CN113839454A - 一种电压转换系统与充电器 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种电压转换系统与充电器，涉及电子电路技术领域，该电压转换系统包括输入端、输出端、开关模块与控制模块，其中，开关模块包括第一开关单元，控制模块包括第一控制单元。第一开关单元包括第一电容、第一开关、第二开关、第三开关与第四开关。第一控制单元包括比较器与单触发电路。比较器用于根据输出端的第一电压和参考电压输出第一边沿信号。单触发电路用于根据第一边沿信号输出第一脉冲信号，其中，第一脉冲信号有固定的预设时长，并用于控制第一开关、第二开关、第三开关及第四开关的导通或断开，以使输入至比较器的第一输入端的电压不小于参考电压。通过上述方式，能够减小电池电量的消耗，延长电池的使用时长。

Description

一种电压转换系统与充电器
技术领域
本申请涉及电子电路技术领域，特别是涉及一种电压转换系统与充电器。
背景技术
在移动设备电池容量有限的情况下，快速充电技术成为提高用户体验的一种新方法，近年来各种应用于快速充电的技术方案迅猛发展。而在电池快速技术的最新发展进程中，在如何减少为单节电池充电时所输入的大电流而导致的过度损耗这方便遇到了挑战。且输入的大电流还需要定制的USB线缆和连接器，从而增加了额外的系统成本。串联连接的双节电池解决了大输入电流问题，因为它在相同容量下将电池电压加倍，从而减少了因为大输入电流而产生的大量功耗，并支持使用标准 USB 线缆和连接器。
其中，现有技术中基于双电池串联的现有充电系统如图1所示。该充电系统可在2：1的正向电荷泵模式或1：2的反向电荷泵模式下运行。
然而，在系统负载很轻的应用场景中，该充电系统在工作时所需的高静态电流会消耗不必要的电池电量并缩短电池续航时间。
发明内容
本申请实施例旨在提供一种电压转换系统与充电器，能够减小电池电量的消耗，延长电池的使用时长。
为实现上述目的，第一方面，本申请提供一种电压转换系统，包括：
输入端、输出端、开关模块与控制模块，其中，所述开关模块包括第一开关单元，所述控制模块包括第一控制单元；
所述第一开关单元包括第一电容及依次串联连接的第一开关、第二开关、第三开关与第四开关；
所述第一开关单元的第一端与所述输入端连接，所述第一开关单元的第二端接地，所述第一开关与所述第二开关之间的连接点与所述第一电容的第一端连接，所述第二开关与所述第三开关之间的连接点与所述输出端连接，所述第三开关与所述第四开关之间的连接点与所述第一电容的第二端连接，其中，所述第一开关的一端为所述第一开关单元的第一端；
所述第一控制单元包括比较器与单触发电路，所述比较器的第一输入端与所述输出端连接，所述比较器的第二输入端与参考电压连接，所述比较器的输出端与所述单触发电路的输入端连接，所述单触发电路的输出端与所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关及所述第四开关连接；
所述比较器用于根据所述输出端的第一电压输出第一边沿信号；
所述单触发电路用于根据所述第一边沿信号输出第一脉冲信号，其中，所述第一脉冲信号有固定的预设时长，并用于控制所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关及所述第四开关的导通或断开，以使输入至所述比较器的第一输入端的电压不小于所述参考电压；
其中，输入至所述比较器的第一输入端的电压通过所述第一电压获得。
在一种可选的方式中，所述第一控制单元还包括第一电阻与第二电阻；
所述第一电阻与所述第二电阻串联连接，所述第一电阻的非串联连接端与所述输出端连接，所述第一电阻与所述第二电阻之间的连接点与所述比较器的第一输入端连接，所述第二电阻的非串联连接端接地；
所述第一电阻与所述第二电阻用于对所述第一电压进行分压，并将所述第二电阻的电压输入至所述比较器的第一输入端。
在一种可选的方式中，所述第一控制单元还包括第一同相缓冲器与第一反相缓冲器；
所述第一同相缓冲器的输入端与所述第一反相缓冲器的输入端及所述单触发电路的输出端连接，所述第一同相缓冲器的输出端与所述第二开关及所述第四开关连接，所述第一反相缓冲器的输出端与所述第一开关及所述第三开关连接。
在一种可选的方式中，所述第一电压不大于所述输入端的第二电压的一半。
在一种可选的方式中，若所述第一电阻与所述第二电阻用于对所述输入端的第二电压的一半进行分压，则所述输入端的第二电压的一半在所述第二电阻上的分压大于所述参考电压；
且所述输入端的第二电压的一半在所述第二电阻上的分压与所述参考电压的差值为第一电压差，
其中，第一电压差决定所述第一电压的纹波，所述第一电压差越小，所述第一电压的纹波越小。
在一种可选的方式中，当所述第一电压大于第一电压阈值时，根据所述输入端的第二电压的变化配置所述参考电压，以保持所述第一电压差位于第一电压区间内；
当所述第一电压小于等于所述第一电压阈值时，配置所述参考电压为固定值；
直至所述第一电压差大于所述第一电压区间的最大值，则根据所述输入端的第二电压的变化配置所述参考电压，以保持所述第一电压差位于所述第一电压区间内。
在一种可选的方式中，所述控制模块还包括第二控制单元；
所述第二控制单元分别与所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关及所述第四开关连接；
所述第二控制单元用于控制所述第一开关和所述第三开关的组合及所述第二开关和所述第四开关的组合以固定的频率交替导通或断开，以使所述第一电压为所述输入端的第二电压的一半。
在一种可选的方式中，在所述输出端的输出电流小于第一电流阈值时，所述第二控制单元被禁用；
所述第一控制单元被启用，其中，所述第一控制单元用于控制所述开关模块中所述第二开关和所述第四开关一同以固定的导通时间间歇导通。
在一种可选的方式中，在所述输出端的输出电流大于第二电流阈值时，所述第一控制单元被禁用；
所述第二控制单元被启用，其中，所述第二控制单元用于控制所述开关模块中的各开关以固定的频率交替导通或断开。
在一种可选的方式中，在所述第一脉冲信号的频率大于第一频率阈值时，所述第一控制单元被禁用；
所述第二控制单元被启用，其中，所述第二控制单元用于控制所述开关模块中的各开关以固定的频率交替导通或断开。
在一种可选的方式中，所述开关模块还包括第二开关单元；
所述第二开关单元包括第二电容及依次串联连接的第五开关、第六开关、第七开关与第八开关；
所述第二开关单元的第一端与所述输入端连接，所述第二开关单元的第二端接地，所述第五开关与所述第六开关之间的连接点与所述第二电容的第一端连接，所述第六开关与所述第七开关之间的连接点与所述输出端连接，所述第七开关与所述第八开关之间的连接点与所述第二电容的第二端连接，其中，所述第五开关的一端为所述第二开关单元的第一端。
在一种可选的方式中，所述第一控制单元还包括控制信号分配模块、第二同相缓冲器与第二反相缓冲器；
所述控制信号分配模块的输入端与所述单触发电路的输出端连接，所述控制信号分配模块的第一输出端与所述第一同相缓冲器的输入端与所述第一反相缓冲器的输入端连接，所述控制信号分配模块的第二输出端与所述第二同相缓冲器的输入端与所述第二反相缓冲器的输入端连接，所述第二同相缓冲器的输出端与所述第六开关及所述第八开关连接，所述第二反相缓冲器的输出端与所述第五开关及所述第七开关连接。
在一种可选的方式中，所述控制信号分配模块用于将所述单触发电路的输出信号交替分配给所述第一开关单元和所述第二开关单元，以使所述第一开关单元中的所述第二开关和所述第四开关的组合与所述第二开关单元中的所述第六开关和所述第八开关的组合分别以固定的导通时间交替地间歇导通。
第二方面，本申请提供一种充电器，该充电器包括如上所述的电压转换系统。
本申请实施例的有益效果是：本申请提供的电压转换系统，包括输入端、输出端、开关模块与控制模块，其中，开关模块包括第一开关单元，控制模块包括第一控制单元。第一开关单元包括第一电容及依次串联连接的第一开关、第二开关、第三开关与第四开关。第一开关单元的第一端与输入端连接，第一开关单元的第二端接地，第一开关与第二开关之间的连接点与第一电容的第一端连接，第二开关与第三开关之间的连接点与输出端连接，第三开关与第四开关之间的连接点与第一电容的第二端连接，其中，第一开关的一端为第一开关支路的第一端。第一控制单元包括比较器与单触发电路，比较器的第一输入端与输出端连接，比较器的第二输入端与参考电压连接，比较器的输出端与单触发电路的输入端连接，单触发电路的输出端与第一开关、第二开关、第三开关及第四开关连接。比较器用于根据输出端的第一电压与参考电压输出第一边沿信号。单触发电路用于根据第一边沿信号输出第一脉冲信号，其中，第一脉冲信号有固定的预设时长，并用于控制第一开关、第二开关、第三开关及第四开关的导通或断开，以使输入至比较器的第一输入端的电压不小于参考电压。通过上述方式，控制模块能够采用脉冲频率调制模式的控制方法控制开关模块，以实现在电压转换系统所接入的负载较轻时，减小开关模块所需消耗的静态功率，从而能够减小与该电压转换系统所连接的电池的电量消耗，有利于延长电池的续航时间。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1为相关技术中的充电系统的电路结构示意图；
图2为本申请实施例提供的电压转换系统的结构示意图；
图3为本申请实施例提供的电压转换系统的电路结构示意图；
图4为本申请实施例提供的启用第一控制单元时，图3中的电压转换系统中各信号的示意图；
图5为本申请实施例提供的分别启用第一控制单元以及第二控制单元时，图3中的电压转换系统中各信号的示意图；
图6为本申请另一实施例提供的启用第一控制单元时，图3中的电压转换系统中各信号的示意图；
图7为本申请另一实施例提供的电压转换系统的电路结构示意图；
图8为本申请实施例提供的启用第一控制单元时，图7中的电压转换系统中各信号的示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
请参照图1，图1为相关技术中的充电系统的电路结构示意图。如图1所示，该充电系统由两个子系统组成，分别为第一子系统110和第二子系统130组成。
其中，第一子系统110包括一个功率开关112、一个功率开关118、一个背对背的电源开关119、一个由功率开关113和功率开关114组成的降压转换器、输出电感器115、输入电容116和输出电容120。第一子系统110还包括降压开关充电控制器121，其产生用于功率开关112、功率开关113、功率开关114和功率开关119的驱动信号。第一子系统110还包括功率路径控制器117产生用于功率开关118的驱动信号。
第二子系统130包括功率开关134、功率开关135、功率开关136、功率开关137、功率开关139、功率开关140、功率开关141、功率开关142、飞跨电容131、飞跨电容132、滤波电容133、滤波电容143和双向开关电容充电控制器138。双向开关电容充电控制器138用于产生第二子系统130中的各功率开关的驱动信号。功率开关112的一端和功率开关119的一端均连接到第一电压总线VIN1。功率开关112的另一端连接输入滤波电容116。功率开关119的另一端连接第二电压总线VBAT1，第二电压总线VBAT1为第二子系统130的输入端并连接到双节电池150。
具体地，第一子系统110的输出为系统提供电源VSYS。对于智能手机等移动设备，系统电源VSYS的电压范围为3.5V至4.5V。第二子系统130具有两个功能，第一个功能：以2：1的正向电荷泵模式工作，实现降低电池电压以向系统供电。第二个功能，以1：2的反向电荷泵模式工作，实现在以下几种情况下为电池充电。第一种情况，在第一电压总线VIN1上仅提供5V输出的电源。第二种情况，如果第一电压总线VIN1上连接高压快充适配器，例如USBPD3.0适配器，则打开功率开关119直接对双节电池150进行快充，第二子系统130工作在2：1电荷泵模式下，并通过功率开关118提供系统电压VSYS。如上所述，无论第一电压总线VIN1上是否存在输入电源，第二子系统130需要始终运行。第二子系统130可以在2：1正向电荷泵模式或1：2反向电荷泵模式下运行，具体取决于第一电压总线VIN1上所接入的USB适配器类型，或者系统中是否只有双节电池150作为电源。
本申请的发明人在实现本申请的过程中发现：目前，图1中所示的电池系统中的第二子系统130仅在电池电源可用的情况下运行。在这种情况下，如果系统所连接的负载很轻，第二子系统130的开环操作所需的高静态电流会消耗不必要的电池电量并缩短电池续航时间。
基于此，本申请提供一种电压转换系统，该电压转换系统包括开关模块与控制模块。控制模块可采用脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation，PFM）模式的控制方法控制开关模块，以实现在电压转换系统所接入的负载较轻时，减小开关模块所需消耗的静态功率，从而能够减小与该电压转换系统所连接的电池的电量消耗，有利于延长电池的续航时间。
需要说明的是，在本申请的实施例中，当负载电流小于100mA，可表示为负载很轻或负载较轻或轻载等，而当负载电流大于120mA时，则可以表示为负载很重或负载较重或重载等。
请参照图2，图2为本申请实施例提供的电压转换系统的结构示意图。如图2所示，该电压转换系统包括输入端VIN、输出端VOUT、开关模块与控制模块，其中，开关模块包括第一开关单元210，控制模块包括第一控制单元310。
具体地，第一开关单元210包括第一电容215及依次串联连接的第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214。第一开关单元210的第一端与输入端VIN连接，第一开关单元210的第二端接地GND，第一开关211与第二开关212之间的连接点与第一电容215的第一端连接，第二开关212与第三开关213之间的连接点与输出端VOUT连接，第三开关213与第四开关214之间的连接点与第一电容215的第二端连接，其中，第一开关211的一端为第一开关单元210的第一端。第一控制单元310包括比较器311与单触发电路312，比较器311的第一输入端与输出端VOUT连接，比较器311的第二输入端与参考电压Vref连接，比较器311的输出端与单触发电路312的输入端连接，单触发电路312的输出端与第一开关211、第二开关212、第三开关213及第四开关214连接。
其中，比较器311用于根据输出端VOUT的第一电压和参考电压Vref输出第一边沿信号。单触发电路312用于根据第一边沿信号输出第一脉冲信号，其中，第一脉冲信号有固定的预设时长，且第一脉冲信号用于控制第一开关211、第二开关212、第三开关213及第四开关214的导通或断开，以使输入至比较器311的第一输入端的电压不小于参考电压Vref。其中，输入至比较器311的第一输入端的电压通过第一电压获得。
在此实施例中，通过比较器311与单脉冲电路实现了PFM模式的控制方法，具体为通过具有固定的预设时长的第一脉冲信号控制第一开关211、第二开关212、第三开关213及第四开关214，从而实现在电压转换系统所接入的负载较轻时，有利于减小开关模块所需消耗的静态功率。
可理解，在本申请的实施例中，均以第一边沿信号为上升沿信号为例。
请参阅图3，图3为本申请实施例提供的电压转换系统的电路结构示意图。其中，在该实施中，以第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214均为NMOS管为例。
需要说明的是，在本申请的实施例中，以各开关均为MOS管为例。而在其他的实施例中，各开关还可以是任何可控开关，诸如绝缘栅双极晶体管（IGBT）器件，集成门极换流晶闸管（IGCT）设备，可关断晶闸管（GTO）装置，硅控整流器（SCR）设备，结型栅场效应晶体管(JFET)器件、MOS控制晶闸管(MCT)器件、氮化镓(GaN)基功率器件、碳化硅(SiC)基功率器件等。本申请实施例对比不做限制。
此外，比较器311选用一个低功耗的迟滞比较器311。比较器311有预设的迟滞门限。因为比较器311所输出的脉冲的脉冲宽度是不受控的，本实施例中以比较器311所输出的边沿信号来触发单触发电路312。
同时，单触发电路312的主要工作是根据比较器311输出的边沿信号，实现具有特定的脉冲宽度的控制信号，具体实现即为第一脉冲信号具有固定的预设时长。可见，单触发电路312不能被比较器311取代。
在一实施例中，请继续参阅图3，第一控制单元310还包括第一电阻313与第二电阻314。其中，第一电阻313与第二电阻314串联连接，第一电阻313的非串联连接端与输出端VOUT连接，第一电阻313与第二电阻314之间的连接点与比较器311的第一输入端VIN连接，第二电阻314的非串联连接端接地GND。
具体地，第一电阻313与第二电阻314用于对第一电压进行分压，并将第二电阻314的电压输入至比较器311的第一输入端。
在一实施例中，请继续参阅图3，第一控制单元310还包括第一同相缓冲器315与第一反相缓冲器316。其中，第一同相缓冲器315的输入端与第一反相缓冲器316的输入端及单触发电路312的输出端连接，第一同相缓冲器315的输出端与第二开关212及第四开关214连接，第一反相缓冲器316的输出端与第一开关211及第三开关213连接。
具体地，第一同相缓冲器315用于保持其输出的信号与输入的信号相同，但能够增大驱动能力，以能够驱动第二开关212及第四开关214。第一反相缓冲器316用于使其输出的信号与输入的信号相反，且同样能够增大驱动能力，以能够驱动第一开关211及第三开关213。
在一实施例中，若第一电阻313与第二电阻314用于对输入端VIN的第二电压的一半进行分压，则输入端VIN的第二电压的一半在第二电阻314上的分压大于参考电压Vref。且输入端VIN的第二电压的一半在第二电阻314上的分压与参考电压Vref的差值为第一电压差。其中，第一电压差决定输出端VOUT的第一电压的纹波，第一电压差越小，输出端VOUT的第一电压的纹波越小。
具体地，参考电压Vref的取值决定了输出端VOUT的第一电压的纹波。同时，若输入端VIN的第二电压的一半经过第一电阻313与第二电阻314串联分压后获得电压值Vmid，则参考电压Vref必须小于电压值Vmid（该电压值Vmid为输入端VIN的第二电压的一半在第二电阻上的分压）。参考电压Vref和电压值Vmid的差值（记为第一电压差）决定了输出端VOUT的第一电压的纹波。其中，第一电压差越小，第一电压的纹波越小。反之，第一电压差越大，则第一电压的纹波越大。可以通过参考该电压转换电路的输出纹波的指标，来反推出所需要的第一电压差，进而确定参考电压Vref的取值。当输出纹波指标比较高（即要求纹波较小时）则需要配置第一电压差较小，即选择参考电压Vref更接近电压值Vmid。反之，当输出纹波要求比较松时，则可以配置第一电压差更大，即选择比电压值Vmid低很多的参考电压Vref。
同时，参考电压Vref的取值也决定了PFM工作模式下的开关频率。其中，参考电压Vref和电压值Vmid的电压差值（即第一电压差）越大，该电压转换系统在PFM工作模式下的开关频率越低，相反，当电压Vref越接近Vmid的电压，即第一电压差越小，该电压转换系统在PFM工作模式下的开关频率越高。
在一实施例中，当输出端VOUT的第一电压大于第一电压阈值时，根据输入端VIN的第二电压的变化配置参考电压，以保持第一电压差位于第一电压区间内。
当输出端VOUT的第一电压小于等于第一电压阈值时，配置参考电压为固定值。直至第一电压差大于第一电压区间的最大值，则根据输入端VIN的第二电压的变化配置参考电压，以保持第一电压差位于第一电压区间内。
在该实施例中，输入端VIN的第二电压由双节串联的电池提供，而输出端VOUT的第一电压为后继系统（包括CPU，内存等）供电。在电压转换系统工作在FPM模式时，参考电压Vref可以由输入端VIN的第二电压分压获得。如前所述参考电压Vref需要设定为小于输入端VIN的第二电压若经第一电阻313与第二电阻314串联分压后得到的电压值Vmid，且参考电压Vref和电压值Vmid之间的第一电压差在输出电流一定时决定了输出端VOUT的第一电压的纹波和FPM模式工作时的第一脉冲信号的频率。
在电池放电的过程中，当输出端VOUT的第一电压高于后继系统可以保持工作的最低电压（即在此时，第一电压阈值对应后继系统可以保持工作的最低电压）时，随着电池电压的逐渐降低，输入端VIN的第二电压、电压值Vmid也都随之降低，可以通过保持电压值Vmid和参考电压Vref之间电压差不变的方式，以在输出电流一定时维持输出端VOUT的第一电压的纹波和第一脉冲信号的频率稳定。即根据输入端VIN的第二电压的变化，动态配置参考电压Vref,以保持第一电压差在某个预设电压区间内，以保持输出端VOUT的第一电压的纹波和第一脉冲信号的频率稳定。比如，在一实施方式中，预设电压区间可以为20mV-30mV,即可保持参考电压Vref一直比电压值Vmid低20mV-30mV。
然而，当输出端VOUT的第一电压降到等于后继系统可以保持工作的最低电压（即第一电压阈值）时，继续随电池电压的降低而改变Vref会导致输出端VOUT的第一电压不足以支撑后继系统的正常工作。这时，可以选择维持参考电压Vref不变的方法维持后继系统正常工作。在这种固定参考电压Vref的工作模式下，随着电池电压的继续降低，电压值Vmid也随着降低，参考电压Vref与电压值Vmid之间的第一电压差值开始减小。这会导致第一脉冲信号的频率提升和输出端VOUT的第一电压纹波的减小。直到电压值Vmid等于参考电压Vref时，后继系统不再能得到足够的电压输入而停止工作。通过这种固定参考电压Vref不变，使输出端VOUT的第一电压保持在维持后继系统正常工作的最低电压（即第一电压阈值）的办法可以有效地延长后继系统的续航时间。
然而，在参考电压Vref被配置为固定值的状态下,如果电池电压提高（比如被充电），则电压值Vmid也随之提高，参考电压Vref与电压值Vmid之间的第一电压差也提高，当参考电压Vref与电压值Vmid之间的第一电压差达到预设电压区间的最大值（即预设电压区间的上限值）时，启动根据输入端VIN的第二电压的变化动态配置所述参考电压Vref,以保持第一电压差在该预设电压区间内，从而维持输出端VOUT的第一电压的纹波和第一脉冲信号的频率稳定。
在一实施例中，该电压转换电路还包括第一滤波电容411与第二滤波电容412，其中，第一滤波电容411的第一端与输出端VOUT连接，第一滤波电容411的第二端接地GND，第二滤波电容412的第一端与输入端VIN连接，第二滤波电容412的第二端接地GND。
在一实施例中，由于参考电压Vref必须小于输入端VIN的第二电压的一半若经过第一电阻313与第二电阻314串联分压后的电压值Vmid。输出端VOUT的第一电压也不大于输入端VIN的第二电压的一半。在一实施例中，请继续参阅图3，控制模块还包括第二控制单元320。其中，第二控制单元320分别与第一开关211、第二开关212、第三开关213及第四开关214连接。
具体地，当第一控制单元310被禁用，且第二控制单元320被启用时，第二控制单元320用于控制第一开关211和第三开关213的组合及第二开关212和第四开关214的组合以固定的频率交替导通或断开，以使输出端VOUT的第一电压为输入端VIN的第二电压的一半。
需要说明的是，在电压转换系统的工作过程中，第一控制单元310与第二控制单元320中的一个控制单元被禁用，另一个被启用。即第一控制单元310禁用时，第二控制单元320启用；第二控制单元320禁用时，第一控制单元310启用。
而用于控制第一控制单元310与第二控制单元320之间进行切换的模块，可为区别于第一控制单元310与第二控制单元320的控制模块，比如在电压转换系统中增加第三控制单元（例如，在一实施方式中，该第三控制单元为应用处理器），以控制第一控制单元310与第二控制单元320之间的切换。此时，第一控制单元310与第二控制单元320为并列关系。
也可以直接由第一控制单元310或第二控制单元320中的任一控制单元决定第一控制单元310与第二控制单元320之间的切换。比如，由第一控制单元310控制第一控制单元310与第二控制单元320之间的切换。此时，第一控制单元310与第二控制单元320为从属关系。本申请实施例对此不作具体限定。
在一实施例中，在输出端VOUT的输出电流小于第一电流阈值时，第二控制单元320被禁用。第一控制单元310被启用，其中，第一控制单元310用于控制电压转换系统中第二开关212和第四开关214一同以固定的导通时间间歇导通。
其中，固定的导通时间间歇导通表示第二开关212与第四开关214在导通固定的时长后关断，并在关断一定时长后又再次导通，且导通固定的时长，以此方式重复导通与关断。
在一实施例中，在输出端VOUT的输出电流大于第二电流阈值时，第一控制单元310被禁用。第二控制单元320被启用，其中，第二控制单元320用于控制电压转换系统中的各开关以固定的频率交替导通或断开。
其中，各开关包括第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214。固定的频率交替导通或断开表示在任一时刻各开关中的至少一个开关处于导通状态。在一实施方式中，第一开关211与第三开关213的组合和第二开关212与第四开关214的组合以固定的频率以及50%的占空比交替导通，即在一个工作周期的前半周期，第一开关211与第三开关213导通，且第二开关212与第四开关214关断，在一个工作周期的后半周期，第一开关211与第三开关213关断，且第二开关212与第四开关214导通。
在一实施例中，第一电流阈值小于第二电流阈值。具体地，在输出端VOUT的输出电流小于第一电流阈值时，第二控制单元320被禁用，第一控制单元310被启用。此时，在第一控制单元310的作用下，若输出端VOUT的输出电流一直增大，即使增大至第一电流阈值也不启用第二控制单元320，只有电流一直增大至第二电流阈值时，才启用第二控制单元320并禁用第一控制单元310。
同样地，在第二控制单元320的作用下，所输出端VOUT的输出电流一直减小，即使减小至小于第二电流阈值，也不启用第一控制单元310，只有电流一直减小至第一电流阈值时，才启用第一控制单元310并禁用第二控制单元320。
可理解，在此实施例中，第一电流阈值与第二电流阈值可根据实际情况设置，本申请实施例对此不作具体限制。
在一实施例中，在第一脉冲信号的频率大于第一频率阈值时，第一控制单元310被禁用。第二控制单元320被启用，其中，第二控制单元320用于控制电压转换系统中的各开关以固定的频率交替导通或断开。其中，第一频率阈值可根据实际情况设置，本申请实施例对此不作具体限制。
为了更好的理解本申请，以下将对图3所示的电压转换系统的电路结构的工作原理进行介绍。
在图3所示的电路结构中，假设在最初，第一开关211与第三开关213被接通，并且第二开关212与第四开关214被关断。第一电压随着第一滤波电容411对输出负载放电而降低。在输出电压降低的时间间隔期间，由于第一电压和第一电容215两端的电压的总和必须等于输入电压，且输入电压保持不变，则第一电容215两端的电压增加。
继而，当输出电压下降至使得节点FB的电压等于参考电压Vref时，比较器311产生第一边沿信号以触发单触发电路312。同时，在此实施例中，输出端VOUT的第一电压不大于输入端VIN的第二电压的一半。在一实施方式中，参考电压Vref可以由输入端VIN的第二电压进行固定比例分压器获得。当然，在其他的实施例中，参考电压Vref也可以由输入端VIN的第二电压进行固定差值分压获得，本申请实施例对比不做具体限定。在一实施例中，当输出端VOUT用于连接外部系统，并且输出端VOUT的第一电压降低到外部系统所需的最低输入电压VSYSmin时，参考电压Vref也可以设为固定的电压以保持输出端VOUT的第一电压不低于最低输入电压VSYSmin。
接着，通过单触发电路312所输出的第一脉冲信号中的单次脉冲关断第一开关211与第三开关213，并打开第二开关212与第四开关214。此时，第一电容215与第一滤波电容411并联，存储在第一电容215中的能量被快速放电到第一滤波电容411，导致第一电压快速增加，并使比较器311输出复位。经过预设脉冲时长后，该单次脉冲结束，则再次关断第二开关212与第四开关214，并且导通第一开关211与第三开关213。循环重复上述步骤，即可实现电压转换的过程，以使输入至比较器311的第一输入端的电压不小于参考电压Vref。
需要注意的是，由于第一电容215的电压充电速率与第一电压的放电速率相同，因此，若输出端VOUT所连接的负载的电流增加，则第一电压放电速率增加并且第一电容215的电压充电速率增加。继而，由于单次脉冲的脉冲宽度恒定，所以节点FB上的电压能够更快地达到参考电压Vref，同时各开关（包括第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214）的开关频率也增加。
由图1可知，在相关技术中，第二子系统130中的各功率开关大多以50%占空比开环运行，以在第二子系统130在接入重载的条件下（即输出电压大时）获得最高效率并简化控制电路设计。尽管第二子系统130的开环操作的控制方案很简单，但必须生成时钟以产生恒定的操作频率和50%的占空比。为了实现高效率和最小化飞跨电容的尺寸，当用于双节电池的应用时，工作频率会在1MHz和2MHz之间。虽然时钟电路确实会消耗一些电流，但更重要的事实是，每次打开或关闭各功率开关时，都会损失一定量的能量。例如，如果MOSFET用于作为功率开关，功率开关的栅极电容和米勒电容会导致开关损耗等于：
0.5×(Cgs×Vgs×Vgs＋Cgd×Vds×Vds)×fs（1）
其中fs是工作频率, Vds是栅极驱动电压的幅值，Vds是MOSFET处于关断状态时的漏极和源极两端的电压，Cgs是栅极电容的容值，Cgd是米勒电容的容值。无论有无输出负载电流，MOSFET每次导通或关断时都会存在这种开关损耗。因此，由于第二子系统130在开环模式下以高频率工作，轻载或空载条件下的开关损耗可能在第二子系统130的总输入功率中占主导地位。
如果降低工作频率，则可以减少输出负载电流降低时的开关损耗。然而，简单地根据输出负载的减轻而利用时钟电路来降低工作频率仍然会消耗大量静态电流。并且由于开环操作，第一电压可能会大幅波动，即无法保证第一电压的纹波峰值的规格。
而在本申请的实施例中，一般情况下，比较器311仅消耗1至2uA电流。单触发电路312消耗约1uA电流。第一同相缓冲器315或第一反相缓冲器316均消耗小于1uA的电流。从而，第一控制单元310的电流消耗小于5uA。可见，相对于图1所示的电路结构而言，所需消耗的静态电流较小。
同时，第一控制单元310不包含时钟模块并且工作频率完全由负载电流决定。这意味着不需要设计根据输出电流改变工作频率的电路模块，也不需要一种能够准确检测输出电流的方法。则可进一步减小所需消耗的静态电流。
请一并参阅图3与图4，其中，图4为本申请实施例提供的电压转换系统中各信号的示意图。如图4所示，曲线L41表示输出端VOUT的第一电压；曲线L42表示第一电容215两端的电压；曲线L43表示比较器311输出的第一边沿信号；曲线L44表示单触发电路312输出的第一脉冲信号；曲线L45表示第一开关211与第三开关213的控制信号；曲线L46表示第二开关212与第四开关214的控制信号。其中，在比较器311触发后，单触发电路312驱动各开关（包括第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214）的动作能够使第一电容215给第一滤波电容411快速充电，输出电压回升很快，所以比较器311很快就恢复了，从图4上看就是一个很短的脉冲，并且该脉冲为宽度不可控的脉冲。
由图4所示中各信号可获得以下信息：第一，各开关（包括第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214）的占空比不再是50%，比如，一个工作周期中包括时间段T41与时间段T42，而时间段T41与时间段T42的比值显然不为1:1，即占空比不为50%。
第二，单触发电路312产生具有预定脉冲宽度的单个脉冲。比如，时间段T41与时间段T43均为单个脉冲的脉冲宽度，其中，时间段T41的时长与时间段T43的时长相等。
第三，只有当输出端VOUT的第一电压降低到足够低，可使得节点FB处的电压与参考电压Vref交叉时，单触发电路312才会产生单个脉冲。比如，在时刻t41时，由曲线L41与曲线L44可知，输出端VOUT的第一电压经分压后在FB端的电压已降低至与参考电压Vref相等时，单触发电路312才产生单个脉冲。
具体地，假设该电压转换系统的工作开始于第一开关211和第三开关213打开而第二开关212与第四开关214关闭。第一电容215连接在输入端VIN和输出端VOUT之间。该电压转换系统所输出的负载电流由输入端VIN所连接的输入电源通过第一电容215和存储在第一滤波电容411中的能量提供。在此时间间隔期间，一部分负载电流通过输出端VOUT放电，另一部分负载电流为第一电容215充电。通过第一电容215和第一滤波电容411的电流之和等于该电压转换系统所输出的总的负载电流。流经第一电容215的电流ICfly与流经第一滤波电容411的电流ICout之比等于第一滤波电容411的电容值c1与第一电容215的电容值c215之比，即可得：
ICfly/ICout=c1/c215 （2）
由于输出端VOUT的输出电流在该时间段内是恒定的，第一电容215的电压线性增加并且第一电压以相同的速度线性减小。一旦节点FB的电压由于输出端VOUT的第一电压的下降而达到参考电压Vref，比较器311就会产生一个触发信号（即第一边沿信号）来使能单触发电路312。单触发电路312产生具有预定脉冲宽度的单个脉冲。单脉冲然后通过第一反相缓冲器316关闭第一开关211和第三开关213，并通过第一同相缓冲器315打开第二开关212与第四开关214。在这个单个脉冲时长内，第一电容215与第一滤波电容411并联，第一电容215上存储的电能传送到输出端VOUT。电流由第一电容215上的电压与第一电压之差除以路径电阻确定，路径电阻包括第二开关212与第四开关214的导通电阻以及走线电阻。由于通路电阻较小，一般在20～25毫欧姆左右，所以这段时间的电流远大于输出端VOUT的输出电流。例如，第一电容215的电压与第一点电压的差为50mV时，电流可以是2A到2.5A，相比之下，轻载时的电流通常定义为小于100mA。
同时，在此实施例中，单次脉冲的脉宽取决于第一电容215与第一滤波电容411并联时，第一电容215上存储的电能传送到第一滤波电容411和输出端VOUT的时间常数。其中单次脉冲的宽度往往几倍于该时间常数，以确定第一电容215上的电荷完成向第一滤波电容411上转移。一旦单次脉冲结束，第一开关211和第三开关213就被接通并且第二开关212与第四开关214被再次关断，如此循环重复上述过程。需要注意的是，在此实施例中，参考电压Vref的选择需要低于输入端VIN的第二电压若经分压网络（包括第一电阻R1与第二电阻R2）分压后第二电阻R2两端会得到的电压，即电压值Vmid。。
当负载电流增加时，比较器311在产生第一边沿信号之前,输出端VOUT的第一电压放电到触发比较器311的时间缩短，由于单次脉冲的脉宽恒定，导致电压转换系统的工作频率升高。当该电压转换系统输出的负载电流达到一定水平，使得电压转换系统输出的功率远高于第一控制单元310的静态功率和各开关（包括第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214）的开关损耗时，第一控制单元310可以被禁用，且第二控制单元320可以被启用。第一控制单元310被禁用的条件可以通过监控输出端VOUT的输出电流或第一脉冲信号的工作频率来决定。例如，一旦第一脉冲信号的工作频率增加到第一频率阈值或输出端VOUT的输出电流增加到第一电流阈值时，第一控制单元310被禁用，第二控制单元320被启用，此时，第二控制单元320进入常规的开环操作。具体实现过程在上述实施例中已详细描述，这里不再赘述。
在一实施例中，请参阅图5，图5示出了分别启用第一控制单元310以及第二控制单元320时，电压转换系统中各信号的示意图。
其中，在图5的a部分中，各曲线为启用第一控制单元310，并禁用第二控制单元320时各信号的示意图。其中，曲线L51a表示输出端VOUT的第一电压；曲线L52a表示第一电容215两端的电压；曲线L53a表示流经第一电容215的电流；曲线L54a表示第一开关211与第三开关213的控制信号；曲线L55a表示第二开关212与第四开关214的控制信号。
在图5的b部分中，各曲线为启用第二控制单元320，并禁用第一控制单元310时各信号的示意图。其中，曲线L51b表示输出端VOUT的第一电压；曲线L52b表示第一电容215两端的电压；曲线L53b表示流经第一电容215的电流；曲线L54b表示第一开关211与第三开关213的控制信号；曲线L55b表示第二开关212与第四开关214的控制信号。
由图5中a部分可知，在时间段T51a内，第一开关211与第三开关213导通，在该时间间隔期间，通过第一电容215的电流由等式（2）给出。同时，结合ICfly和ICout之和等于输出端VOUT的输出电流（即输出负载电流）Iout，可以得出：
ICfly=Iout/(1＋Cfly/Cout) (3)
如果第一电容215和第一滤波电容411具有相同的电容，那么由等式（3）可得ICfly=Iout/2。所以可以通过监测在时段内T51A（即第一电容215和第一滤波电容411串联时段内）的流经第一电容215的电流来推算系统的输出电流，从而根据输出电流的值决定电压转换系统的工作模式。
由图5中b部分可知，其显示了在重负载条件下，且在第二控制单元320处于开环模式操作期间，流过第一电容215的电流的波形。可以看到，在操作周期结束之前，在时间段T51b内，第一电容215的电流值由等式(3)控制。因为在第一电容215上建立的能量完成转移给输出端VOUT之后，第一电容215两端的电压被线性充电。换言之，在时间段T51b内，通过第一电容215的电流为稳态，可见，在第一开关211与第三开关213被关断之前的瞬间，通过第一电容215的电流（即在时间段T51b内，流过第一电容215的电流值）可以用作启用或禁用第一控制单元310的条件。即可以通过监控通过第一电容215的电流和设置适当的电流阈值（即第一电流阈值）来决定第一控制单元310与第二控制单元320之间的切换。例如，在一实施方式中，当输出电流小于0.5A时，可以决定启用第一控制单元310，而当输出电流为0.6A时，可以决定禁用第一控制单元310，其中，添加的100mA迟滞时间是为了避免由于实际场景中的噪声而导致第一控制单元310与第二控制单元320切换之间存在的抖动。
在一实施例中，请参阅图6，图6示出了当启用第一控制单元310时，电压转换系统中各信号的示意图。其中，曲线L61表示输出端VOUT的第一电压；曲线L62表示第一电容215两端的电压；曲线L63表示输出端VOUT的输出电流Iout；曲线L64表示比较器311输出的第一边沿信号；曲线L65表示单触发电路312输出的第一脉冲信号；曲线L66表示第一开关211与第三开关213的控制信号；曲线L67表示第二开关212与第四开关214的控制信号。
如图6所示，其示出了第一脉冲信号的频率与输出端VOUT的输出电流的关系。随着输出端VOUT的输出电流增加，第一脉冲信号的频率增加，比如，在时刻t61之后，由曲线L63可得输出端VOUT的输出电流增加，结合曲线L63可知，对于第一脉冲信号而言，由于在时刻t61之前的一个周期的时长（比如时间段T61）要大于在时刻t61之后的一个周期的时长（比如时间段T62），所以在时刻t61之前的频率要小于在时刻t61之后的频率。因此，通过监视第一开关211与第三开关213接通时的时间间隔，可以使用第一脉冲信号的频率来禁用第一控制单元310。具体地，一旦第一开关211与第三开关213接通时的时间间隔小于预定阈值，亦即，第一脉冲信号的频率大于第一频率阈值，则禁用第一控制单元310并启用第二控制单元320。
在一实施例中，如图7所示，开关模块还包括第二开关单元220。其中，第二开关单元220包括第二电容225及依次串联连接的第五开关221、第六开关222、第七开关223与第八开关224。第二开关单元220的第一端与输入端VIN连接，第二开关单元220的第二端接地GND，第五开关221与第六开关222之间的连接点与第二电容225的第一端连接，第六开关222与第七开关223之间的连接点与输出端VOUT连接，第七开关223与第八开关224之间的连接点与第二电容225的第二端连接，其中，第五开关221的一端为第二开关单元220的第一端。
在一实施例中，第一控制单元310还包括控制信号分配模块317、第二同相缓冲器318与第二反相缓冲器319。其中，控制信号分配模块317的输入端与单触发电路312的输出端连接，控制信号分配模块317的第一输出端与第一同相缓冲器315的输入端VIN与第一反相缓冲器316的输入端VIN连接，控制信号分配模块317的第二输出端与第二同相缓冲器318的输入端与第二反相缓冲器319的输入端连接，第二同相缓冲器318的输出端与第六开关222及第八开关224连接，第二反相缓冲器319的输出端与第五开关221及第七开关223连接。
在一实施方式中，控制信号分配模块317用于将单触发电路312的输出信号交替分配给第一开关单元210和第二开关单元220，以使第一开关单元210中的第二开关212和第四开关214的组合与第二开关单元220中的第六开关222和第八开关224的组合分别以固定的导通时间交替地间歇导通。
在此实施例中，在实际应用中，控制信号分配模块317具体实现把第一脉冲信号交替输送给第一开关单元210与第二开关单元220。比如，第一脉冲信号中，第一个控制开关的脉冲输送给第一开关单元210中的各开关（包括第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214）。在完成一个脉冲的操作后，第二个控制开关的脉冲信号输送给第二开关单元220中的各开关（包括第五开关221、第六开关222、第七开关223与第八开关224）完成第二个脉冲对应的操作。
具体地，假设第一脉冲信号中的第一个控制开关的脉冲输出至第一开关单元210，以使第二开关212与第四开关214导通，且第一开关211与第三开关213关断，同时第五开关221、第六开关222、第七开关223与第八开关224均关断。继而，第一脉冲信号中的第二个控制开关的脉冲输出至第二开关单元220，以使第六开关222与第八开关224导通，且第五开关221与第七开关223关断，同时第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214均关断。按照上述方式反复循环。
可见，在第二开关212和第四开关214的组合与第六开关222和第八开关224的组合为交替导通。并且，存在第二开关212和第四开关214的组合以及第六开关222和第八开关224的组合均未导通的时间段，所以可称之为间歇导通。同时，第二开关212和第四开关214的组合以及第六开关222和第八开关224的组合均有固定的导通时间。综合即为，第二开关212和第四开关214的组合与第六开关222和第八开关224的组合分别以固定的导通时间交替地间歇导通。
可以理解的是，图7所示的电路结构同样可以增加第二控制单元320。其中，当启用第二控制单元320并禁用第一控制单元310时，第一开关单元210与第二开关单元220工作在固定的频率，而且，第一开关单元210与第二开关单元220中对应的开关管（如第一开关管211和第五开关管221）皆为50%的占空比并以180度反相的控制信号驱动交替导通；当启用第一控制单元310并禁用第二控制单元320时，第一开关单元210与第二开关单元220工作运行在交替输出模式，但运行频率根据输出负载电流而变化。具体实现过程与上述对图3中的详细描述类似，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。
在此实施例中，通过交替地的控制第一开关单元210与第二开关单元220中的各开关，能够不停地刷新各开关单元所对应驱动电路中的自举电容（未示出）上的电压。从而，能够保持自举电容上的电荷不流失，以保持其较快的启动速度，有利于在启用第二控制单元320时，及时响应第二控制单元320的开环工作模式的需求。
在另一实施例中，第一开关单元210与第二开关单元220也可以保持其中一个开关单元禁用（即控制该开关单元中的各开关保持关断），并按照前面所描述的方式控制另一个未被禁用的开关单元。比如，保持第一开关单元210中的各开关（包括第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214）关断，并采用第一控制信号控制第二开关单元220中的各开关（包括第五开关221、第六开关222、第七开关223与第八开关224）。
请结合图7参阅图8，图8为图7所示的电压转换系统中各信号的示意图。其中，曲线L80表示输出端VOUT的第一电压；曲线L81表示输出端VOUT的输出电流Iout；曲线L82表示第一电容215两端的电压；曲线L83表示第二电容225两端的电压；曲线L84表示比较器311输出的第一边沿信号；曲线L85表示单触发单路输出的第一脉冲信号；曲线L86表示第一开关211与第三开关213的控制信号；曲线L87表示第五开关221与第七开关223的控制信号；曲线L88表示第二开关212与第四开关214的控制信号；曲线L89表示第六开关222与第八开关224的控制信号。
如图8所示，假设第一脉冲信号的第一个脉冲为时间段T81对应脉冲，此时，第一脉冲信号中的脉冲控制的是第一开关单元210。第二开关212与第四开关214均导通，且第一开关211与第三开关213均关断，以及第五开关221、第六开关222、第七开关223与第八开关224均关断。接着，在第一个脉冲与第二个脉冲之间，即时间段T81与时间段T82之间，第五开关221与第七开关223均导通，且第六开关222与第八开关224均关断，以及第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214均关断。
继而，第二个脉冲达到，即时间段T82对应的脉冲，此时，第一脉冲信号中的脉冲控制的是第二开关单元220。第六开关222与第八开关224均导通，且第五开关221与第七开关223均关断，以及第一开关211、第二开关212、第三开关213与第四开关214均关断。然后，在第二个脉冲与第三个脉冲之间，即时间段T82与时间段T83之间，第一开关211与第三开关213均导通，且第二开关212与第四开关214均关断，以及第五开关221、第六开关222、第七开关223与第八开关224均关断。
不断重复上述过程，可见，控制信号分配模块317能够将第一脉冲信号交替发送到第一开关单元210与第二开关单元220中，以实现第二开关212和第四开关214的组合与第六开关222和第八开关224的组合分别以固定的导通时间交替地间歇导通。
同时，由图8还可得知，在时刻t81之后，输出端VOUT的输出电流变化，导致第一脉冲信号的频率也发生变化。换言之，任何时候当输出端VOUT的输出电流发生变化时，相应的第一脉冲信号的频率就会发生变化。并且，一旦输出端VOUT的输出电流稳定在一个新值，第一脉冲信号的频率就会稳定在一个新值，然后第一开关单元210与第二开关单元220再次交替运行。
本申请实施例还提供一种充电器，该充电器包括上述任一实施例中的电压转换系统。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (14)

1.一种电压转换系统，其特征在于，包括：
输入端、输出端、开关模块与控制模块，其中，所述开关模块包括第一开关单元，所述控制模块包括第一控制单元；
所述第一开关单元包括第一电容及依次串联连接的第一开关、第二开关、第三开关与第四开关；
所述第一开关单元的第一端与所述输入端连接，所述第一开关单元的第二端接地，所述第一开关与所述第二开关之间的连接点与所述第一电容的第一端连接，所述第二开关与所述第三开关之间的连接点与所述输出端连接，所述第三开关与所述第四开关之间的连接点与所述第一电容的第二端连接，其中，所述第一开关的一端为所述第一开关单元的第一端；
所述第一控制单元包括比较器与单触发电路，所述比较器的第一输入端与所述输出端连接，所述比较器的第二输入端与参考电压连接，所述比较器的输出端与所述单触发电路的输入端连接，所述单触发电路的输出端与所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关及所述第四开关连接；
所述比较器用于根据所述输出端的第一电压和参考电压输出第一边沿信号；
所述单触发电路用于根据所述第一边沿信号输出第一脉冲信号，其中，所述第一脉冲信号有固定的预设时长，并用于控制所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关及所述第四开关的导通或断开，以使输入至所述比较器的第一输入端的电压不小于所述参考电压；
其中，输入至所述比较器的第一输入端的电压通过所述第一电压获得。
2.根据权利要求1所述的电压转换系统，其特征在于，所述第一控制单元还包括第一电阻与第二电阻；
所述第一电阻与所述第二电阻串联连接，所述第一电阻的非串联连接端与所述输出端连接，所述第一电阻与所述第二电阻之间的连接点与所述比较器的第一输入端连接，所述第二电阻的非串联连接端接地；
所述第一电阻与所述第二电阻用于对所述第一电压进行分压，并将所述第二电阻的电压输入至所述比较器的第一输入端。
3.根据权利要求1所述的电压转换系统，其特征在于，所述第一控制单元还包括第一同相缓冲器与第一反相缓冲器；
所述第一同相缓冲器的输入端与所述第一反相缓冲器的输入端及所述单触发电路的输出端连接，所述第一同相缓冲器的输出端与所述第二开关及所述第四开关连接，所述第一反相缓冲器的输出端与所述第一开关及所述第三开关连接。
4.根据权利要求1所述电压转换系统，其特征在于，所述第一电压不大于所述输入端的第二电压的一半。
5.根据权利要求2所述的电压转换系统，其特征在于，若所述第一电阻与所述第二电阻用于对所述输入端的第二电压的一半进行分压，则所述输入端的第二电压的一半在所述第二电阻上的分压大于所述参考电压；
且所述输入端的第二电压的一半在所述第二电阻上的分压与所述参考电压的差值为第一电压差；
其中，第一电压差决定所述第一电压的纹波，所述第一电压差越小，所述第一电压的纹波越小。
6.根据权利要求5所述的电压转换系统，其特征在于，当所述第一电压大于第一电压阈值时，根据所述输入端的第二电压的变化配置所述参考电压，以保持所述第一电压差位于第一电压区间内；
当所述第一电压小于等于所述第一电压阈值时，配置所述参考电压为固定值；
直至所述第一电压差大于所述第一电压区间的最大值，则根据所述输入端的第二电压的变化配置所述参考电压，以保持所述第一电压差位于所述第一电压区间内。
7.根据权利要求1所述的电压转换系统，其特征在于，所述控制模块还包括第二控制单元；
所述第二控制单元分别与所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关及所述第四开关连接；
所述第二控制单元用于控制所述第一开关和所述第三开关的组合及所述第二开关和所述第四开关的组合以固定的频率交替导通或断开，以使所述第一电压为所述输入端的第二电压的一半。
8.根据权利要求7所述的电压转换系统，其特征在于，在所述输出端的输出电流小于第一电流阈值时，所述第二控制单元被禁用；
所述第一控制单元被启用，其中，所述第一控制单元用于控制所述开关模块中所述第二开关和所述第四开关一同以固定的导通时间间歇导通。
9.根据权利要求7所述的电压转换系统，其特征在于，在所述输出端的输出电流大于第二电流阈值时，所述第一控制单元被禁用；
所述第二控制单元被启用，其中，所述第二控制单元用于控制所述开关模块中的各开关以固定的频率交替导通或断开。
10.根据权利要求7所述的电压转换系统，其特征在于，在所述第一脉冲信号的频率大于第一频率阈值时，所述第一控制单元被禁用；
所述第二控制单元被启用，其中，所述第二控制单元用于控制所述开关模块中的各开关以固定的频率交替导通或断开。
11.根据权利要求3所述的电压转换系统，其特征在于，所述开关模块还包括第二开关单元；
所述第二开关单元包括第二电容及依次串联连接的第五开关、第六开关、第七开关与第八开关；
所述第二开关单元的第一端与所述输入端连接，所述第二开关单元的第二端接地，所述第五开关与所述第六开关之间的连接点与所述第二电容的第一端连接，所述第六开关与所述第七开关之间的连接点与所述输出端连接，所述第七开关与所述第八开关之间的连接点与所述第二电容的第二端连接，其中，所述第五开关的一端为所述第二开关单元的第一端。
12.根据权利要求11所述的电压转换系统，其特征在于，所述第一控制单元还包括控制信号分配模块、第二同相缓冲器与第二反相缓冲器；
所述控制信号分配模块的输入端与所述单触发电路的输出端连接，所述控制信号分配模块的第一输出端与所述第一同相缓冲器的输入端与所述第一反相缓冲器的输入端连接，所述控制信号分配模块的第二输出端与所述第二同相缓冲器的输入端与所述第二反相缓冲器的输入端连接，所述第二同相缓冲器的输出端与所述第六开关及所述第八开关连接，所述第二反相缓冲器的输出端与所述第五开关及所述第七开关连接。
13.根据权利要求12所述的电压转换系统，其特征在于，所述控制信号分配模块用于将所述单触发电路的输出信号交替分配给所述第一开关单元和所述第二开关单元，以使所述第一开关单元中的所述第二开关和所述第四开关的组合与所述第二开关单元中的所述第六开关和所述第八开关的组合分别以固定的导通时间交替地间歇导通。
14.一种充电器，其特征在于，包括如权利要求1-13任意一项所述的电压转换系统。
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