CN113824409B - 一种基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统 - Google Patents

一种基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统 Download PDF

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Abstract

本发明涉及基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统，有效解决用同一功能实现不同工作模式，具有快速模式切换功能的问题，输入端口连接线性功率放大器，线性功率放大器与宽带开关相连，宽带开关与宽带线性匹配电路的、功放匹配链路相连，宽带线性匹配电路、功放匹配链路与大功率宽带开关相连，大功率宽带开关与可重构宽带阻抗变换网络相连，可重构宽带阻抗变换网络与输出端口相连，线性功率放大器与功放匹配链路的脉冲模式功放控制电路并联接栅极控制电路漏极电压，宽带开关、大功率宽带开关与可重构宽带阻抗变换网络并联接栅极控制电路端的电源开关电平，线性功率放大器接栅极电压，源极接功放匹配链路中的脉冲模式功放控制电路。

Description

一种基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放 系统
技术领域
本发明涉及移动通讯网络系统，特别是一种基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统。
背景技术
目前，整个社会对于信息元素的需求量在呈几何级倍数的增长，通信技术领域的技术也得到了很大的提高。为适应同一通信平台支持任意调制和多址接入规范的任何频带、动态输出功率的应用需要，可重构自适应射频硬件应运而生，目的旨在增强通信平台射频性能，降低射频部分的制造费用和维护费用，提高平台通用性和兼容性。可重构功率放大器(简称可重构功放)是可重构射频系统的重要组成部分，相比于超宽带功放和并发多波段功放，可重构功放最大的优势在于灵活性，它可以通过输入信号检测电路和外部控制信号在不同频段内进行自动切换，充分实现“智能功放”的功能，进而提高频率利用率。
但目前使用的功放存在不能用同一功放实现不同工作模式、不同频段、不同功率水平信号的高效率和高线性放大的需求，不能保证功放系统在脉冲模式下具有宽带高效率性能、在连续模式下具有宽带线性放大性能以及具有较快速的模式切换的功能，因此该技术缺陷便是目前亟待解决的问题。
发明内容
针对上述情况，为克服现有技术之缺陷，本发明之目的就是提供一种基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统，可有效解决用同一功能实现不同工作模式，既保证功放系统在脉冲模式下具有宽带高效率性能，又在连续模式下具有宽带线性放大性能以及具有较快速的模式切换功能的问题。
本发明解决的技术方案是，一种基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统，包括输入端口、线性功率放大器(又称线性模式功放)、宽带开关和匹配电路，输入端口连接线性功率放大器，线性功率放大器的输出端与宽带开关的输入端相连，宽带开关的输出端分别与宽带线性匹配电路的输入端、功放匹配链路的输入端相连，宽带线性匹配电路的输出端、功放匹配链路的输出端与大功率宽带开关的输入端相连，大功率宽带开关的输出端与可重构宽带阻抗变换网络的输入端相连，可重构宽带阻抗变换网络与输出端口相连，线性功率放大器与功放匹配链路的脉冲模式功放控制电路并联接栅极控制电路漏极电压VDD，宽带开关、大功率宽带开关与可重构宽带阻抗变换网络并联接栅极控制电路VCTRL端的电源开关电平VON、VOFF，线性功率放大器接栅极控制电路的栅极电压VGG，栅极控制电路的源极接功放匹配链路中的脉冲模式功放控制电路。
本发明结构新颖独特，易安装使用，效果好，能用同一功放实现不同工作模式、不同频段、不同功率水平信号的高效率和高线性放大的需求，不仅能保证功放系统在脉冲模式下具有宽带高效率性能、在连续模式下具有宽带线性放大性能，而且还能确保在脉冲模式和连续模式的切换响应时间极短，提高网络利用率，有巨大的经济和社会效益。
附图说明
图1为本发明的结构框示图。
图2为本发明可重构宽带阻抗变换网络电路结构图。
图3为本发明栅极控制电路图。
图4为本发明网络频率相应曲线图。
图5为本发明的宽带线性匹配电路图。
图6为本发明的高效率级间匹配等效电路图。
图7为本发明高效率阻抗匹配等效电路图。
图8是采用传统宽带阻抗变换网络中6～18GHZ的阻抗变换电路示意图。
图9是采用传统宽带阻抗变换网络中7～13GHZ的阻抗变换电路示意图。
图10为本发明宽带匹配共用电路设计原理示意图。
具体实施方式
以下结合附图和具体情况对本发明的具体实施方式作详细说明。
由图1所示，本发明一种基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统，包括线性功率放大器(又称线性模式功放)、宽带开关和匹配电路，输入端口连接线性功率放大器，线性功率放大器1的输出端与宽带开关2的输入端相连，宽带开关2的输出端分别与宽带线性匹配电路3的输入端、功放匹配链路的输入端相连，宽带线性匹配电路3的输出端、功放匹配链路的输出端与大功率宽带开关8的输入端相连，大功率宽带开关8的输出端与可重构宽带阻抗变换网络9的输入端相连，可重构宽带阻抗变换网络9的输出端与输出端口相连，线性功率放大器1与功放匹配链路的脉冲模式功放控制电路5并联接栅极控制电路6漏极电压VDD，宽带开关2、大功率宽带开关8与可重构宽带阻抗变换网络9并联接栅极控制电路VCTRL端的电源开关电平VON、VOFF，线性功率放大器1接栅极控制电路6的栅极电压VGG，栅极控制电路6的源极接功放匹配链路中的脉冲模式功放控制电路5。
所述的线性功率放大器电路由图5给出，是由n个(n为自然整数)电抗匹配单元并联在一起构成级联单级分布式功放结构，每个电抗匹配单元是由两个晶体管Qm1及两个晶体管之间的级间匹配电路构成，第一晶体管Qm1的栅极经级间匹配电路接第二晶体管Qd1的漏极，第一晶体管Qm1的源极接地，第一晶体管Qm1的漏极接人工传输线Zm1、Zm2的共端，人工传输线Zm1另一端经吸收电阻接地，人工传输线Zm2的另一端接下一级的人工传输线的输入端，第n个单元经人工传输线Zmn连接输出端口OUT，第二晶体管Qd1的栅极经串联电容Cs1接输入端IN人工传输线Zs1的输出端，并经人工传输线Zs2接下一级电抗匹配单元，第二晶体管Qd1的源极接地，第n个人工传输线Zsn单元的输出端经吸收电阻接地；此外，将在级联单级增益单元的两个晶体管之间的设计匹配电路进行阻抗匹配，从而减小级联晶体管之间的增益压缩和电压反射，这样可以有效地提高增益平坦度和减小功放在较高工作频段的增益滚降。该结构是传统分布式的改进型级联结构，首先这种结构通过级联两个分布式功放，可以有效地提高增益，同时通过取消两级功放之间的人工传输线，使得传统的增益单元变成晶体管级联的增益单元，这样可以有效减少两级功放之间的匹配损耗从而提高功放的工作效率。
所述的功放匹配链路是由高效率级间匹配电路(又称高效率模式功放，以下同)4、脉冲模式功放控制电路5和高效率阻抗匹配电路7构成，高效率级间匹配电路4的输入端与宽带开关2的输出端相连，高效率级间匹配电路4的输出端与脉冲模式功放控制电路5的输入端相连，脉冲模式功放控制电路5的输出端与栅极控制电路6的输入端相连，栅极控制电路6的输出端与大功率宽带开关8的输入端相连，脉冲模式功放控制电路5与栅极控制电路6的源极相连；
所述的高效率级间匹配电路4采用E类功放来实现，E类功放是将晶体管近似为开关，晶体管工作模式只有开和关两个状态，通过避免晶体管输出端电流和电压波形重合，降低晶体管上的功耗，提高工作效率；但是，由于E类功放对高次谐波阻抗为无穷大，其带宽很窄，因此，需要采用新型的匹配技术来实现宽带内高效率工作，采用电抗补偿技术的宽带高效率匹配电路，其网络简化等效电路如图6所示；是由电感Lp、Ls、电容Cs和电阻R构成，输入导纳接并联的电感Lp1、电容Cp，并与串联的电感L11、电容Cs、电阻R相连，输入导纳Ynet的计算公式为：
其中，jω为角频率，ω0为归一化角频率；
所述的脉冲模式功放控制电路5是由脉冲模式功率放大器与脉冲模式功率放大器相连的栅极控制电路构成，所述的栅极控制电路6如图3所示，栅极控制电路由二极管D1，二极管D2及GAN HEMT功放管构成，二极管D1的阴极外接关断电平Vctrl，二极管D2的阴极则外接栅极电压VGG；二极管D1和二极管D2的阳极并联，经电阻R3与GAN HEMT功放管的栅极相连，GAN HEMT功放管的源极接脉冲模式功放控制电路5，漏极接电平VDD；
所述的高效率阻抗匹配电路7为以切比雪夫低通滤波器为原型进行输出匹配网络的设计成的四阶切比雪夫低通滤波器的拓扑结构，如图7所示，是由电感L44、电感L22、电容C33、电容C11和电阻Rz构成，其中，电感L44输入端接匹配端r，输出端接电感L22、电容C33的共端，电容C33接地，电感L22的输入端经并联的电容C11、电阻Rz接地，在设计时，首先据阻抗变换比、相对带宽和指定带内波动可以通过查表找出满足要求的Chebyshev低通阻抗变换滤波器的阶数，再根据阻抗变换比和所需阶数查找g值表，最后根据下面的公式则可计算得到串联电感值和并联电容值，其中ω0为归一化角频率：
式中，Ln为电感L44或电感L22，Cn为电容C33或电容C11，gn为g值表数值，由于晶体管的最佳负载阻抗是复阻抗，而切比雪夫滤波器只能实现实阻抗到实阻抗的转换，所以需要对得到的阻抗变换网络作进一步调节，以实现实到虚的变换；实际设计中还可以将晶体管的寄生参数吸收到阻抗变换网络，减小寄生参数对带宽的限制；另外，可以考虑用微带线对集总元件进行等效替换，减小网络损耗；
所述的可重构宽带阻抗变换网络9由图2给出，由电阻R1、电阻R2以及串接在电阻R1与电阻R2之间的微带线变换链路构成，该微带线变换链路由依次串接的一阶微带电容开关电路、二阶微带电容开关电路以及三阶微带电容开关电路构成，所述一阶微带电容开关电路的输入端与输入端电阻R1相连接，一阶微带电容开关电路的输出端与二阶微带电容开关电路的输入端相连，二阶微带电容开关电路的输出端接三阶微带电容开关电路的输入端，三阶微带电容开关电路的输出端与输出端电阻R2相连接，所述的一阶微带电容开关电路是由微带线W1、电容C1、开关K1、电容KC1构成，微带线W1的输入端接电阻R1，微带线W1的输出端经电容C1接地，微带线W1的输出端与开关K1一端相连，开关K1的另一端经电容KC1接地，开关K1和电容KC1构成开关电容结构SC1；所述的微带线W1为0.176nH-0.18nH，电容C1为0.772pF-1.047pF，电容KC1为0.275pF；
所述的二阶微带电容开关电路是由微带线W2、电容C2、开关K2、电容KC2构成，微带线W2的输入端接微带线W1的输出端，微带线W2的输出端经电容C2接地，微带线W2的输出端与开关K2一端相连，开关K2的另一端经电容KC2接地，开关K2和电容KC2构成开关电容结构SC2；所述的微带线W2为0.368nH-0.459nH，电容C2为0.589pF-0.735pF，电容KC2为0.146pF；
所述的三阶微带电容开关电路是由微带线W3、电容C3、开关K3、电容KC3构成，微带线W3的输入端接微带线W2的输出端，微带线W3的输出端经电容C3接地，微带线W3的输出端与开关K3一端相连，开关K3的另一端经电容KC3接地，微带线W3的输出端经电阻R2接地，开关K3和电容KC3构成开关电容结构SC3；所述的微带线W3为0.483nH-0.654nH，电容C3为0.282pF-0.290pF，电容KC3为0.008pF。
由上述结构可以看出，本发明包括线性模式功放、可重构宽带阻抗变换网络、宽带开关、宽带线性匹配电路、大功率宽带开关以及功放匹配链路。其中，线性模式功放和可重构宽带阻抗变换网络为本发明的共用链路，即该两个电路是本发明在连续模式工作环境下和脉冲模式工作环境下的工作共用链路，而宽带开关则用于根据外部控制信号来进行连续模式和脉冲模式的线路切换。
所述功放匹配链路则由高效率级间匹配电路、脉冲模式功放控制电路及高效率阻抗匹配电路构成。线性模式功放和脉冲模式功放均为现有成熟的功放产品，本发明无需对其进行重新电路结构设计及改造。而脉冲模式功放控制电路则由脉冲模式功率放大器及与该脉冲模式功率放大器相连接的栅极控制电路构成。栅极控制电路作为本发明的信号控制系统，为宽带开关和大功率宽带开关及可重构宽带阻抗变换网络中的开关提供控制信号，以根据情况进行相关开关的导通与关断。
连接时，线性模式功放的输入端与外部负载相连接，其输出端则该宽带开关的输入端相连接。为确保本发明的使用效果，该宽带开关采用GAN TEMT功放管来实现，其为单刀双掷开关。该宽带开关的输出端分两路分别与宽带线性匹配电路和高效率级间匹配电路的输入端相连接，而宽带开关的控制端则与栅极控制电路的输出端相连接，宽带线性匹配电路的输出端则直接与大功率宽带开关的一个输入端相连接。
高效率级间匹配电路其主要作用不仅是为了实现功率放大器的前级与后级间的阻抗匹配，还能用于调整功率放大器的增益平坦度，提高功率放大器的性能。高效率阻抗匹配电路是使微波电路或是系统的反射，载行波尽量接近行波状态的电路。该高效率级间匹配电路和高效率阻抗匹配电路均为现有已经广泛成熟应用的电路，其工作原理及电路结构均不在累赘阐述。
连接时，该高效率级间匹配电路的输入端与宽带开关的输出端相连接，其输出端则与脉冲模式功放的输入端相连接，而该脉冲模式功放的输出端则与高效率阻抗匹配电路的输入端相连接。同时，线性模式功放和脉冲模式功放的控制端均受外部的漏极电压控制。高效率阻抗匹配电路的输出端则与大功率宽带开关的输入端相连接，而该大功率宽带开关的输出端则与可重构宽带阻抗变换网络的输入端相连接。
为确保链路的精准切换，所述宽带开关、大功率宽带开关及可重构宽带阻抗变换网络的开关控制端均与栅极控制电路的控制电压Vctrl相连接，以接受栅极控制电路的电压控制。
本发明的可重构宽带阻抗变换网络的结构如图2所示，为便于说明其性能或可重构的合理性，本发明将其与传统的不同频段的宽带阻抗变换器的切比雪夫阻抗电路进行相应对比。
图8-9所示为传统宽带阻抗变换器的切比雪夫阻抗电路的结构示意图，其中，图8为在6～18GHZ频段范围内根据原型值去归一化后得到的切比雪夫阻抗变换电路示意图；图9为在7～13GHZ频段范围内根据原型值去归一化后得到的切比雪夫阻抗变换电路示意图。而本发明综合则是在综合上述两个不同频段各电路的优缺点后，通过重新的体系设计得出了在6GHZ～18GHZ频段范围内可重构的宽带阻抗变换网络。
如图2所示，该可重构宽带阻抗变换网络包括输入端电阻R1，输出端电阻R2，以及串接在输入端电阻R1与输出端电阻R2之间的微带线变换链路。该微带线变换链路通过不同参数的变化来实现宽带阻抗网络的变化，进改变在频段内的射频性能。
所述微带线变换链路由依次串接的一阶微带电容开关电路、二阶微带电容开关电路以及三阶微带电容开关电路构成。该一阶微带电容开关电路、二阶微带电容开关电路以及三阶微带电容开关电路的电路结构完全一样，不同点在于每阶微带电容开关电路的电子器件的参数值不同。
如图2所示，该一阶微带电容开关电路由微带线W1，电容C1及开关电容SC1构成。连接时，微带线W1与输入端电阻R1连接，其另一端则分别经电容C1与开关电容SC1后接地，也即电容C1与开关电容SC1并联后与微带线W1相串接，从而构成一个电回路。而开关电容SC1则是由开关K1及电容KC1串接而成，为确保效果，该微带线W1的取值范围限定在0.176nH～0.18nH之间均可，电容C1的取值范围为0.772pF～1.047pF之间,开关电容SC1中的电容KC1的取值为0.275pF。
同理，二阶微带电容开关电路的输入端，即微带线W2的输入端与微带线W2的输出端相连接；三阶微带电容开关电路的输入端，即微带线W3的输入端与微带线W2的输出端相连接，其具体连接关系如图2所示，本实施例不再进行赘述。
二阶微带电容开关电路与一阶微带电容开关电路的不同点在于：二阶微带电容开关电路中的微带线W2的取值范围限定在0.368nH～0.459nH之间均可，电容C2的取值范围为0.589pF～0.735pF之间,开关电容SC2中的电容KC2的取值为0.146pF。
三阶微带电容开关电路与二阶微带电容开关电路的不同点在于：三阶微带电容开关电路中的微带线W3的取值范围限定在0.483nH～0.654nH之间均可，电容C3的取值范围为0.282pF～0.290pF之间,开关电容SC3中的电容KC3的取值为0.008pF。
为实现宽带阻抗变换网络的可重构性，本发明通过控制开关K1、开关K2和开关K3的关闭即可实现不同参数的重新设置，进而改变网络的射频性能等指标。
本发明在可重构功放架构的宽带匹配共用电路设计时，可由图10所示电路原理示意图给出，功放射频信号链路分为两部分，分别是连续波工作模式(低功率)下的6GHz～18GHz线性功放链路和脉冲工作模式(高功率)下的7GHz～13GHz功放链路，其中线性模式功放和宽带阻抗变换网络为两种模式下的共用链路，两种模式功放共用可重构阻抗变换网络，Z1、Z2、Z3、Z4、Z5分别是各个端口面的优化阻抗。根据分析，它们实部的大小关系为Re{Z4}＞Z1＞Re{Z3}＞Re{Z2}。
考虑到脉冲工作模式功放的输出功率水平要求高(44dBm)，需要多个栅宽大的HEMT器件单元并联才能满足输出功率要求，这就导致其最优输出阻抗Z2很小；而连续波工作模式功放的输出功率水平较低(只有28dBm)，其最优输出阻抗Z4远远大于脉冲模式功放的最优输出阻抗。同时，脉冲工作模式功放需要两级结构实现功率和增益要求，其输入阻抗Z3将远大于其末级输出阻抗Z2，但仍然远小于连续模式功放的输出阻抗Z4。因此，先采用可重构宽带切比雪夫阻抗变换网络技术，分别在7GHz～13GHz和6GHz～18GHz的两个频带内，将标准50Ω负载匹配至一个介于Re{Z3}和Re{Z4}之间的实阻抗Z1(如12.5Ω)。
当开关切换到脉冲工作模式时，通过控制可重构宽带阻抗变换网络中的开关导通，将标准50Ω负载匹配至实阻抗Z1，再通过高效率输出匹配网络技术，将阻抗Z1在7～13GHz频带内匹配至。最优输出阻抗Z2，实现高效率功率输出；同时，采用宽带级间匹配网络技术，将脉冲模式功放的输入阻抗Z3匹配至Z4，在7GHz～13GHz频带内实现高效率性能。
当开关切换到连续波工作模式时，可重构宽带阻抗变换网络将标准50Ω匹配至实阻抗Z1，再通过一个宽带匹配网络将阻抗Z1在6GHz～18GHz频带内匹配至连续波模式功放所需的输出阻抗Z4，并同时补偿两级开关引起的阻抗失配，实现功放在连续波工作模式下的性能指标。
为明确的展示本结构的效果，本实施例采用具体数值与传统的6～18GHZ频段范围和7～13GHZ频段范围的切比雪夫阻抗变换电路进行了仿真测试，其结果如图4所示，其中，左侧为传统电路结构的响应曲线图，右侧为本发明的响应曲线图。即通过图4的响应曲线可知，在6GHZ～18GHZ频带内，本发明结构拥有良好的射频性能，在7GHZ～13GHZ频带内，虽然带内文波性能变差，但其仍在标准误差范围内，完全符合设计要求标准。
栅极控制电路作为本发明的控制部件，其电路结构如图3所示。即该栅极控制电路由二极管D1，二极管D2及GAN HEMT功放管构成。其中，该二极管D1的阴极作为关断电平Vctrl输出，作用于宽带开关、大功率宽带开关及开关电容SC1、开关电容SC2和开关电容SC3中的开关K1、开关K2和开关K3。同时，上述开关的控制端还受控制电压Voff和Von的控制。
二极管D2的阴极则作为栅极电压VGG的栅极电压输出，而二极管D1和二极管D2的阳极则均与GAN HEMT功放管的源极相连接，该GAN HEMT功放管的漏极则作用于线性模式功放和脉冲模式功放的控制端。
运行时，当Vctrl＝Von时，二极管D1截止，D2导通，栅极电压VGG通过D2给HEMT供电，脉冲模式功放正常工作；当Vctrl＝Voff时，二极管D1导通，D2截止，栅极电压Vctrl通过D2将HEMT栅极牵引到负压，脉冲模式功放关断。
要指出的是，以上所述仅为本发明的优选实施例，是用于说明本发明的具体实施方式，并不用于限制本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，在本质上与本发明技术方案相同的技术方案，均应包含在本发明的保护范围之内。
本发明与现有技术相比，具有以下突出的有益技术效果：
1、本发明能用同一功放实现不同工作模式、不同频段、不同功率水平信号的高效率和高线性放大的需求，不仅能保证功放系统在脉冲模式下具有宽带高效率性能、在连续模式下具有宽带线性放大性能，而且还能确保在脉冲模式和连续模式的切换响应时间极短，在100ns以下。
2、本发明的结构是从传统的切比雪夫阻抗网络的基础上创新性优化而来，其结构非常简单，不仅具有切比雪夫阻抗网络的特性，而且还能实现不同参数值的网络变换与重构功能。在6GHZ～18GHZ频带内拥有良好的射频性能，能显著的降低面积损耗，实现低功耗，甚至是超低功耗的技术需求，在7-13GHz高效率模式效率的功放功率附加效率大于35％。

Claims (6)

1.一种基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统，包括线性功率放大器、宽带开关和匹配电路，其特征在于，输入端口连接线性功率放大器，线性功率放大器(1)的输出端与宽带开关(2)的输入端相连，宽带开关(2)的输出端分别与宽带线性匹配电路(3)的输入端、功放匹配链路的输入端相连，宽带线性匹配电路(3)的输出端、功放匹配链路的输出端与大功率宽带开关(8)的输入端相连，大功率宽带开关(8)的输出端与可重构宽带阻抗变换网络(9)的输入端相连，可重构宽带阻抗变换网络(9)的输出端与输出端口相连，线性功率放大器(1)与功放匹配链路的脉冲模式功放控制电路(5)并联接栅极控制电路(6)漏极电压VDD，宽带开关(2)、大功率宽带开关(8)与可重构宽带阻抗变换网络(9)并联接栅极控制电路VCTRL端的电源开关电平VON、VOFF，线性功率放大器(1)接栅极控制电路(6)的栅极电压VGG，栅极控制电路(6)的源极接功放匹配链路中的脉冲模式功放控制电路(5)；
所述的可重构宽带阻抗变换网络(9)，由电阻R1、电阻R2以及串接在电阻R1与电阻R2之间的微带线变换链路构成，该微带线变换链路由依次串接的一阶微带电容开关电路、二阶微带电容开关电路以及三阶微带电容开关电路构成，所述一阶微带电容开关电路的输入端与输入端电阻R1相连接，一阶微带电容开关电路的输出端与二阶微带电容开关电路的输入端相连，二阶微带电容开关电路的输出端接三阶微带电容开关电路的输入端，三阶微带电容开关电路的输出端与输出端电阻R2相连接，所述的一阶微带电容开关电路是由微带线W1、电容C1、开关K1、电容KC1构成，微带线W1的输入端接电阻R1，微带线W1的输出端经电容C1接地，微带线W1的输出端与开关K1一端相连，开关K1的另一端经电容KC1接地，开关K1和电容KC1构成开关电容结构SC1；所述的微带线W1为0.176nH-0.18nH，电容C1为0.772pF-1.047pF，电容KC1为0.275pF；
所述的二阶微带电容开关电路是由微带线W2、电容C2、开关K2、电容KC2构成，微带线W2的输入端接微带线W1的输出端，微带线W2的输出端经电容C2接地，微带线W2的输出端与开关K2一端相连，开关K2的另一端经电容KC2接地，开关K2和电容KC2构成开关电容结构SC2；所述的微带线W2为0.368nH-0.459nH，电容C2为0.589pF-0.735pF，电容KC2为0.146pF；
所述的三阶微带电容开关电路是由微带线W3、电容C3、开关K3、电容KC3构成，微带线W3的输入端接微带线W2的输出端，微带线W3的输出端经电容C3接地，微带线W3的输出端与开关K3一端相连，开关K3的另一端经电容KC3接地，微带线W3的输出端经电阻R2接地，开关K3和电容KC3构成开关电容结构SC3；所述的微带线W3为0.483nH-0.654nH，电容C3为0.282pF-0.290pF，电容KC3为0.008pF。
2.根据权利要求1所述的基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统，其特征在于，所述的线性功率放大器电路，由n个电抗匹配单元并联在一起构成级联单级分布式功放结构，n为自然正整数，每个电抗匹配单元是由两个晶体管Qm1及两个晶体管之间的级间匹配电路构成，第一晶体管Qm1的栅极经级间匹配电路接第二晶体管Qd1的漏极，第一晶体管Qm1的源极接地，第一晶体管Qm1的漏极接人工传输线Zm1、Zm2的共端，人工传输线Zm1另一端经吸收电阻接地，人工传输线Zm2的另一端接下一级的人工传输线的输入端，第n个单元经人工传输线Zmn连接输出端口OUT，第二晶体管Qd1的栅极经串联电容Cs1接输入端IN人工传输线Zs1的输出端，并经人工传输线Zs2接下一级电抗匹配单元，第二晶体管Qd1的源极接地，第n个人工传输线Zsn单元的输出端经吸收电阻接地；此外，将在级联单级增益单元的两个晶体管之间的设计匹配电路进行阻抗匹配，从而减小级联晶体管之间的增益压缩和电压反射，这样可以有效地提高增益平坦度和减小功放在较高工作频段的增益滚降，该结构是传统分布式的改进型级联结构，首先这种结构通过级联两个分布式功放，可以有效地提高增益，同时通过取消两级功放之间的人工传输线，使得传统的增益单元变成晶体管级联的增益单元，这样可以有效减少两级功放之间的匹配损耗从而提高功放的工作效率。
3.根据权利要求1所述的基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统，其特征在于，所述的功放匹配链路是由高效率级间匹配电路(4)、脉冲模式功放控制电路(5)和高效率阻抗匹配电路(7)构成，高效率级间匹配电路(4)的输入端与宽带开关(2)的输出端相连，高效率级间匹配电路(4)的输出端与脉冲模式功放控制电路(5)的输入端相连，脉冲模式功放控制电路(5)的输出端与栅极控制电路(6)的输入端相连，栅极控制电路(6)的输出端与大功率宽带开关(8)的输入端相连，脉冲模式功放控制电路(5)与栅极控制电路(6)的源极相连。
4.根据权利要求3所述的基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统，其特征在于，所述的高效率级间匹配电路(4)采用E类功放来实现，E类功放是将晶体管近似为开关，晶体管工作模式只有开和关两个状态，通过避免晶体管输出端电流和电压波形重合，降低晶体管上的功耗，提高工作效率；但是，由于E类功放对高次谐波阻抗为无穷大，其带宽很窄，因此，需要采用新型的匹配技术来实现宽带内高效率工作，采用电抗补偿技术的宽带高效率匹配电路；是由电感Lp、Ls、电容Cs和电阻R构成，输入导纳接并联的电感Lp1、电容Cp，并与串联的电感L11、电容Cs、电阻R相连，输入导纳Ynet的计算公式为：
其中，jω为角频率，ω0为归一化角频率。
5.根据权利要求1所述的基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统，其特征在于，所述的脉冲模式功放控制电路(5)是由脉冲模式功率放大器与脉冲模式功率放大器相连的栅极控制电路构成，所述的栅极控制电路(6)，栅极控制电路由二极管D1，二极管D2及GAN HEMT功放管构成，二极管D1的阴极外接关断电平Vctrl，二极管D2的阴极则外接栅极电压VGG；二极管D1和二极管D2的阳极并联，经电阻R3与GAN HEMT功放管的栅极相连，GAN HEMT功放管的源极接脉冲模式功放控制电路(5)，漏极接电平VDD。
6.根据权利要求3所述的基于可重构宽带阻抗变换网络的宽带可重构多功能功放系统，其特征在于，所述的高效率阻抗匹配电路(7)为以切比雪夫低通滤波器为原型进行输出匹配网络的设计成的四阶切比雪夫低通滤波器的拓扑结构，由电感L44、电感L22、电容C33、电容C11和电阻Rz构成，其中，电感L44输入端接匹配端r，输出端接电感L22、电容C33的共端，电容C33接地，电感L22的输入端经并联的电容C11、电阻Rz接地，在设计时，首先据阻抗变换比、相对带宽和指定带内波动可以通过查表找出满足要求的Chebyshev低通阻抗变换滤波器的阶数，再根据阻抗变换比和所需阶数查找g值表，最后根据下面的公式则可计算得到串联电感值和并联电容值，其中ω0为归一化角频率：
式中，Ln为电感L44或电感L22，Cn为电容C33或电容C11，gn为g值表数值，由于晶体管的最佳负载阻抗是复阻抗，而切比雪夫滤波器只能实现实阻抗到实阻抗的转换，所以需要对得到的阻抗变换网络作进一步调节，以实现实到虚的变换；实际设计中还可以将晶体管的寄生参数吸收到阻抗变换网络，减小寄生参数对带宽的限制；用微带线对集总元件进行等效替换，减小网络损耗。
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