CN113589005A - 一种带有消隐时间的电压检测电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种带有消隐时间的电压检测电路。用于对反激式变压器的输出电压进行采样，包括整流电容、整流二极管、单向导通二极管、滤波电容以及消隐电路；所述整流电容一端连接至变压器副边绕组，另一端与所述整流二极管阴极连接；所述单向导通二极管的阳极连接至所述整流电容与整流二极管阴极的公共端；所述滤波电容一端连接所述单向导通二极管的阴极，另一端接地；所述消隐电路连接在所述整流二极管阳极与地之间，用于控制整流二极管在尖峰电压过后导通。本发明电路构成及控制逻辑简单可靠、控制精度高。

Description

一种带有消隐时间的电压检测电路
技术领域
本发明涉及一种带有消隐时间的电压检测电路。
背景技术
对于隔离型DC-DC数字电源，通常其位于副边的数字控制器需要检测原边绕组的输入电压。如图1所示，二极管D2和电容C2组成输出端整流电路，为负载R2供电。电阻R3及其后元器件组成电压检测电路。在辅助供电电源采用反激电路的情况下，可先通过由整流电容C3和整流二极管D5组成的整流电路对反激式变压器副边绕组的电压进行整流，然后分压后检测获得副边绕组的电压，最后根据绕组匝比计算获得原边的输入电压。电容C4作为输储能和滤波电容，单向导通二极管D4防止滤波电容C4影响整流电容C3。分压电阻R4和R5将滤波电容C4两端电压分压后提供给后端检测。
由于反激式变压器存在漏感，会产生尖峰电压，且漏感的值不可控，导致输出电压存在很大的误差，严重影响后端电压测量。因此，需要消除尖峰电压对后端电压采样值的影响。现有技术中，常见的消除尖峰电压影响的方法有以下两种：
第一，在电源输出端设置尖峰吸收电路吸收掉尖峰电压。如图2所示，在反激变压器副边绕组设置由电阻R8和电容C6组成的RC吸收电路，通过电阻R8和电容C6吸收漏感产生的尖峰电压。但是，完全依靠吸收电路吸收漏感产生的尖峰电压时，电容C6的电容值要足够大，流过电阻R8的电流随之增大，这样电阻R8的损耗就会非常大，这不仅影响整个电源效率，而且还会导致电阻R8甚至整个电源发热、高温，进一步引发电源稳定性、可靠性问题。
第二，在电源输出端设置消隐时间控制电路，跳过尖峰电压后再进行电压采样。如图3所示，将图1中的二极管D5替换为由PWM信号控制的PMOS管，有后端控制电路产生的PWM信号控制PMOS管的导通和关断。这样，在跳过尖峰电压后再导通PMOS管，然后进行电压采样。此时，如何判断是否已经跳过尖峰由后端控制电路决定，也即后端控制电路创建一个消隐时间，跳过尖峰电压后进行采样，这样就可以避免产生很大的损耗。由于后端控制电路既可以控制PMOS管的导通，也可以控制PMOS管的关断，通常称之为全控电路，即由全控电路产生消隐时间，跳过尖峰迪电压。全控电路产生消隐时间的优点是控制精准，缺点是控制电路复杂，需要增加产生PWM信号的复杂电路，还要判断尖峰跳过时间，进一步导致成本高。
发明内容
为了解决现有技术中的上述技术缺陷，本发明提出一种带有消隐时间的电压检测电路。
本发明提供的一种带有消隐时间的电压采样电路，用于对反激式变压器的输出电压进行采样，包括：整流电容C3、整流二极管D5、单向导通二极管D4、滤波电容C4以及消隐电路；所述整流电容C3一端连接至变压器副边绕组，另一端与所述整流二极管D5阴极连接；所述单向导通二极管D4的阳极连接至所述整流电容C3与整流二极管D5阴极的公共端；所述滤波电容C4一端连接所述单向导通二极管D4的阴极，另一端接地；所述消隐电路连接在所述整流二极管D5阳极与地之间，用于控制整流二极管D5在尖峰电压过后导通。
作为一种较佳的实施方式，所述消隐电路包括延时电容C5、第一电阻R6 、第二电阻R7、PNP三级管Q1；所述PNP三级管Q1集电极连接所述整流二极管D5的阳极；所述PNP三级管Q1的发射极接地； 所述延时电容C5和第一电阻R6并联后连接在所述PNP三级管Q1的发射极与基极之间；所述第二电阻R7连接在所述PNP三级管Q1的基极与集电极之间。
作为一种较佳的实施方式，带有消隐时间的电压采样电路通过设置延时电容C5的电容值确定PNP三级管Q1的延迟导通时间，由PNP三级管Q1的延迟导通时间确定整流二极管D5的延迟导通时间。
作为一种较佳的实施方式，带有消隐时间的电压采样电路还包括分压电路，滤波电容C4电压经分压后进行电压采样。
作为一种较佳的实施方式，当反激式变压器副边绕组为反压时，PNP三级管Q1发射极电压高于PNP三级管Q1集电极电压，延时电容C5给PNP三级管Q1的发射极和基极充电，直至PNP三级管Q1的发射极与基极之间的电压Veb等于PN结电压时，PNP三级管Q1导通，进而导通整流二极管D5，整流二极管D5导通后，反激式变压器副边绕组通过整流二极管D5给整流电容C3充电。
作为一种较佳的实施方式，当反激式变压器副边绕组为正压时，PNP三级管Q1发射极电压小于PNP三级管Q1集电极电压，PNP三级管Q1不导通，反激式变压器副边绕组的电压与整流电容C3的电压叠加后形成整流电压，整流电压通过单向导通二极管D4给滤波电容C4充电，滤波电容C4的电压共后端采样。
本发明与现有技术相比，其显著优点和有益效果在于：
（1）相比于现有技术中采用后端控制电路产生PWM信号控制PMOS管的导通和关断以产生效应时间的方式，本发明采用延时电容C5给PNP三极管Q1发射极和基极充电，延时电容C5的充电时间决定了PNP三级管Q1延迟导通的时间，PNP三级管Q1延迟导通进一步控制整流二极管D5延时导通，借此可以创建一个消隐时间。如此，本发明采用的电路简单、元器件少、控制方便，不需要设置复杂后端控制电路。
（2）本发明消隐时间根据自身延时电容C5容值确定，消隐时间可供，且不需要设置复杂后端控制电路来控制消隐时间。
（3）本发明属于半控电路，延时电容C5可以控制PNP三级管Q1的导通时间，不控制PNP三级管Q1的关断时间，控制逻辑简单且可靠。而现有技术中，既要控制PMOS管的导通，也要控制PMOS管的关断，控制事项多，控制逻辑及实现方式复杂。
本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分的从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
附图说明
附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。
图1是反激式变压器副边绕组电压检测电路示意图。
图2是图1所示电路设置吸收电路后的示意图。
图3是图1所示电路设置消隐时间控制电路后的示意图。
图4是本发明一个实施例的电路示意图。
图5是图4所示实施例的仿真实验示意图。
具体实施方式
容易理解，依据本发明的技术方案，在不变更本发明的实质精神的情况下，本领域的一般技术人员可以想象出本发明的多种实施方式。因此，以下具体实施方式和附图仅是对本发明的技术方案的示例性说明，而不应当视为本发明的全部或者视为对本发明技术方案的限制或限定。相反，提供这些实施例的目的是为了使本领域的技术人员更透彻地理解本发明。下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的创新构思。
如图4所示，本实施例所示的一种带有消隐时间的电压采样电路，其与图1不同之处在于，在由整流电容C3和整流二极管D5整流电路上增加了一个消隐电路。具体地，如图4所示，在二极管D5阳极与地之间设置消隐电路。消隐电路用于延迟二极管D5导通时间，即跳过漏感尖峰电压后再导通二极管D5，避免尖峰电压对测量精度的影响。
如图4所示，所述消隐电路包括延时电容C5、第一电阻R6 、第二电阻R7、PNP三级管Q1；
PNP三级管Q1集电极连接整流二极管D5的阳极，整流二极管D5的阴极接整流电路中的整流电容C3；
PNP三级管Q1的发射极接地；
延时电容C5和第一电阻R6并联后连接在PNP三级管Q1的发射极与基极之间；第二电阻R7连接在PNP三级管Q1的基极与集电极之间。
电源工作时，当反激式变压器副边绕组1、2端（图4中，副边绕组上端为1端，下端为2端）为反压时，会产生尖峰电压，且2端电压高于1端电压，PNP三级管Q1发射极电压高于PNP三级管Q1集电极电压，此时，延时电容C5给PNP三级管Q1的发射极和基极充电，直至PNP三级管Q1的发射极与基极之间的电压Veb等于PN结电压时，PNP三级管Q1导通，PNP三级管Q1导通后，整流二极管D5导通，反激式变压器副边绕组进而通过整流二极管D5给整流电容C3充电。其中，延时电容C5给PNP三极管Q1发射极和基极充电的时间决定了PNP三级管Q1延迟导通的时间，PNP三级管Q1延迟导通进一步控制整流二极管D5延时导通，借此可以创建一个消隐时间。通过预先测试判断尖峰时间，进而通过预先设定延时电容C5的容值大小以确定延时电容C5给PNP三极管Q1发射极和基极充电并使得发射极与基极之间的电压Veb等于PN结电压的时间，即控制PNP三级管Q1延迟导通的时间，在逃过尖峰电压后再导通。因此延时电容C5可以被称为消隐时间设置电容。
当反激式变压器副边绕组1、2端为正压时，1端电压高于2端电压，PNP三级管Q1发射极电压小于PNP三级管Q1集电极电压，PNP三级管Q1不导通。1、2端的电压叠加1、2端为反压时给整流电容C3充点形成的电压即为整流电压，整流电压通过单向导通二极管D4给滤波电容C4充电，滤波电容C4电压经分压电阻R4、R5分压后进行电压检测，根据检测电压获得变压器原边绕组的输入电压。
当反激变压器绕组1、2端为正压的时候，1端电压高于2端电压，PNP三级管Q1发射极电压小于PNP三级管Q1集电极电压，PNP三级管Q1发射极电压小于基极电压，PNP三级管Q1不导通。当反激变压器绕组1、2端为反压的时候，PNP三级管Q1导通时间取决于延时电容C5的容值。因此，在本发明中，延时电容C5可以控制PNP三级管Q1的导通时间，不控制PNP三级管Q1的关断时间，因此称之为半控电路。通过延时电容C5提供一个消隐时间，让PNP三级管Q1延迟导通的消隐时间，晚于尖峰后导通，这样就可以忽略漏感产生的电压尖峰对电压采样的影响。
本实施例中，消隐电路结构简单，元器件少，不需要设置复杂后端控制电路，成本低，消隐时间可控。
仿真波形如图5，从图5中可以看出，PNP三级管Q1在漏感产生的尖峰电压消失后导通。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，
任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
应当理解，为了精简本发明并帮助本领域的技术人员理解本发明的各个方面，在上面对本发明的示例性实施例的描述中，本发明的各个特征有时在单个实施例中进行描述，或者参照单个图进行描述。但是，不应将本发明解释成示例性实施例中包括的特征均为本专利权利要求的必要技术特征。
本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。
应当理解，可以对本发明的一个实施例的设备中包括的模块、单元、组件等进行自适应性地改变以把它们设置在与该实施例不同的设备中。可以把实施例的设备包括的不同模块、单元或组件组合成一个模块、单元或组件，也可以把它们分成多个子模块、子单元或子组件。
本发明的实施例中的模块、单元或组件可以以硬件方式实现，也可以以一个或者多个处理器上运行的软件方式实现，或者以它们的组合实现。本领域的技术人员应当理解，
可以在实践中使用微处理器或者数字信号处理器（DSP）来实现根据本发明实施例。本发明还可以实现为用于执行这里所描述的方法的一部分或者全部的计算机程序产品或计算机可读介质上。

Claims (6)

1.一种带有消隐时间的电压采样电路，用于对反激式变压器的输出电压进行采样，其特征在于，包括：
整流电容C3、整流二极管D5、单向导通二极管D4、滤波电容C4以及消隐电路；
所述整流电容C3一端连接至变压器副边绕组，另一端与所述整流二极管D5阴极连接；
所述单向导通二极管D4的阳极连接至所述整流电容C3与整流二极管D5阴极的公共端；所述滤波电容C4一端连接所述单向导通二极管D4的阴极，另一端接地；
所述消隐电路连接在所述整流二极管D5阳极与地之间，用于控制整流二极管D5在尖峰电压过后导通。
2.如权利要求1所述的带有消隐时间的电压采样电路，其特征在于，所述消隐电路包括延时电容C5、第一电阻R6 、第二电阻R7、PNP三级管Q1；
所述PNP三级管Q1集电极连接所述整流二极管D5的阳极；
所述PNP三级管Q1的发射极接地；
所述延时电容C5和第一电阻R6并联后连接在所述PNP三级管Q1的发射极与基极之间；所述第二电阻R7连接在所述PNP三级管Q1的基极与集电极之间。
3.如权利要求2所述的带有消隐时间的电压采样电路，其特征在于，通过设置延时电容C5的电容值确定PNP三级管Q1的延迟导通时间，由PNP三级管Q1的延迟导通时间确定整流二极管D5的延迟导通时间。
4.如权利要求2所述的带有消隐时间的电压采样电路，其特征在于，还包括分压电路，滤波电容C4电压经分压后进行电压采样。
5.如权利要求2所述的带有消隐时间的电压采样电路，其特征在于，当反激式变压器副边绕组为反压时，PNP三级管Q1发射极电压高于PNP三级管Q1集电极电压，延时电容C5给PNP三级管Q1的发射极和基极充电，直至PNP三级管Q1的发射极与基极之间的电压Veb等于PN结电压时，PNP三级管Q1导通，进而导通整流二极管D5，整流二极管D5导通后，反激式变压器副边绕组通过整流二极管D5给整流电容C3充电。
6.如权利要求5所述的带有消隐时间的电压采样电路，其特征在于，当反激式变压器副边绕组为正压时，PNP三级管Q1发射极电压小于PNP三级管Q1集电极电压，PNP三级管Q1不导通，反激式变压器副边绕组的电压与整流电容C3的电压叠加后形成整流电压，整流电压通过单向导通二极管D4给滤波电容C4充电，滤波电容C4的电压共后端采样。
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