dBm，则第二功率放大器和第一试功率放大器的功率应大于或等于s+irx dBm。假设发射机功率为itx dBm，则在正常工作模式下，为保证抵消功率放大器仍工作在线性区，此时衰减器的衰减值应为irx-itx。

在正常工作模式下，发射机将发射信号经由发射机功放传输给第一耦合器Couple1，第一耦合器Couple1将发射信号经由发射天线发送出去，并由第一耦合器Couple1对发射信号进行耦合，将得到的射频耦合信号经由第一滤波器组BPFB、衰减器ATT、第二模数转换器ADC2发送给数字滤波器PFIR进行调理，得到数字抵消信号，再利用第二数模转换器DAC2将数字抵消信号转换为模拟信号，利用第二功率放大器PA2对模拟信号进行功率放大，并利用第二滤波器组BPFB2对射频抵消信号进行抗混叠处理，得到所需的抵消信号，将抵消信号发送给第二耦合器，第二耦合器还接收来自接收天线的射频接收信号，射频接收信号中包括干扰信号，第二耦合器利用抵消信号对射频接收信号中的干扰信号进行抵消处理，由此完成整个流程。

需要说明的是，当射频干扰抵消器工作在测试模式时，发射机应停止工作，一方面可以保证电路安全，由于发射机的功率器件一旦开路就形成反射，严重时会烧毁后接的有源器件；另一方面，发射机侧的射频信号会产生泄露，对测试环路形成干扰，造成测试不准确，影响精度。

实际应用中，一般是在开机或需要重新进行通道测试时，使射频干扰抵消器开启在线测试模式，本实施例的线上测试时间可控制在百毫秒～秒内，测试时间与待测试带宽、步进频率和每个频点的样点数有关。

还应注意的是，本实施例中，两个模数转换器和两个数模转换器的采样频率达到900MHz，现阶段的干扰抵消器U1的处理速率还达不到这么高，假设干扰抵消器U1的处理时钟为可达225MHz，则可以考虑4路并行FIR来实现数字滤波器。

如图5所示，对第二模数转换器ADC2的输出信号进行信号抽取，将信号抽取成4路，分别为x1，x2，x3和x4；将抽取出的4路信号按照图4中方式输入给四个并行的滤波单元，将四个并行的滤波单元的输出out进行合路处理，得到输出信号，将输出信号输出给第二数模转换器DAC2。

结合图6和图7，本实施例的射频干扰抵消器的瞬时带宽可以达到290MHz，干扰抑制比达到40dB。

综合上述实施例，可以看出射频干扰抵消器通过在线测试，在数字域内生成精准的数字滤波器的重构系数，实时地对射频干扰信号进行抵消。具有抵消带宽宽、环境适应能力强(包括散射、多径等环境)、干扰抑制比高、体积小、适装性强等特点，适应定频、跳频、脉冲等各种波形。通过本实施例的射频干扰抵消器，可以解决多功能任务系统由同址干扰引入的电磁兼容难题，尤其解决了同址干扰信道实际大时间带宽积场景下抵消困难的难题，大大提升宽带多功能系统的效能。

与前述实施例中的射频干扰抵消器同属于一个技术构思，本发明实施例还提供了一种射频干扰抵消方法。

图8示出了根据本发明一个实施例的一种射频干扰抵消方法流程图，如图8所示，本实施例的方法至少包括步骤S810-步骤S830：

步骤S810，控制射频干扰抵消器依次工作在外部干扰信道的测试模式和重构与抵消信道的测试模式，并计算出两个测试模式下的第一冲击响应和第二冲击响应。

这里的射频干扰抵消器为上文实施例中描述的射频干扰抵消器。

步骤S820，根据第一冲击响应和第二冲击响应，计算出数字滤波器的重构系数，并将重构系数加载到数字滤波器，使数字滤波器的滤波器系数为重构系数。

步骤S830，控制射频干扰抵消器切换到正常工作模式，由重构与抵消信道中的数字滤波器对射频耦合信号进行信号调节处理，得到抵消信号，利用所述抵消信号进行射频干扰抵消。

在一些实施例中，当射频干扰抵消器包括衰减器时，控制射频干扰抵消器依次工作在外部干扰信道的测试模式和重构与抵消信道的测试模式，包括：

控制分路器的输入端与第一功率放大器的输出端连接，合路器的输出端与第一模数转换器的输入端连接，合路器的输入端与接收天线连接，控制数字滤波器的滤波器系数为0，衰减器处于直通状态。此时射频干扰抵消器工作在外部干扰信道的测试模式；

当射频干扰抵消器由外部干扰信道的测试模式切换到重构与抵消信道的测试模式时，控制所述合路器的输入端断开与接收天线的连接，并控制数字滤波器的滤波器系数为1。

也就是说，当分路器的输入端与第一功率放大器的输出端连接，合路器的输出端与第一模数转换器的输入端连接，合路器的输入端断开与接收天线连接，数字滤波器的滤波器系数为1，衰减器处于直通状态时，射频干扰抵消器工作在重构与抵消信道的测试模式。

在一些实施例中，控制射频干扰抵消器切换到正常工作模式，包括：

控制分路器的输入端与发射机功放连接，合路器的输出端与接收机侧的低噪声放大器连接，合路器的输入端与接收天线连接，控制所述数字滤波器的滤波器系数为重构系数，所述衰减器处于衰减状态。此时，射频干扰抵消器工作在正常工作模式。

在一些实施例中，计算出两个测试模式下的第一冲击响应和第二冲击响应，包括：

当所述射频干扰抵消器工作在外部干扰信道的测试模式时，生成并控制训练信号源在干扰抵消频段的各个设定频点输出测试信号；采集控制器接收到的各个设定频点的第一响应信号；对各个设定频点的测试信号和第一响应信号进行傅里叶变换，得到频域测试信号和第一频域响应信号，根据所述频域测试信号和所述第一频域响应信号计算出第一通道的第一频域响应；

当所述射频干扰抵消器工作在重构与抵消信道的测试模式时，生成并控制训练信号源在干扰抵消频段的各个设定频点输出测试信号；采集控制器接收到的各个设定频点的第二响应信号；对各个设定频点的测试信号和第二响应信号进行傅里叶变换，得到频域测试信号和第二频域响应信号，根据所述频域测试信号和所述第二频域响应信号计算出第二通道的第二频域响应。

在一些实施例中，根据第一冲击响应和第二冲击响应，计算出数字滤波器的重构系数，包括：

将各个设定频点的第一频域响应值除以相应频点的第二频域响应值，所得到的数值的相反数确定为数字滤波器的频域重构响应；

对所述频域重构响应进行反傅里叶变换，并根据所述数字滤波器的长度对反傅里叶变换值进行截取，得到所述数字滤波器的时域重构系数。

在一些实施例中，当射频干扰抵消器包括衰减器时，图8中的方法还包括：

根据接收机的输入最大干扰功率和发射机功率设置正常工作模式下，所述衰减器的衰减值。具体是接收机的输入最大干扰功率与发射机功率的差值即为衰减器的衰减值。

可见，本发明实施例的射频干扰抵消方法，通过控制分路器的接收端的连接对象、合路器的输出端的连接对象、控制接收天线与合路器之间的连接状态，并相应控制数字滤波器的导通状态可以使射频干扰抵消器工作在不同模式，控制器可以通过相应的工作模式计算出外部干扰信道的冲击响应、内部抵消信道的冲击响应，基于这两个冲击响应计算出数字滤波器的重构系数，并将重构系数加载到数字滤波器中，使得数字滤波器所在的抵消信道可以基于射频耦合信号实时重建出干扰信号的抵消信号，基于抵消信号进行射频干扰抵消。

应当理解，尽管在本发明可能采用术语第一、第二、第三等来描述各种信息，但这些信息不应限于这些术语。这些术语仅用来将同一类型的信息彼此区分开。例如，在不脱离本发明范围的情况下，第一信息也可以被称为第二信息，类似地，第二信息也可以被称为第一信息。

以上仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明。对于本领域技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种射频干扰抵消器，其特征在于，包括：控制器、第一功率放大器、数字滤波器、第二功率放大器、第一模数转换器、第二模数转换器、第一数模转换器、第二数模转换器、分路器和合路器；

所述控制器的输出端与第一数模转换器的输入端连接，所述第一数模转换器的输出端与第一功率放大器的输入端连接；

所述第二模数转换器、所述数字滤波器、所述第二数模转换器、所述第二功率放大器顺次连接，所述第二功率放大器的输出端连接所述合路器的耦合端，所述合路器的输入端可断开连接接收天线，所述合路器的输出端与所述第一模数转换器的输入端和接收机侧的低噪声放大器选通连接，所述第一模数转换器的输出端与所述控制器的输入端连接；

所述分路器的输入端与发射机功放和第一功率放大器的输出端选通连接，所述分路器的输出端与发射天线连接，所述分路器的耦合端与第二模数转换器的输入端连接；

所述数字滤波器还连接所述控制器的控制端；

所述控制器计算所述数字滤波器的重构系数，并将所述重构系数加载到所述数字滤波器中，通过加载了所述重构系数的数字滤波器调理出抵消信号进行射频干扰抵消。

2.根据权利要求1所述的射频干扰抵消器，其特征在于，所述控制器、所述第一模数转换器、所述第二模数转换器、所述第一数模转换器、所述第二数模转换器和所述数字滤波器形成专用集成电路。

3.根据权利要求1所述的射频干扰抵消器，其特征在于，还包括衰减器；

所述衰减器为可控衰减器，所述衰减器连接在所述分路器和所述第二模数转换器之间。

4.根据权利要求3所述的射频干扰抵消器，其特征在于，还包括第一滤波器组和第二滤波器组；

所述第一滤波器组连接在所述分路器和所述衰减器之间，所述第二滤波器组连接在所述第二功率放大器和所述合路器之间。

5.根据权利要求1所述的射频干扰抵消器，其特征在于，还包括第一开关、第二开关和第三开关；

所述第一开关的不动端连接所述分路器的输入端，所述第一开关的动端可选通连接所述发射机功放或选通连接所述第一功率放大器的输出端；

所述第二开关的不动端连接所述合路器的输出端，所述第二开关的动端可选通连接所述低噪声放大器或可选通连接所述第一模数转换器的输入端；

所述第三开关的不动端连接所述接收天线，所述第三开关的动端可断开连接所述合路器的输入端。

6.根据权利要求1所述的射频干扰抵消器，其特征在于，所述合路器和所述分路器为耦合器。

7.一种射频干扰抵消方法，其特征在于，包括：

控制射频干扰抵消器依次工作在外部干扰信道的测试模式和重构与抵消信道的测试模式，并计算出两个测试模式下通道的第一冲击响应和第二冲击响应；其中，所述射频干扰抵消器为权利要求1-6任一项所述的射频干扰抵消器；

根据第一冲击响应和第二冲击响应，计算出数字滤波器的重构系数，并将所述重构系数加载到所述数字滤波器；

控制射频干扰抵消器切换到正常工作模式，由重构与抵消信道中的数字滤波器对射频耦合信号进行信号调节处理，得到抵消信号，利用所述抵消信号进行射频干扰抵消。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，当所述射频干扰抵消器包括衰减器时，控制射频干扰抵消器依次工作在外部干扰信道的测试模式和重构与抵消信道的测试模式，包括：

控制分路器的输入端与第一功率放大器的输出端连接，合路器的输出端与第一模数转换器的输入端连接，合路器的输入端与接收天线连接，控制数字滤波器的滤波器系数为0，衰减器处于直通状态；

当射频干扰抵消器由外部干扰信道的测试模式切换到重构与抵消信道的测试模式时，控制所述合路器的输入端断开与接收天线的连接，并控制数字滤波器的滤波器系数为1；

控制射频干扰抵消器切换到正常工作模式，包括：

控制分路器的输入端与发射机功放连接，合路器的输出端与接收机侧的低噪声放大器连接，合路器的输入端与接收天线连接，控制所述数字滤波器的滤波器系数为重构系数，所述衰减器处于衰减状态。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，计算出两个测试模式下通道的第一频域响应和第二频域响应，包括：

当所述射频干扰抵消器工作在外部干扰信道的测试模式时，生成并控制训练信号源在干扰抵消频段的各个设定频点输出测试信号；采集控制器接收到的各个设定频点的第一响应信号；对各个设定频点的测试信号和第一响应信号进行傅里叶变换，得到频域测试信号和第一频域响应信号，根据所述频域测试信号和所述第一频域响应信号计算出第一通道的第一频域响应；

当所述射频干扰抵消器工作在重构与抵消信道的测试模式时，控制所述训练信号源在所述各个设定频点输出测试信号；采集控制器接收到的各个设定频点的第二响应信号；对各个设定频点的测试信号和第二响应信号进行傅里叶变换，得到频域测试信号和第二频域响应信号，根据所述频域测试信号和所述第二频域响应信号计算出第二通道的第二频域响应。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，根据第一频域响应和第二频域响应，计算出数字滤波器的重构系数，包括：

将各个设定频点对应的第一频域响应值除以相应频点对应的第二频域响应值，所得到的数值的相反数确定为所述数字滤波器的频域重构响应；

对所述频域重构响应进行反傅里叶变换，并根据所述数字滤波器的长度对反傅里叶变换值进行截取，得到所述数字滤波器的时域重构系数。

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