CN1139231C - 用于对具有数字符号序列的调制载波解调的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明描述用于对具有数字符号序列的、通过一个带噪音的通道传输的调制载波解调的方法，其中在两个符号之间可能传输的理想边缘形状是已知的并被储存(参考边缘)，及用一个采样频率对接收边缘采样并使其数字化，采样的频率是符号序列频率的多倍。根据本发明提出：为了捡测一个接收及采样的边缘，使用总的采样值来构成对至少两个参考边缘的欧几里得几何距离，及选择具有小欧几里得几何距离的参考边缘。在一个优选实施形式中考虑，使用的维特比算法不是如公知的CPM解调方法那样基于估算的符号序列而是基于估算的边缘序列，其中将在一个符号时宽中接收的边缘与参考边缘的相应欧几里得几何距离作为维特比算法的一个格分支的值来对待。
Description
技术领域
本发明涉及用于对具有数字符号序列的、通过一个带噪音的通道传输的调制载波解调的方法，其中在两个符号之间可能传输的理想边缘形状是已知的并被储存(参考边缘)，及用一个采样频率对接收边缘采样并使其数字化，采样的频率是符号序列频率的多倍。
背景技术
为了传输数据包尤其使用连续的相位调制(CPM)。在此情况下，可能通过不同的相位传输多个、如四个不同的符号。因为每个符号长度的矩形波脉冲调制会导致非常宽的频谱，故人们经常使用其长度为延伸到两个符号宽度的脉冲来调制，及表现为正弦波形(为了避免陡的边缘)。这样一种调制被称为2RC-CPM。
由会议信息：‘K.-H.Tietgen著“应用于FD/TDMA系统S900D中的数字调制方法”，关于陆上移动式数字无线电通信的第二届北欧会议，1986年，斯德哥尔摩’公知了：不但符号本身用于调制，而且在两个相继的符号之间的已知边缘也用于数字调制。
图1表示一个适合适用公知方法的发射机的电路框图。在此情况下精确设计的系统部分以高的系统时钟节拍工作。
图2表示对于一个四值的符号字母在从一个待传输的符号序列的每一个符号过渡到下一个时可考虑的边缘。在公知的调制方法中其概念是，在一个长为2T的脉冲波形的情况下一个(例如)四级信号的瞬时频率(即对时间求导的相位)被描述成16个长度T的可能边缘fN(t)。取代发送重叠移动的基本脉冲∑id(i)g(t-iT)，亦可直接地发送一个不重叠的边缘序列∑ifN(t-iT)，其中各相邻符号d(i)及d(i+1)决定了：在时区iT≤t≤(i+1)T中发送16个边缘中的哪一个。
这种方法在引证的文献中被称为CP-4FSK。为了简化与另外方法的比较，以下称其为由一个四级方法导出的Num2RC4st，在该四级方法中进行数字调制及边缘形状基于使用持续两个符号的“上升余弦”。
为了接收这样调制的数据序列在下列会议信息中提出一种接收机：‘D.E.Pfitzmann及H.-P.Ketterling著“用于FD/TDMA系统S900D的新型CP-4FSK采样解调器”，关于陆上移动式数字无线电通信的第二届北欧会议，1986年，斯德哥尔摩’。由DE3628993也公知了该同样的接收机。
那里描述的接收机工作方式是所述类型的一种方法。借助那里描述的接收机，接收边缘用采样频率采样及数字化，该采样频率是符号序列频率的多倍。在所述例中譬如在两个符号之间采样16次。其数字化的值将相互比较及当两个相继的值很小偏差时连接到一个符号的中点。通过求相继值的平均值将尝试消除噪音的影响。
传统的CPM接收器及解调方法被称为积分及清除鉴别器。因此在以下使用持续两个符号长度的信号边缘形状“上升余弦”时使用名称2RCds I&D，必要时可补充后缀2st(即两级，两符号)或4st(即四级，四符号)。
通常，当每个符号以高可靠性接收时，作为一个接收机才是合乎要求的。在传统的CPM接收方法中必需使通过实际传输通道受噪音干扰的信号滤波。通常滤波器作为积分器工作，例如在两个符号持续时间上积分，以使噪音求平均值。在所述的2RC信号波形时通过积分使其成为符号间的干扰，简称ISI。为了避免符号间的干扰，公知了在接收符号序列上使用维特比(Viterbi)算法。它的缺点是计算成本高，这对硬件相应有高的要求。
发明内容
因此，本发明的任务在于，给出一种解调方法，它从所述类型的方法出发在尽可能同样好的故障率的情况下实现小的计算成本。
根据本发明该任务的解决方案是，一种用于对具有数字符号序列的、通过一个带噪音的通道传输的调制载波解调的方法，其中在两个符号之间可能传输的理想边缘形状是作为参考边缘已知的并被储存，及用一个采样频率对接收边缘采样并使其数字化，采样的频率是符号序列频率的多倍，其特征在于，为了检测一个接收及采样的边缘，使用总的采样值来构成对至少两个参考边缘的欧几里得几何距离，及选择具有小欧几里得几何距离的参考边缘。
以此方式，可使用于接收机的结构成本减少，而不会丢掉“连续相位调制”(CPM)的优点，譬如复杂性小及频谱紧凑，如已述的，在好的带宽使用上具有决定性意义。
与所述的传统接收机相比较，在这种解调方法中不是待估算的符号而是在这些符号之间的过渡边缘处于检测的中点上。该边缘将被多次过采样及与原始边缘相比较。接着将对合适的那个边缘作出决定，该边缘在欧几里得几何的意义上离接收的边缘距离最小。该决定是在边缘上与相邻边缘无关地作出的，因而，该决定的假说不一定保证CPM信号相位求导的连续性。
因此本发明的进一步构型最好是其中出现连续的相位。
由此根据本发明将优先考虑，在多个相继的边缘上使用维特比算法，其中在一个符号时宽中接收的边缘与参考边缘的欧几里得几何距离作为维特比算法格状分支的值。
有利的是，当采样频率为n/T及信号级度为M的情况下，参考边缘通过总共nM2个存储值来描述。
有利的是，调制作为连续相位调制来实现。
有利的是，该调制包括数字地构成延伸在两个符号时宽上的一个余弦信号的导数及相位。
有利的是，维特比算法的格深度相应于信号的级度M，即NTrellis＝M。
CPM调制的特性则可以使数据信号的校正能非常有效地进行。
所提出的通过使用维特比算法的接收数据序列的最大似然估算不是基于符号序列而是基于接收边缘，这导致可以使用一个模型，该模型的状态数比传统的校正器缩小倍数M。这里M是信号的级度。因此所需的计算可保持低成本，于是，如下所述，硬件实施的吸引力增大。
附图说明
以下将借助附图来详细描述本发明。附图为：
图1-具有在载波上数字调制的数字符号序列的一个发射机的电路框图；
图2-当使用一个2RC脉冲及一个四级符号字母(Num2RC4st)情况下两个相继符号之间可能边缘的示图；
图3-根据本发明的接收机的电路框图；
图4-用于两级调制的与图2相类似的表；
图5-一个参考边缘，一个实际接收边缘及具有分配值的格段的示图；
图6-对于两级Num2RC的、带有及没有维特比(Viterbi)检测的SER(符号误差率)曲线；
图7-类似图6对于四级Num2RC的、带有及没有维特比检测的相应示图；
图8-根据本发明的具有维特比边缘检测的方法与传统CPM解调方法(Integrate&Dump)在两级情况下的比较；及
图9-类似图8在四级情况下的相应示图。
具体实施方式
图1表示一个本身公知的用于数字符号序列的数字调制的发射机。该发射机的基带模型由一个串行-并行转换器(S/P)，一个查找表(LUT)及一个基带FM调制器组成，在查找表中实质上存储图2中的内容。
四级信号将由输入位流通过每两位的组合来获得。通过延迟一个符号的时间，然后总共四位对图1中所示的LUT寻址，该表包括图2中所示的16个符号过渡fN(t)。基值的数目可自由选择，在该说明书所述的现有技术中建议用16。该数目是一个折衷，因为一方面希望大数目的基数来达到好的噪音平均值，但另一方面，小的数目可保持小的计算成本。要精确调整的是发射机中以高系统时钟工作的部分。
图3表示根据本发明的接收机。
该基带模型由一个限带低通滤波器TP，一个具有寄生AM抑制的基带FM解调器，一个边缘识别及一个并行-串行转换器(S(N)/P)组成。该接收机中以高系统时钟工作的部分也是被精确的调整。
在边缘检测器中，根据本发明的边缘方式确定出以最大概率与发送的边缘相对应的那个边缘。
图4以一个表的形式表示两级情况中的可能边缘，它作为对图5考察的基础。它可类似地扩展成四级或更高的级情况，并不限制其普遍性。
图5的曲线图中以实线表示一个接收的受噪音干扰的边缘及虚线表示根据图4的参考边缘(Num2RC 2st)。根据本发明使用对每个边缘取得的(例如)16个值，以构成平方差(欧几里得差)的总和。借助最小的欧几里得差(图5的右面)将识别出以最大概率与发送边缘相对应的参考边缘。每一个被检测的边缘各确定了两个数据符号：原始符号及最终符号。
根据本发明的一个优选实施例可考虑，被检测符号过渡的连续性用一个最大似然序列估算器来保证(即最好用维特比算法)。因此，根据本发明将接收边缘与所有适合的参考边缘的距离作为用于维特比算法的值，如在图5的右侧用格状区段表示的。该维特比检测器使用以下参数：格深度相应于信号的级度M(2RC-脉冲波形：一个符号时宽长度的记忆)，过渡的次数为M2。对此路径连接长度应选择≥5个符号。
为了阐明该过程在以下的说明中将限定于两级的情况，但不会限制其普遍性。
状态过渡及由此产生的边缘被描述在根据图4的表中。总路径值的计算可用惯常方式进行：在每个当前状态下路径值由导致该状态的格图的支路份值及其原始值来计算。确定出最小值及存储作为该值基础的支路。一个格区段的各个支路的份值(如前所述)作为与当前接收的并受噪音干扰的边缘与由模型确定的相应边缘间的距离。
该接收边缘与可能的参考边缘间的距离最好作为平方距离和(欧几里得距离)来计算。但也可考虑，使用绝对距离的和及另外合适的定标方式。
对于一个边缘的份值的计算将用一个数目例子来说明。图5表示根据图4中表的一个-1→1的边缘，它因受干扰而失真。它与所有可能参考边缘的距离被标在相应的边缘上，及由此用右半图表示属于该接收边缘的格区段。该接收边缘到-1→1边缘的“距离”是最小距离，因此在该格区段中它是最合适的支路。
在通过了所有的格区段后则如惯常地决定出格结构中的一个路径：选出具有最小份值的路径，即离接收边缘序列最近的路径。然后由决定出的路径并借助模型来获得符号。它与公知的维特比算法的区别在于：该维特比算法不是用于符号序列而是用于边缘序列。通过系统内含的冗余-这涉及到两个相邻的边缘总共有一个符号，计算的成本将明显地降低。当使用传统的维特比校正器用于符号序列时，虽然可以消除ISI(符号间干扰)，但所考虑的记忆长度提高到两个符号时宽，这就使状态数目M倍地增加并因此使计算成本随之急骤增加。与此相反地，在根据本发明的方法或Num2RC接收机中计算成本缩小了M倍。
例如，在四级的情况下，本发明的具有维特比检测的Num2RC解调与传统的CPM接收方法相比仅需要其计算成本的四分之一。
图6至9表示根据本发明的方法达到的优点。
图6表示根据本发明的解调方法(Num2RC 2st)与附加应用了根据图5的对于
边缘序列的维特比算法的同一解调方法(Num2RC 2st vit)的比较。
图7表示对于四级情况的类似比较。在垂直轴上均标有故障率(SER，符号误差率)。
由图6及图7的比较表明，在四级情况下才看到故障率有明显的降低。
图8及9表示根据本发明的具有附加接收边缘的维特比检测的方法与传统CPM解调方法的比较，其中在符号间隔上进行积分，即所谓“Integrate&Dump”，以实现通道噪音的平均，其中对求得的符号附加运用维特比算法，以便识别几率最大的符号序列及由此减小系统间的干扰。
这些附图表明，根据本发明方法的故障率无论在两级还是在四级情况下稍微变差。但是应该考虑到，在根据图8的两级情况下计算成本仅需要一半，而在根据图8的四级情况下计算成本仅需要四分之一。
因此，尤其在四级情况下，使用根据本发明方法的接收机结构可以用实质上减小的硬件成本来实现并由此成本合理地生产。
Claims (6)
1.用于对具有数字符号序列的、通过一个带噪音的通道传输的调制载波解调的方法，其中在两个符号之间可能传输的理想边缘形状是作为参考边缘已知的并被储存，及用一个采样频率对接收边缘采样并使其数字化，采样的频率是符号序列频率的多倍，其特征在于：为了检测一个接收及采样的边缘，使用总的采样值来构成对至少两个参考边缘的欧几里得几何距离，及选择具有小欧几里得几何距离的参考边缘。
2.根据权利要求1的方法，其特征在于：对多个相继的边缘运用维特比算法，其中将在一个符号时宽中接收的边缘与参考边缘的相应欧几里得几何距离作为维特比算法的一个格分支的值来对待。
3.根据权利要求1或2的方法，其特征在于：当采样频率为n/T及信号级度为M的情况下，参考边缘通过总共nM2个存储值来描述。
4.根据权利要求1或2的方法，其特征在于：调制作为连续相位调制来实现。
5.根据权利要求4的方法，其特征在于：该调制包括数字地构成延伸在两个符号时宽上的一个余弦信号的导数及相位。
6.根据权利要求2的方法，其特征在于：维特比算法的格深度相应于信号的级度M，即NTrellis＝M。
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