CN113898777B - 一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路，包括延时反向电路、或门电路、与门电路、驱动电路、过流检测电路、自振电路和D触发器；软件控制信号SOF_CTL同时接与门电路、延时反向电路和D触发器的输入端，或门电路两输入端分别连延时反向电路输出端和D触发器输出端，与门电路另一输入端连或门电路输出端，与门电路输出端连驱动电路输入端，过流检测电路输入端连驱动电路输出端，D触发器清零‑RESET端连过流检测电路输出端，自振电路输出端连D触发器时钟输入端。本发明可保证电磁阀正常工作，避免电磁阀处于高负载的工作状态，有效地实现了电磁阀节能控制，保证了电磁阀使用寿命。

Description

一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路

技术领域

本公开涉及航空发动机电磁阀长时驱动技术，尤其涉及一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路。

背景技术

在航空发动机控制系统中，电磁阀是重要的控制元件，直接影响的发动机燃油、滑油管路的通断或换向。电磁阀能否正常工作，直接影响发动机的工作和安全。电磁阀原理是通过电气控制方式实现自动开启和关闭，依靠电磁铁通电后产生克服弹簧的电磁推力，使阀体完成关闭或打开的动作。

传统的电磁阀驱动控制方法是通过继电器的通断来控制电磁阀的吸合和释放，在整个吸合过程中是以额定电压施加在电磁阀线圈上，此时通过线圈的电流较大且将一直保持直至电磁阀释放，如果电磁阀工作时间较长会使得电磁阀的温度上升，一般能达到80℃左右，直接影响着电磁阀的使用寿命。除此之外，电磁阀开启开启电流通常是其保持电流的2-3倍，若电磁阀驱动电路无法提供大电流驱动，则电磁阀无法完全打开，影响发动机的工作。

发明内容

有鉴于此，本公开实施例提供一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路，以此来实现电磁阀的控制驱动方案，在开启驱动状态，可使电磁阀快速打开；在保持驱动状态，令电磁阀驱动电流保持在较低值，避免了电磁阀处于高负载的工作状态，有效地实现了电磁阀节能控制，提高了系统可靠性。

为了实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路，包括延时反向电路、或门电路、与门电路、驱动电路、过流检测电路、自振电路和带复位的D触发器；

软件控制信号SOF_CTL同时接到所述与门电路、所述延时反向电路和所述D触发器的数据输入端，所述或门电路两输入端分别与所述延时反向电路输出端和所述D触发器输出端相连，所述与门电路另一输入端与所述或门电路输出端相连，所述与门电路输出端与所述驱动电路输入端相连，所述过流检测电路输入端与所述驱动电路输出端相连，所述D触发器清零-RESET端与所述过流检测电路输出端相连，所述自振电路输出端与所述D触发器时钟输入端相连。

进一步地，所述过流检测电路包括电流镜电路和电压比较电路，所述电流镜电路用于实现电磁阀驱动电流采集及转换，所述电压比较电路用于将转换后的电压与过流阈值电压进行比较，输出过流检测结果。

进一步地，所述电流镜电路包括采样电阻R1、匹配电阻R2、电阻R3、输入/输出轨道轨运放U1、P沟道场效应管Q1、电阻R4和电容C1；所述电压比较电路包括匹配电阻R5、匹配电阻R6、电压比较器U3、上拉电阻R7；

所述采样电阻R1两端分别与驱动电源VDD和所述匹配电阻R2的一端相连，所述匹配电阻R2的另一端与所述输入/输出轨道轨运放U1正向输入端相连，所述输入/输出轨道轨运放U1负向输入端同时与所述电阻R3一端和所述P沟道场效应管Q1的漏极相连，所述电阻R3另一端与驱动电源VDD相连，所述输入/输出轨道轨运放U1输出端与所述P沟道场效应管Q1的栅极相连，所述电阻R4一端同时与所述P沟道场效应管Q1的源极和所述匹配电阻R5一端相连，所述电阻R4另一端与地相连，所述电容C1与所述电阻R4并联，所述匹配电阻R5另一端与所述电压比较器U3的负向输入端相连，所述匹配电阻R6两端分别与比较电压V_REF和所述电压比较器U3的正向输入端相连，所述上拉电阻R7两端分别与VCC电源和所述电压比较器U3输出端相连。

进一步地，所述驱动电路包括MOS管驱动器N4和N沟道的场效应管Q2，所述MOS管驱动器N4控制端和所述与门电路输出端相连，所述MOS管驱动器N4输出端与所述N沟道的场效应管Q2的栅极和源极相连，所述N沟道的场效应管Q2的漏极与所述采样电阻R1相连，所述N沟道的场效应管Q2的源级与负载电磁阀相连。

进一步地，所述自振电路包括施密特触发反相器N6、施密特触发反相器N5，电阻R8、电阻R9和电容C2；所述施密特触发反相器N6输出端同时与所述施密特触发反相器N5输入端和所述电阻R9相连，所述电阻R9另一端同时与所述电阻R8和所述电容C2相连，所述电阻R8另一端与所述施密特触发反相器N6输入端相连，所述电容C2输出端与所述施密特触发反相器N5输出端相连。

进一步地，所述反向延迟电路包括放电电阻R10、放电二极管D1，充电电阻R11，电容C3，匹配电阻R14、匹配电阻R12、电压比较器U2、上拉电阻R13，软件控制信号SOF_CTL同时接到所述放电电阻R10和所述充电电阻R11一端，所述放电电阻R10另一端与所述放电二极管D1的负端相连，所述充电电阻R11另一端同时与所述放电二极管D1正端、所述电容C3一端和所述匹配电阻R14一端相连，所述电容C3另一端与地短接，所述匹配电阻R14另一端与所述电压比较器U2的负向输入端相连，所述匹配电阻R12两端分别与阈值电压V_REF2和所述电压比较器U2的正向输入端相连，所述上拉电阻R13两端分别与VCC电源和所述电压比较器U2输出端相连。

进一步地，保持电流阈值I_over与采样电阻R1，电阻R3和电阻R4和阈值电压V_REF1的关系为：I_over＝(电阻R3的阻值*V_REF1电压值)/(电阻R1的阻值*电阻R4的阻值)。

进一步地，所述采样电阻R1阻值不超过10ohm，额定功率不小于9*I_over*I_over*R1。

进一步地，所述自振电路周期f值由电阻R9的阻值和电容C2的容值决定。

进一步地，所述充电电阻R11的阻值为所述放电电阻R10阻值的100倍；延迟时间τ与充电电阻R11和电容C3的关系为：τ＝K*电阻R11的阻值*电容C3的容值，其中，常数K值由软件控制信号SOF_CTL输出高电平电压和V_REF2电压比值决定。

本发明电磁阀脉宽调制驱动电路工作过程包括以下步骤：

步骤1：当软件控制信号SOF_CTL在T0时刻电平从低到高变后，由于延时反向电路的存在，延时反向电路输出信号会在T0+τ后由高电平变成低电平，在T0到T0+τ这段时间内，或门N2输出一直为高电平，进而N3常输出高电平，此段时间，该电路处于开启工作状态，过流检测电路输出结果不会影响MOS管控制器N4的控制信号；

步骤2：在T0+τ时刻后，延时反向电路信号由高电平变成低电平，当驱动电磁阀电流I大于保持电流阈值I_over时，过流检测电路输出低电平，进而D触发器N1输出信号变成低电平，或门N2输出低电平，与门N3输出低电平，MOS管驱动器会关断场效应管Q2；

步骤3：MOS管驱动器会关断场效应管Q2后，驱动电磁阀电流I变小，当电磁阀电流I小于保持电流阈值I_over时，过流检测电路输出高电平，当自振电路再次输出上升沿时，D触发器N1输出信号变成高电平，或门N2输出高电平，与门N3输出高电平，MOS管驱动器会打开场效应管Q2，继续为场效应管Q2提供高电平；

步骤4：在软件控制信号SOF_CTL从高电平变成低电平前，该电路依次在步骤2与步骤3之间切换，将驱动电磁阀电流I维持在I_over左右，电路工作在保持驱动状态；

步骤5：在软件控制信号SOF_CTL从高电平变成低电平时，由于R11远大于R10，故反相延迟电路的二极管D1导通，电容经R10放电，放电时间可忽略不计，此时可保证反相延时电路输出很快由低电平变成高电平，不会影响再次驱动电磁阀。

本发明的基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路，其有益效果在于：

1、本发明仅通过运算放大器、常规门电路以及阻容、常效应管等常用元器件实现了电磁阀的PWM控制，结构简单，使用方便，不需MCU处理器参与，成本低；且电路参数可调、可适用多款电磁阀驱动。

2、本发明能够为长时工作的电磁阀提供一种节能驱动解决方案，经实际产品验证，可节能75％，大大提高了电磁阀的可靠性。

3、本发明一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路主要应用于多型航空发动机全权限数字电子控制器产品中，已经过各种发动机系统试验验证和飞机装机验证，系统运行稳定可靠，实现了燃油电磁阀PWM控制。

附图说明

为了更清楚地说明本公开实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1是本发明一种实施例的基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路的功能原理框图；

图2是本发明一种实施例的基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路硬件原理图；

图3是本发明一种实施例的自振电路硬件原理图；

图4是本发明一种实施例的延时反向电路硬件原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本公开实施例进行详细描述。

以下通过特定的具体实例说明本公开的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本公开的其他优点与功效。显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。本公开还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本公开的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。

要说明的是，下文描述在所附权利要求书的范围内的实施例的各种方面。应显而易见，本文中所描述的方面可体现于广泛多种形式中，且本文中所描述的任何特定结构及/或功能仅为说明性的。基于本公开，所属领域的技术人员应了解，本文中所描述的一个方面可与任何其它方面独立地实施，且可以各种方式组合这些方面中的两者或两者以上。举例来说，可使用本文中所阐述的任何数目个方面来实施设备及/或实践方法。另外，可使用除了本文中所阐述的方面中的一或多者之外的其它结构及/或功能性实施此设备及/或实践此方法。

还需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本公开的基本构想，图式中仅显示与本公开中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

另外，在以下描述中，提供具体细节是为了便于透彻理解实例。然而，所属领域的技术人员将理解，可在没有这些特定细节的情况下实践所述方面。

下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明，某型发动机燃油电磁阀，需长时工作，驱动电压不小于24V，开启电流不小于2A，保持电流不小于0.7A。

如图1、图2、图3和图4所示，其中，图1是本发明一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路的功能原理框图；图2是本发明一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路硬件原理图；图3是自振电路硬件原理图；图4是延时反向电路硬件原理图。

本发明为一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路，该电路功能原理图如图1所示，电路硬件原理图如图2所示，包括延时反向电路、或门电路、与门电路、驱动电路、过流检测电路、自振电路和带复位的D触发器；

软件控制信号SOF_CTL同时接到与门电路，延时反向电路和带复位的D触发器的数据输入端，或门电路两输入端分别与延时反向电路输出端和带复位的D触发器输出端相连，与门电路另一输入端与或门电路输出端相连，与门电路输出端与驱动电路输入端相连，过流检测电路输入端与驱动电路输出端相连，带复位的D触发器清零～RESET端与过流检测电路输出端相连，自振电路输出端与带复位的D触发器时钟输入端相连。

如图2所示，过流检测电路包括电流镜电路和电压比较电路，电流镜电路用于实现电磁阀驱动电流采集及转换，电压比较电路用于将转换后的电压与过流阈值电压进行比较，输出过流检测结果。电流镜电路包括采样电阻R1、匹配电阻R2、电阻R3、输入/输出轨道轨运放U1、P沟道场效应管Q1和电阻R4和电容C1；电压比较电路包括匹配电阻R5、匹配电阻R6、电压比较器U3、上拉电阻R7；采样电阻R1两端分别与驱动电源VDD和匹配电阻R2的一端相连，匹配电阻R2的另一端与输入/输出轨道轨运放U1正向输入端相连，输入/输出轨道轨运放U1负向输入端同时与电阻R3一端和P沟道场效应管Q1的漏极相连，电阻R3另一端与驱动电源VDD相连，输入/输出轨道轨运放U1输出端与P沟道场效应管Q1的栅极相连，电阻R4一端同时与P沟道场效应管Q1的源极和匹配电阻R5一端相连，电阻R4另一端与地相连，电容C1与电阻R4并联，匹配电阻R5另一端与电压比较器U3的负向输入端相连，匹配电阻R6两端分别与比较电压V_REF和电压比较器U3的正向输入端相连，上拉电阻R7两端分别与VCC电源和电压比较器U3输出端相连。根据负反馈运放的“虚断”、“虚短”特性，采样电阻R1两端压降与电阻R3两端压降相等，流经电阻R3的电流与流经电阻R4的电流相等，因此保持电流阈值I_over＝(电阻R3的阻值*V_REF1电压值)/(电阻R1的阻值*电阻R4的阻值)。采样电阻R1选用阻值为0.25Ω(额定功率1W)，电阻R2、R3阻值为300Ω，R4阻值为4.27kΩ，V_REF1电压值为2.5V，故保持电流阈值I_over＝0.7A。

驱动电路包括MOS管驱动器N4和N沟道的场效应管Q2，MOS管驱动器N4控制端和与门电路输出端相连，MOS管驱动器N4输出端与N沟道的场效应管Q2的栅极和源极相连，N沟道的场效应管Q2的漏极与采样电阻R1相连，N沟道的场效应管Q2的源级与负载电磁阀相连。当MOS管驱动器N4被使能时，N4输出Q2的VGS为恒定12V，N沟道场效应管Q2导通，输出电磁阀驱动信号。当MOS管驱动器N4未被使能时，N4输出Q2的VGS为0V，N沟道场效应管Q2截止。

自振电路包括施密特触发反相器N6、施密特触发反相器N5，电阻R8、电阻R9和电容C2；施密特触发反相器N6输出端同时与施密特触发反相器N5输入端和电阻R9相连，电阻R9另一端同时与电阻R8和电容C2相连，电阻R8另一端与施密特触发反相器N6输入端相连，电容C2输出端与施密特触发反相器N5输出端相连。根据施密特触发反相器特性及电容充放电特性，自振电路振荡周期f与电阻R9和电容C2的关系为：f≈0.4/(电阻R9的阻值*电容C2的容值)，其中充放电电阻R9选用阻值为499KΩ，电容C2选用容值为150pF，则振荡周期f＝5.3KHz。

反向延迟电路包括放电电阻R10、放电二极管D1，充电电阻R11，电容C3，匹配电阻R14、匹配电阻R12、电压比较器U2、上拉电阻R13，软件控制信号SOF_CTL同时接到放电电阻R10和充电电阻R11一端，放电电阻R10另一端与放电二极管D1的负端相连，充电电阻R11另一端同时与放电二极管D1正端、电容C3一端和匹配电阻R14一端相连，电容C3另一端与地短接，匹配电阻R14另一端与电压比较器U2的负向输入端相连，匹配电阻R12两端分别与阈值电压V_REF2和电压比较器U2的正向输入端相连，上拉电阻R13两端分别与VCC电源和电压比较器U2输出端相连。软件控制信号SOF_CTL输出高电平电压约为5V，阈值电压V_REF2为2.5V，则延迟时间τ与R11和C3的关系为：τ≈0.7*电阻R11的阻值*电容C3的容值，其中电阻R11阻值为120KΩ，电容C3的容值为15uF，则延迟时间为1.26s，放电电阻R10为100Ω，则放电时间约为1mS，可忽略不计。

本实施例的电磁阀脉宽调制驱动电路，工作过程包括以下步骤：

步骤1：当软件控制信号SOF_CTL在T0时刻电平从低到高变后，由于延时反向电路的存在，延时反向电路输出信号会在T0+1.26s后由高电平变成低电平，在T0到T0+1.26s这段时间内，或门N2输出一直为高电平，进而N3常输出高电平，此段时间，该电路处于开启工作状态，过流检测电路输出结果不会影响MOS管控制器N4的控制信号；

步骤2：在T0+1.26s时刻后，延时反向电路信号由高电平变成低电平，当驱动电磁阀电流I大于保持电流阈值0.7A时，过流检测电路输出低电平，进而D触发器N1输出信号变成低电平，或门N2输出低电平，与门N3输出低电平，MOS管驱动器会关断场效应管Q2；

步骤3：MOS管驱动器会关断场效应管Q2后，驱动电磁阀电流I变小，当电磁阀电流I小于保持电流阈值I_over时，过流检测电路输出高电平，当自振电路再次输出上升沿时，D触发器N1输出信号变成高电平，或门N2输出高电平，与门N3输出高电平，MOS管驱动器会打开场效应管Q2，继续为场效应管Q2提供高电平；

步骤4：在软件控制信号SOF_CTL从高电平变成低电平前，该电路依次在步骤2与步骤3之间切换，将驱动电磁阀电流I维持在I_over左右，电路工作在保持驱动状态；

步骤5：在软件控制信号SOF_CTL从高电平变成低电平时，由于R11远大于R10，故反相延迟电路的二极管D1导通，电容经R10放电，放电时间约为1ms，可忽略不计，此时可保证反相延时电路输出很快由低电平变成高电平，不会影响再次驱动电磁阀。

针对驱动电磁阀的保持电流仅为开启电流的1/3～1/2的特性，本发明电磁阀脉宽调制驱动电路具有两种工作状态，开启驱动状态和保持驱动状态。在开启驱动状态，对电磁阀驱动电流无任何限制，持续一段时间待电磁阀完全打开后，自动转变为保持驱动状态，即当流经电磁阀电流超过保持电流时，关断输出，待一段时间后再恢复，处于脉宽调制工作状态。

实际工作中，本发明已用于某型发动机全权限数字电子控制器中，经过各种系统试验验证和装机验证，系统运行稳定可靠，能够实现长时电磁阀的节能控制，电磁阀可长时工作，大大提高了电磁阀的可靠性。经实际使用验证，本发明可保证电磁阀正常工作，且当电磁阀工作时间较长时，避免了电磁阀处于高负载的工作状态，有效地实现了电磁阀节能控制，保证了电磁阀使用寿命，具有广泛的应用价值。

以上所述，仅为本公开的具体实施方式，但本公开的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本公开揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本公开的保护范围之内。因此，本公开的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种基于纯硬件的电磁阀脉宽调制驱动电路，其特征在于，包括延时反向电路、或门电路、与门电路、驱动电路、过流检测电路、自振电路和带复位的D触发器；

软件控制信号SOF_CTL同时接到所述与门电路、所述延时反向电路和所述D触发器的数据输入端，所述或门电路两输入端分别与所述延时反向电路的输出端和所述D触发器的输出端相连，所述与门电路另一输入端与所述或门电路的输出端相连，所述与门电路的输出端与所述驱动电路的输入端相连，所述过流检测电路的输入端与所述驱动电路的输出端相连，所述D触发器清零-RESET端与所述过流检测电路的输出端相连，所述自振电路的输出端与所述D触发器的时钟输入端相连。

2.根据权利要求1所述的电磁阀脉宽调制驱动电路，其特征在于，所述过流检测电路包括电流镜电路和电压比较电路，所述电流镜电路用于实现电磁阀驱动电流采集及转换，所述电压比较电路用于将转换后的电压与过流阈值电压进行比较，输出过流检测结果。

3.根据权利要求2所述的电磁阀脉宽调制驱动电路，其特征在于，所述电流镜电路包括采样电阻R1、匹配电阻R2、电阻R3、输入/输出轨道轨运放U1、P沟道场效应管Q1、电阻R4和电容C1；所述电压比较电路包括匹配电阻R5、匹配电阻R6、电压比较器U3、上拉电阻R7；

所述采样电阻R1两端分别与驱动电源VDD和所述匹配电阻R2的一端相连，所述匹配电阻R2的另一端与所述输入/输出轨道轨运放U1的正向输入端相连，所述输入/输出轨道轨运放U1的负向输入端同时与所述电阻R3一端和所述P沟道场效应管Q1的漏极相连，所述电阻R3另一端与驱动电源VDD相连，所述输入/输出轨道轨运放U1的输出端与所述P沟道场效应管Q1的栅极相连，所述电阻R4一端同时与所述P沟道场效应管Q1的源极和所述匹配电阻R5一端相连，所述电阻R4另一端与地相连，所述电容C1与所述电阻R4并联，所述匹配电阻R5另一端与所述电压比较器U3的负向输入端相连，所述匹配电阻R6两端分别与比较电压V_REF和所述电压比较器U3的正向输入端相连，所述上拉电阻R7两端分别与VCC电源和所述电压比较器U3的输出端相连。

4.根据权利要求3所述的电磁阀脉宽调制驱动电路，其特征在于，所述驱动电路包括MOS管驱动器N4和N沟道的场效应管Q2，所述MOS管驱动器N4的控制端和所述与门电路的输出端相连，所述MOS管驱动器N4的输出端与所述N沟道的场效应管Q2的栅极和源极相连，所述N沟道的场效应管Q2的漏极与所述采样电阻R1相连，所述N沟道的场效应管Q2的源级与负载电磁阀相连。

5.根据权利要求1至4任一项所述的电磁阀脉宽调制驱动电路，其特征在于，所述自振电路包括施密特触发反相器N6、施密特触发反相器N5，电阻R8、电阻R9和电容C2；所述施密特触发反相器N6的输出端同时与所述施密特触发反相器N5的输入端和所述电阻R9相连，所述电阻R9另一端同时与所述电阻R8和所述电容C2相连，所述电阻R8另一端与所述施密特触发反相器N6的输入端相连，所述电容C2的输出端与所述施密特触发反相器N5的输出端相连。

6.根据权利要求5所述的电磁阀脉宽调制驱动电路，其特征在于，所述延时反向电路包括放电电阻R10、放电二极管D1，充电电阻R11，电容C3，匹配电阻R14、匹配电阻R12、电压比较器U2、上拉电阻R13，软件控制信号SOF_CTL同时接到所述放电电阻R10和所述充电电阻R11一端，所述放电电阻R10另一端与所述放电二极管D1的负端相连，所述充电电阻R11另一端同时与所述放电二极管D1正端、所述电容C3一端和所述匹配电阻R14一端相连，所述电容C3另一端与地短接，所述匹配电阻R14另一端与所述电压比较器U2的负向输入端相连，所述匹配电阻R12两端分别与阈值电压V_REF2和所述电压比较器U2的正向输入端相连，所述上拉电阻R13两端分别与VCC电源和所述电压比较器U2的输出端相连。

7.根据权利要求6所述的电磁阀脉宽调制驱动电路，其特征在于，保持电流阈值I over与采样电阻R1，电阻R3和电阻R4和阈值电压V_REF1的关系为：Iover＝(电阻R3的阻值*阈值电压V_REF1电压值)/(电阻R1的阻值*电阻R4的阻值)。

8.根据权利要求7所述的电磁阀脉宽调制驱动电路，其特征在于，所述采样电阻R1阻值不超过10ohm，额定功率不小于9*I over*I over*R1。

9.根据权利要求8所述的电磁阀脉宽调制驱动电路，其特征在于，所述自振电路的周期f值由电阻R9的阻值和电容C2的容值决定。

10.根据权利要求9所述的电磁阀脉宽调制驱动电路，其特征在于，所述充电电阻R11的阻值为所述放电电阻R10阻值的100倍；延迟时间τ与充电电阻R11和电容C3的关系为：τ＝K*电阻R11的阻值*电容C3的容值，其中，延迟时间τ是通过所述延时反向电路产生的延迟时间，常数K值由软件控制信号SOF_CTL输出高电平电压和阈值电压V_REF2的电压比值决定。