CN113630013A - 一种车载dc/dc反向预充装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种车载DC/DC反向预充装置及控制方法，反向预充装置包括与低压电池连接的低压开关电路、与高压电池连接的高压开关电路、连接所述低压开关电路和高压开关电路的DC/DC变压器，还包括设于所述低压开关电路与低压电池之间的防反灌电路，所述防反灌电路包括串联连接于低压开关电路与低压电池之间的MOS管，反向预充装置通过调节所述MOS管的驱动电压实现反向预充功能。与现有技术相比，本发明通过增加防反灌电路，能同时实现反向防反灌功能和反向预充功能。

Description

一种车载DC/DC反向预充装置及控制方法

技术领域

本发明涉及车载DC/DC，特别是一种车载DC/DC反向预充装置及控制方法。

背景技术

随着节能减排的推进，包括纯电动，混合动力，插电混动等新能源汽车在市面上的普及率越来越高。新能源汽车里具有高压电池以及对应的高压用电设备。高压用电设备在高压端口一般具有较大的电容，不能直接与高压电池连接，否则会产生较大脉冲电流，对零部件产生损坏。传统方案需要在高压电池和高压用电设备之间增加预充电路，一开始通过预充电阻限流给高压电容进行充电，等电容电压与电池电压压差到合理范围后吸合继电器以完成预充电过程。这种方案是利用高压电池给高压端进行预充，预充电路与车载DC/DC电路分离，需要增加额外的器件，检测电路，造成体积大，成本高，控制复杂的缺陷。

现有的利用车载DC/DC电路进行反向预充的方案，有利用副边电感增加绕组与二极管连接到高压母线的方式进行反向预充的方案，也有在输出端增加二极管构成反向Buck电路后再通过DC/DC反向预充的方案。但这几种方案都需要在原先车载DC/DC电路上增加额外的器件，虽然能实现反向预充，但也会造成成本的增加。

车载DC/DC由于在整车上使用的频率较高，因此其可靠性，安全性要求较高。往往需要在DC/DC内部短路时，外部具有端口低压电池与DC/DC连接的能力。一般是在外端加入保险进行过流保护，或者在车载DC/DC输出端增加防反灌电路(Oring电路)。

因此，如何提出一种车载DC/DC反向预充装置及控制方法，既能实现防反灌功能，又能实现反向预充功能是业界亟待解决的技术问题。

发明内容

针对现有技术中需要分别设置反向预充装置和防反灌电路，造成成本增加的问题，本发明提出了一种车载DC/DC反向预充装置及控制方法。

本发明的技术方案为，提出了一种车载DC/DC反向预充装置，包括与低压电池连接的低压开关电路、与高压电池连接的高压开关电路、连接所述低压开关电路和高压开关电路的DC/DC变压器，还包括设于所述低压开关电路与低压电池之间的防反灌电路，所述防反灌电路包括串联连接于低压开关电路与低压电池之间的MOS管，反向预充装置通过调节所述MOS管的驱动电压实现反向预充功能。

进一步，所述防反灌电路包括4个工作模式：

直通模式：所述驱动电压持续且高于阈值电压，MOS管工作于饱和区，用于车载DC/DC正反向充电；

限流模式：所述驱动电压持续且低于阈值电压，MOS管工作于线性区，用于车载DC/DC正反向限流；

PWM模式：所述驱动电压低于阈值电压且通过PWM信号调节，MOS管工作于线性区与截止区之间，用于车载DC/DC反向限流；

阻断模式：所述驱动电压为零，MOS管工作于截止区，用于阻断车载DC/DC 反向能量传输。

进一步，所述反向预充装置包括三个预充阶段，分别为：

软启阶段：所述防反灌电路工作于PWM模式，且所述PWM信号的占空比依次增大，用于减小冲击电流；

限流阶段：所述防反灌电路工作于PWM模式或限流模式，用于限制所述低压开关电路中电感电流，并进行反向预充；

Boost阶段：所述防反灌电路工作于直通模式，用于给所述高压开关电路侧的电容充电。

进一步，当所述低压开关电路侧的电容低于第一预设电压时，所述反向预充装置工作于软启阶段；

当所述低压开关电路侧的电容高于第一预设电压且低于第二预设电压时，所述反向预充装置工作于限流阶段；

当所述低压开关电路侧的电容高于第二预设电压时，所述反向预充装置工作于Boost阶段。

进一步，所述低压开关电路和高压开关电路采用半桥电路、全桥电路、倍流整流电路、全波整流电路中的一种。

进一步，所述低压开关电路采用全波整流电路，其包括开关管SR1、开关管 SR2、电感Lf、电容Co，所述DC/DC变压器为低压侧带中心抽头的变压器，所述电感Lf一端连接所述DC/DC变压器低压侧的中心抽头端、另一端与所述防反灌电路串联后连接到所述低压电池的正极，所述开关管SR2一端与所述 DC/DC变压器低压侧的第二端连接、另一端与所述低压电池的负极连接，所述开关管SR1一端与所述DC/DC变压器低压侧的第一端连接、另一端连接到所述低压电池的负极与所述开关管SR2之间，电容Co一端连接在电感Lf与所述防反灌电路之间、另一端连接在所述开关管SR2与所述低压电池的负极之间。

进一步，所述高压开关电路采用全桥电路，其包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电容Chv，所述开关管Q1和开关管Q2串联后连接到高压电池两端，开关管Q2和开关管Q4串联后连接到高压电池两端，所述DC/DC 变压器高压侧的第一端连接到开关管Q1与开关管Q2之间、第二端连接到开关管Q3与开关管Q4之间，所述电容Chv并联连接在高压电池两端。

进一步，所述电感Lf的电流波纹频率为所述开关管SR1和开关管SR2开关频率的两倍，所述低压开关电路的等效阻抗为：

其中N为DC/DC变压器原副边匝数比，D 为开关管SR1和开关管SR2同时导通的时间占开关周期一半的比例。

本发明还提出了一种车载DC/DC反向预充装置的控制方法，包括：

当车载DC/DC反向预充时，调节所述防反灌电路工作于限流模式或PWM 模式；

当车载DC/DC反向预充完成后，开启车载DC/DC正向传输，控制所述防反灌电路工作于直通模式；

当检测到反灌电流时，控制所述防反灌电路工作于阻断模式。

进一步，在车载DC/DC进入反向预充之前，还需要检测车载DC/DC的输出，若判定车载DC/DC输出存在内部故障，则控制所述防反灌电路工作于阻断模式，反之则进入反向预充。

与现有技术相比，本发明至少具有如下有益效果：

通过增设防反灌电路，以及相应的控制，能够同时实现反向防反灌的功能和反向预充的功能，不用再额外设置多个器件分别用于实现反向防反灌功能和反向预充功能，降低了设计成本。同时，本发明中通过调节MOS管的驱动电压即可调节反向充电速度和状态，控制逻辑简单，还能实现正反向限流和缓冲功能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为传统的新能源汽车高压预充连接系统框图；

图2为本发明车载DC/DC反向预充装置的连接系统框图；

图3为本发明车载DC/DC反向预充装置一种实施例的电路示意图；

图4为本发明中防反灌电路中MOS管工作的模式图；

图5为本发明中开关管SR1和开关管SR2的驱动时序图；

图6为本发明车载DC/DC反向预充装置一实施例的系统框图；

图7为本发明车载DC/DC反向预充装置的等效电路图；

图8为本发明的预充电压和占空比以及预充电流的波形图；

图9为本发明一种实施例的反向预充阶段图；

图10为本发明一种实施例的双环控制方式框图；

图11为MOS管正向安全工作区域图；

图12为本发明中一种实施例下反向预充装置的流程图。

具体实施方式

为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

由此，本说明书中所指出的一个特征将用于说明本发明的一个实施方式的其中一个特征，而不是暗示本发明的每个实施方式必须具有所说明的特征。此外，应当注意的是本说明书描述了许多特征。尽管某些特征可以组合在一起以示出可能的系统设计，但是这些特征也可用于其他的未明确说明的组合。由此，除非另有说明，所说明的组合并非旨在限制。

下面结合附图以及实施例对本发明的原理及结构进行详细说明。

现有技术中，车载DC/DC为保证其安全性，一般需要设置防反灌电路防止反灌电流的产生，同时，为实现反向预充功能，还需要增设额外的反向预充电路，使得电路的成本增加。本发明的思路在于，提出一种车载DC/DC反向预充装置，使其既能实现防反灌功能，又能实现反向预充功能，不用再额外设置多余的电路，降低电路设计成本。

请参见图1及图2，现有技术中高压预充方式一般通过高压预充装置120分别连接高压用电设备110和高压电池130，其只能实现高压设备之间的反向预充功能，本发明中，将防反灌电路140设于车载DC/DC140中，并通过车载 DC/DC140分别连接低压电池150、高压用电设备110和高压电池130，用来实现高低压之间的反向预充功能。

具体的，请参见图3，在本发明一实施例中，反向预充装置包括与低压电池150连接的低压开关电路142，与高压电池130连接的高压开关电路144、连接低压开关电路142以及高压开关电路144的DC/DC变压器143、以及串联连接于低压电池150与低压开关电路142之间的防反灌电路141，其中，防反灌电路141 为串联连接于低压开关电路142于低压电池150之间的MOS管，该MOS管作为 Oring MOS管，能够通过其导通特性实现防反灌功能，本发明中，通过控制该 MOS管的驱动电压，能够实现反向预充装置的反向预充功能。

若不采用MOS管用于反向预充，在车载DC/DC运行时，由于高压母线电容较大，会导致输入电压长时间高于输出电压，低压开关电路142中的电感Lf 的电流会持续升高，最终导致电感Lf饱和，从而影响反向预充。因此，为防止电感Lf饱和，需要控制反向预充的输入电流，保证电感Lf不会过流饱和，以实现反向预充功能。

具体的，请参见图3，本发明中，低压开关电路142采用全波整流电路，其包括有开关管SR1、开关管SR2、电感Lf、以及电容Co，其中，DC/DC变压器 143为低压侧带中心抽头的变压器，电感Lf的一端连接到DC/DC变压器143的中心抽头端、另一端连接到防反灌电路141，并通过防反灌电路141连接到低压电池150的正极，开关管SR2的一端与DC/DC变压器143的第二端连接、另一端与低压电池150的负极连接，开关管SR1的一端与DC/DC变压器143低压侧的第一端连接、另一端连接到低压电池150的负极与开关管SR2之间，电容Co 一端连接在电感Lf与防反灌电路141之间、另一端连接在开关管SR2与低压电池150的负极之间，其充当母线电容的作用，能够接收低压电池150的电压，并传输给低压开关电路142。

在本发明第一实施例中，低压开关电路142采用全波整流电路，其电流波动幅度较小，在本发明其他实施例中，低压开关电路142还可以采用半桥电路、全桥电路、倍流整流电路中的一种，其均能通过控制其开关管的工作达到整流效果。

进一步，在该实施例中，高压开关电路144采用全桥整流电路，其包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、以及电容Chv，其中开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4组成桥式整流电路，电容Chv并联连接在高压电池两端，用于充电母线电容，开关管Q1和开关管Q2组成一个桥臂、开关管Q3和开关管Q4组成另一个桥臂，DC/DC变压器143的高压侧的两端分别连接在两个桥臂的中点，通过DC/DC变换后的电流能够通过全桥电路整流后输出给高压电池。

相比于全波整流电路，全桥整流电路具有更好的整流效果，且变压器的利用率相较于全波整流电路高。在本发明其他实施例中，高压开关电路144还可以采用半桥电路、倍流整流电路、以及全波整流电路中的一种。低压开关电路142和高压开关电路144的作用相同，分别用于低压侧和高压侧的整流，理论上低压开关电路142和高压开关电路144的设置可以在满足整流需求的调节下随意组合。

下面以低压开关电路142采用全波整流、高压开关电路144采用全桥整流电路时对本发明的工作原理进行说明，需要说明的是，本文中提及的反向传输是指从低压到高压的传输，正向传输为从高压到低压的传输，为保证电路反向预充功能的运行，需要防止电感Lf发生过流饱和，本发明中通过控制Oring MOS管的工作模式实现限流功能，从而防止电感Lf发生过流饱和，具体的，请参见图4，根据驱动电压的改变，防反灌电路具有4个不同的工作模式，分别为：

直通模式：驱动电压持续且高于阈值电压，MOS管工作于饱和区，此时MOS 管处于导通状态，其电阻很小，两端的压降很小，能够通过开关管SR1和开关管 SR2升压后给高压侧电容充电，用于车载DC/DC正向充电(本文中指出的驱动电压持续是指电压信号为一个连续的信号，其与PWM信号相对，不存在电压信号为0的时刻)；

限流模式：驱动电压持续且低于阈值电压，MOS管工作于线性区，此时MOS 管具有一定的电阻，虽然能够起到导通作用，但MOS管两端会进行分压，从而使后端分压变小，降低电流，用于车载DC/DC正反向限流。该情况下，由于电流较小，能够防止电感Lf过流饱和，进而实现反向预充功能。

PWM模式：驱动电压低于阈值电压且通过PWM信号调节，MOS管工作于线性区与截止区之间，此时MOS管相当于具有较大的电阻，后端电流较小，其能够用于车载DC/DC反向限流。同时，该情况下，由于电流较小，能够防止电感Lf过流饱和，从而实现反向预充功能，相比于限流模式下，PWM模式时电路中电流更小，充电速度较慢，其一般用于启动阶段，用于防止较大的电流过冲。

阻断模式：驱动电压为零，MOS管工作于截止区。此时MOS管相当于断路或电阻无限大，此时流过MOS管的电流为零，无法用于反向预充，但能够阻止车载DC/DC反向能量传输，起到防反灌作用。

其中，MOS管的阈值电压为其直通的最小电压，其根据MOS管的选型确定，当驱动电压高于该阈值电压时，MOS管处于直通模式，其两端压降较小，反之当低于阈值电压时，MOS管将处于非直通模式，其两端存在一定的压降。

根据车载DC/DC的启动过程，反向预充装置可以分为3个预充阶段，分别为软起阶段：防反灌电路工作于PWM模式，且PWM信号的占空比依次增大，用于减小冲击电流；

限流阶段：防反灌电路工作于PWM模式或限流模式，用于限制低压开关电路中的电感电流，并进行反向预充；

Boost阶段：防反灌电路工作于直通模式，用于给高压开关电路侧的电容充电；

具体的，车载DC/DC刚开始预充时，开关管SR1和开关管SR2先打开后，电容Co两端电压Vco很低，这个时候如果采用线性开通Oring MOS管，会产生较大的冲击电流，故在车载DC/DC刚开始启动时需要进入软起阶段，用于减小冲击电流，由于充电的电流和PWM占空比的大小成正比，此时需要增大PWM 的占空比使充电电流逐渐增大。随着预充过程的进行，电容Co两端的电压逐渐升高，直到达到第一预设电压时，此时高压开关电路中电压较低，电容Chv的电压较低，可以进行反向预充。为实现车载DC/DC的反向预充，需要防止电感 Lf的电流过大从而发生饱和，故此时进入限流阶段，用于防止电感Lf的电流过大发生饱和，并进行反向预充。当反向预充一定时间后，当电容Chv两端电压高于第二预设电压时，车载DC/DC的输入电压低于输出电压，电感Lf的电流没有持续增大的风险，若此时再让Oring MOS管工作于线性区，其电流损耗较大，故需要让防反灌电路工作于直通模式，并通过调节开关管SR1和开关管SR2 的占空比进行升压给高压开关电路充电。

在本发明其他实施例中，还可以将软起阶段和限流阶段合并，由于当防反灌电路工作于PWM模式和限流模式时均能起到限流作用，故可以通过防反灌电路的PWM模式，将软起阶段和限流阶段合并，该情况下，不需要再判断电压是否高于第一预设电压从而进行模式的切换，只需要判断电容Chv两端电压是否高于第二预设电压，使车载DC/DC的输入电压低于输出电压，整体的控制逻辑更为简单，操作方便。

其中，第一预设电压为根据电路器件设定的阈值电压，该电压通过电路选型确定，当电容Co两端电压高于第一预设电压时，电路中冲击电流较小或冲击电流为零，可以进行反向预充。第二预设电压为电容Co两端电压与变压器原副边匝数比N之积，当电容Chv两端电压高于第二预设电压时，此时车载DC/DC 的输入电压低于输出电压，电感Lf上的电流不会持续增大。

进一步的，本发明还可以通过调节开关管SR1和开关管SR2的开环占空比来调节Oring MOS管接入后的阻抗，从而调节充电时间，请参见图5，电感Lf 上的电流波纹频率为开关管SR1和开关管SR2开关频率的两倍，将开关管SR1 和开关管SR2同时导通的时间占开关周期一半的比例定义为占空比D，整个电路可以看成一个Boost电路，其与Boost电路的差别在于：1、本发明的电路需要变压器传递能量，因此开关管SR1和开关管SR2需要交替对称导通，保证变压器正负励磁均衡；2、本发明的电路在电流连续时不能完全关断，电感没有续流回路，会在开关管SR1或开关管SR2上产生过压损坏器件，但通过Oring MOS管可以调节输入能量，使开关管SR1或开关管SR2快速达到可关断调节，提升反向控制的动态性能。

请参见图6，其为Oring MOS管做反向预充的一个实施例的系统框图，系统中对低压侧电流ILV、低压侧电压VLV、电容Co两端电压Vco、高压侧变压器电流Ict、高压侧电压Vhv进行采样，这些采样均为正向DC/DC工作时需要的采样信号，能够正好用于反向预充过程，无须重复采样。当内部进路环路控制后，对开关管SR1和开关管SR2进行开关控制，对OringMOS的驱动电压以及驱动 PWM进行控制，以实现限流反向预充以及关断功能。其中，对开关管SR1和开关管SR2后端的电路进行小信号建模后可以得到CCM下输入阻抗传递函数如下：

其中，N为DC/DC变压器原副边匝数比，D为定义的占空比(开关管SR1 与开关管SR2同时导通时间占其周期时间一半的比)。从公式中可以得出，开关管SR1和开关管SR2后端电路的等效阻抗与占空比D成反比，且占空比D越大，等效阻抗越小，因此可以通过开环调节占空比D来调节输入阻抗Zin，从而调节预充电的速度。

请参见图7，其为后级输入阻抗等效后的电路，将开关管SR1、开关管SR2、以及高压开关电路中的电容Chv和其他有源器件等效为电容Cz，Oring MOS管的后级电路可以看作为电感Lf与电容Cz串联后，再与电容Co并联，可以计算得出电容Cz的关系如下：

当Oring MOS管控制于线性区，即可以看作恒流源，可以通过计算得到电容Co两端电压Vco的s域函数如下：

通过拉普拉斯反变换后，再将Vco折算到Vhv，可以得到Vhv时域关系表达式如下(忽略寄生参数，波形会有震荡)：

除了和电路本身器件参数有关，预充电压上升的速度还和输入电流、开关管 SR1和开关管SR2控制的占空比有关。

具体的，请参见图8，左图为开关管SR1和开关管SR2控制的占空比与电容 Chv的电压关系图，其横坐标为时间，纵坐标为电压，其斜率表示为电压与时间的比值，也即电压的上升速率，斜率越高，其充电速度越快，从左图中可以看出，占空比为0.3的直线位于占空比为0.5的直线上方，也即占空比为0.3的直线斜率更高，充电速度更快，因此可以确定开关管SR1和开关管SR2控制的占空比越小，充电速度越快。右图为输入电流与电容Chv的电压关系图，其横坐标为时间，纵坐标为电压，斜率表示为电压与时间的比值，从右图中可以看出，输入电流I＝200A的直线位于输入电流I＝100A的直线上方，即输入电流为200A时的充电速度更快，因此可以确定输入电流I越大，充电速度越快。

一般高压预充需求是在150ms以内完成，根据电池电压的不同，可以通过上述的关系对输入电流以及开关管SR1和开关管SR2占空比进行设定，满足预充要求，同时减小电流冲击。

请参见图9，其为本发明反向预充阶段图，第一阶段为软启阶段，其用于刚开始预充时，通过PWM占空比由小达到的方式进行预充，减小开始时的冲击电流，当电容Co两端电压高于第一预设电压时，进入第二阶段，该阶段为限流预充阶段，该阶段下通过调节驱动电压或PWM占空比的形式调整电流源的限流值，从而保证电感Lf的电流不会持续增大，控制电路电流在承受的电流范围内，当充电一定时间后，电容Chv两端电压达到第二预设电压，进入第三阶段，该阶段为Boost阶段，此时Oring MOS管工作于直通状态，可以通过调节开关管SR1 和开关管SR2进行升压给电容Chv充电，这一阶段可以采用开环驱动调节占空比的形式，也可以加入闭环控制。

请参见图10，其为本发明提出的双环控制方式框图，高压电压基准Vhvref 和电压采样Vhv的误差经过一级PI控制器后，经过限幅器后，作为低压侧电流的基准ILVref给到电流内环。如果工作于三个阶段的预充模式，则Vhvref设置为低压电压VLV和变压器匝比N的乘积，否则可以设置为目标预充电压。限幅器的限值可以由小逐渐变大，最终给定到所能接受的输入充电电流值。低压电流基准ILVref和低压电流采样ILV的误差经过内环PI控制器后，经过限幅器，限幅器的幅值通过检测MOS管压差，根据安全工作区查表得到对应的限值，可以作为Oring MOS管的占空比控制，或者其驱动幅值控制后对Oring MOS管进行驱动控制，最终实现高压电压闭环，以及输入充电电流的软起和限制。而开关管 SR1和开关管SR2的驱动控制可以通过开环的形式，通过电路具体的参数以及预充时间的要求进行合理调节。

请参见图11，由于在预充过程中，Oring MOS管工作于线性区，会产生较大的损耗，因此必须考核MOS管工作是否安全，可以对不同低压范围以及不同高压电池范围边界分别进行损耗校核。以其中一种状态为例，可以通过上述的电压关系函数，或者通过仿真的形式，得到预充过程中Oring MOS管两端的电压以及电流关系，从而可以计算得到整个预充时间的Oring MOS管的损耗，通过规格书的等效热阻曲线进行等效热阻计算，并计算出瞬时结温以进行判断是否安全。再设计MOS管工作在线性区时的工作电流，电压以及持续时间，需要参考器件规格书中的正向工作安全工作区。通过检测Oring MOS管的电压，设置合适的Oring MOS管占空比上限以及驱动电平，保证MOS工作在安全区域内。

请参见图12，其为本发明反向预充装置的控制流程图，系统初始化后进入等待工作模式。ECU发送上电指令后，DC/DC变压器进入反向预充模式，首先 DC/DC变压器会进行自检判断输出是否有内部故障，如果内部短路，则Oring MOS管工作于阻断模式，如果自检成功，进入反向预充，Oring MOS管工作于限流模式或者PWM模式，可以根据需求进行占空比逐步调节，从小到大进行软起，以控制MOS后端的电容电压，其后的DC/DC变压器进行反向工作，向电容Chv进行充电。完成反向预充后，系统会判断BMS的继电器是否吸合，如果吸合，说明反向预充完成，高压电池已经接入高压设备，反之，会重新进入反向预充模式。高压电池接入后，系统会开启变压器DC/DC正向传输，根据检测 MOS管电流或电压，设定一定的阈值，如果满足正向传输条件，Oring MOS管会工作于直通模式，以降低DC/DC正向传输损耗。

本发明的工作原理为，通过调节Oring MOS管的驱动电压，使其工作于不同的模式，从而实现反向预充以及阻断功能。当需要进行反向预充时，调节驱动电压使Oring MOS管工作于线性区，限制电路中的电流，避免电感Lf饱和，从而实现反向预充功能；当需要实现阻断功能时，调节驱动电压使Oring MOS管工作于截止区，此时Oring MOS管相当于断路，实现阻断功能。

与现有技术相比，本发明能够同时实现防反灌功能和反向预充功能，不用分别设置多个器件用于防反灌和反向预充功能，降低了电路的复杂程度，降低了电路的设计成本。

上述实施例仅用于说明本发明的具体实施方式。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和变化，这些变形和变化都应属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种车载DC/DC反向预充装置，包括与低压电池连接的低压开关电路、与高压电池连接的高压开关电路、连接所述低压开关电路和高压开关电路的DC/DC变压器，其特征在于，还包括设于所述低压开关电路与低压电池之间的防反灌电路，所述防反灌电路包括串联连接于低压开关电路与低压电池之间的MOS管，反向预充装置通过调节所述MOS管的驱动电压实现反向预充功能。

2.根据权利要求1所述的车载DC/DC反向预充装置，其特征在于，所述防反灌电路包括4个工作模式：

直通模式：所述驱动电压持续且高于阈值电压，MOS管工作于饱和区，用于车载DC/DC正反向充电；

限流模式：所述驱动电压持续且低于阈值电压，MOS管工作于线性区，用于车载DC/DC正反向限流；

PWM模式：所述驱动电压低于阈值电压且通过PWM信号调节，MOS管工作于线性区与截止区之间，用于车载DC/DC反向限流；

阻断模式：所述驱动电压为零，MOS管工作于截止区，用于阻断车载DC/DC反向能量传输。

3.根据权利要求2所述的车载DC/DC反向预充装置，其特征在于，所述反向预充装置包括三个预充阶段，分别为：

软启阶段：所述防反灌电路工作于PWM模式，且所述PWM信号的占空比

依次增大，用于减小冲击电流；

限流阶段：所述防反灌电路工作于PWM模式或限流模式，用于限制所述低压开关电路中电感电流，并进行反向预充；

Boost阶段：所述防反灌电路工作于直通模式，用于给所述高压开关电路中的电容充电。

4.根据权利要求3所述的车载DC/DC反向预充装置，其特征在于，当所述低压开关电路侧的电容低于第一预设电压时，所述反向预充装置工作于软启阶段；

当所述低压开关电路侧的电容高于第一预设电压且低于第二预设电压时，所

述反向预充装置工作于限流阶段；

当所述低压开关电路侧的电容高于第二预设电压时，所述反向预充装置工作于Boost阶段。

5.根据权利要求1所述的车载DC/DC反向预充装置，其特征在于，所述低压开关电路和高压开关电路采用半桥电路、全桥电路、倍流整流电路、全波整流电路中的一种。

6.根据权利要求5所述的车载DC/DC反向预充装置，其特征在于，所述低压开关电路采用全波整流电路，其包括开关管SR1、开关管SR2、电感Lf、电容Co，所述DC/DC变压器为低压侧带中心抽头的变压器，所述电感Lf一端连接所述DC/DC变压器低压侧的中心抽头端、另一端与所述防反灌电路串联后连接到所述低压电池的正极，所述开关管SR2一端与所述DC/DC变压器低压侧的第二端连接、另一端与所述低压电池的负极连接，所述开关管SR1一端与所述DC/DC变压器低压侧的第一端连接、另一端连接到所述低压电池的负极与所述开关管SR2之间，电容Co一端连接在电感Lf与所述防反灌电路之间、另一端连接在所述开关管SR2与所述低压电池的负极之间。

7.根据权利要求6所述的车载DC/DC反向预充装置，其特征在于，所述高压开关电路采用全桥电路，其包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电容Chv，所述开关管Q1和开关管Q2串联后连接到高压电池两端，开关管Q2和开关管Q4串联后连接到高压电池两端，所述DC/DC变压器高压侧的第一端连接到开关管Q1与开关管Q2之间、第二端连接到开关管Q3与开关管Q4之间，所述电容Chv并联连接在高压电池两端。

8.根据权利要求7所述的车载DC/DC反向预充装置，其特征在于，所述电

感Lf的电流波纹频率为所述开关管SR1和开关管SR2开关频率的两倍，所述低压开关电路的等效阻抗为：

，其中N为DC/DC变压器原副边匝数比，D为开关管SR1和开关管SR2同时导通的时间占开关周期一半的比例。

9.一种车载DC/DC反向预充装置的控制方法，其特征在于，包括：

当车载DC/DC反向预充时，调节所述防反灌电路工作于限流模式或PWM模式；

当车载DC/DC反向预充完成后，开启车载DC/DC正向传输，控制所述防反灌电路工作于直通模式；

当检测到反灌电流时，控制所述防反灌电路工作于阻断模式。

10.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，在车载DC/DC进入反向预充之前，还需要检测车载DC/DC的输出，若判定车载DC/DC输出存在内部故障，则控制所述防反灌电路工作于阻断模式，反之则进入反向预充。

Images